CN116614000A - 一种车载电力电子变压器结构及其稳定运行控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种车载电力电子变压器结构及其稳定运行控制方法，车载电力电子变压器结构包括：MMC‑H桥DC‑DC变换器和三相逆变器，MMC‑H桥DC‑DC变换器包括一次侧的基于模块化多电平的变换器、二次侧的单相H桥变换器，及中频变压器，MMC‑H桥DC‑DC变换器的输入侧正极经高速断路器QF1与直流牵引网相连，其输入侧负极与接地钢轨相连，其输出侧与三相逆变器的输入侧相连，以将中高压直流电能变换为电压较低的直流电能；三相逆变器的输出侧与交流牵引电机的输入侧连接，以将直流电能转换为交流电能并供给牵引电机。本发明能够实现车载电力电子变压器稳定可靠运行的同时有效减轻车载变压器的体积和重量，提高电能质量。

Description

一种车载电力电子变压器结构及其稳定运行控制方法
技术领域
本发明涉及牵引传动技术领域，具体涉及一种车载电力电子变压器结构及其稳定运行控制方法。
背景技术
电力机车牵引传动***是现有电力机车唯一的动力来源，其主要功能是将牵引网的电能变换为可供牵引电机使用的电能。
目前，电力牵引传动***主要分为：“交-直”、“直-交”、“交直交”三种。其中，“交-直”型牵引传动***仅适用于对低压直流牵引网，“交-直”型牵引传动***有着较大缺陷，现正逐渐被“交-直-交”型替代。而“交-直-交”牵引传动***中工频牵引变压器具有结构简单、可靠性较高、经济成本较低的等优点，但是它具有体积大、重量大，无法实现对电压、电流的连续调节与控制能力等缺点。
随着电力电子技术的发展，电力电子变压器应运而生。电力电子变压器除了具有电压等级变化和电气隔离的功能以外，还具有体积小、重量低、可控性强的优点。目前车载电力电子变压器尚未大规模地投入商业与工程应用。
随着超高压直流输电技术的深入研究与直流制式城市轨道交通的广泛应用，采用中高压直流作为高速铁路牵引供电制式成为一种可能。而中高压直流牵引供电***供电制式与既有电气化铁路有所区别，因此需要设计适用于该供电制式的电力机车牵引传动***。
发明内容
本发明的目的在于提供一种车载电力电子变压器结构及其稳定运行控制方法，以实现车载电力电子变压器稳定可靠运行的同时有效地减轻车载变压器的体积和重量，提高电能质量。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
本发明提供一种车载电力电子变压器结构，所述车载电力电子变压器结构包括：
MMC-H桥DC-DC变换器和三相逆变器，所述MMC-H桥DC-DC变换器包括一次侧的基于模块化多电平的变换器、二次侧的单相H桥变换器，以及位于所述一次侧和所述二次侧之间的中频变压器，所述MMC-H桥DC-DC变换器的输入侧正极经高速断路器QF1与直流牵引网相连，其输入侧负极与接地钢轨相连，其输出侧与所述三相逆变器的输入侧相连，以将中高压直流电能变换为电压较低的直流电能；所述三相逆变器的输出侧与交流牵引电机的输入侧连接，以将所述直流电能转换为交流电能并供给所述交流牵引电机。
可选择地，所述基于模块化多电平的变换器包括a相单元和b相单元，每相单元分别包括上下两个桥臂，各桥臂包括n个半桥子模块和一个桥臂电感Lp，各半桥子模块分别包括开关管Tn1、开关管Tn2以及电容Cn，
第一个上半桥子模块SM1的开关管T11的发射极和开关管T12的集电极同时连接牵引网正极，开关管T11的集电极连接电容C1的一端，电容C1的另一端和开关管T12的发射极同时连接第二个半桥子模块的开关管T21的发射极和开关管T22的集电极；
第二个上半桥子模块SM2～第n-1个上半桥子模块SMn-1的开关管Ti1的集电极连接电容Ci的一端，开关管Ti2的发射极连接电容Ci的另一端，开关管Ti1的发射极和开关管Ti2的集电极同时连接上一个半桥子模块的开关管Ti2的发射极及其电容Ci的另一端，
第n个上半桥子模块SMn的开关管Tn2的发射极和电容Cn的另一端同时连接上桥臂的桥臂电感Lp的一端，开关管Tn1的集电极连接电容Cn的一端，开关管Tn1的发射极和开关管Tn2的集电极同时连接第n-1个半桥子模块的开关管T(n-1)2的发射极及其电容Cn-1的另一端，
上桥臂的桥臂电感Lp的另一端和下桥臂的桥臂电感L’p的一端同时连接中频变压器的一次侧，下桥臂的桥臂电感L’p的另一端连接第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的输出端连接牵引网负极；
第一个下半桥子模块SM’1的开关管T’11的发射极和开关管T’12的集电极同时连接以作为第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的开关管T’n2的发射极和电容C’n的另一端同时连接以作为所述第n个下半桥子模块SM’n的输出端。
可选择地，所述基于模块化多电平的变换器中各开关管均采用全控型半导体器件。
可选择地，所述桥臂电感Lp的表达式由一次侧单桥臂电流、电感电流的纹波系数以及电感电压电流的关系可得，且为：
其中，Uc为子模块标称电容电压，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，n为单桥臂级联的子模块数量，r1为电感电流的纹波系数，Idc1为一次侧输入直流电流。
可选择地，所述单相H桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4和电容Co，所述开关管S1的集电极、开关管S3的集电极和电容Co的一端同时连接三相逆变器的正极，所述开关管S1的发射极和所述开关管S2的集电极同时连接所述中频变压器的二次侧，所述开关管S2的发射极、开关管S4的发射极和电容Co的另一端同时连接三相逆变器的负极，所述开关管S3的集电极和所述开关管S4的发射极同时连接所述中频变压器的二次侧。
可选择地，输出电容Co的表达式由电容电压的纹波系数、电容充放电特性以及充放电电荷变化量可得，且为：
其中，L为变压器漏感，rU为电容电压的纹波系数，n为单桥臂级联的子模块数量，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧输入直流电压，Udc2为二次侧输出直流电压，tφ为二次侧交流电压相较于一次侧交流电压的延时时间。
可选择地，所述中频变压器一次侧两端分别与所述基于模块化多电平的变换器的a相单元和/或b相单元上下桥臂的桥臂电感公共点连接，二次侧两端分别连接单相H桥变换器的两桥臂中点相连，并且，所述中频变压器采用变比为KT:1的中频油浸式变压器。
本发明还提供一种基于上述的车载电力电子变压器结构的稳定运行控制方法，所述稳定运行控制方法包括：
对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略和准两电平调制的调制策略；
对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略。
可选择地，对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略包括：控制所述基于模块化多电平的变换器的各相单元内同一桥臂上的n个子模块需要处于同一工作状态，a相上桥臂与b相下桥臂的输出电平相同，同一相单元内上下桥臂的输出电平互补，所述单相H桥变换器的对角线上的开关管S1与S4、S2与S3的开关信号相同，同一桥臂上的两个开关管S1与S2、S3与S4开关信号互补，控制一次侧单相MMC逆变器输出电压与二次侧单相H桥整流器输入电压存在一个相位差Dφ，通过控制Dφ实现MMC-H桥DC-DC变换器内功率传输大小和方向的控制；
对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用准两电平调制的调制策略包括：
通过给所述基于模块化多电平的变换器各半桥子模块开关信号提供一个较小的延时Td，使其各个半桥子模块不在同一时刻投入或切除，因此各个子模块的输出电压之间就存在一个较小的移相角θd，输出调制波形为在较短时间内阶梯上升的方波，由基尔霍夫电压定律与基尔霍夫电流定律可得到准两电平调制下MMC-H桥DC-DC变换器的传输功率表达式为：
式中，P为MMC-H桥DC-DC变换器传输功率，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧单相MMC逆变器输入电压，Udc2为二次侧单相H桥整流器输出电压，L为变压器等效漏感，f为单相MMC逆变器子模块开关频率，为一次侧交流电压与二次侧交流电压的相位差，n为单相MMC逆变器子模块数量，Td为单相MMC逆变器各子模块间延时时间。
可选择地，对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略包括：
通过控制定子电流和转差频率满足约束条件实现磁场定向，具体控制过程为：由列车牵引制动曲线对电磁转矩和转子磁通的指令值进行计算，从而得到q轴电流给定的限幅值，通过电流转矩分量给定计算模块计算得到d轴电流给定值，接着将电机反馈的定子电流通过abc-dq坐标变换为解耦的转矩分量iq和磁场分量id，将电压前馈计算单元值Uds、Uqs加入其中得到dq轴指令电压Ud*、Uq*，后续再将其转换到两相静止坐标系下得到电压分量Uα*、Uβ*，最后通过调制产生脉冲信号实现对逆变器控制，最终实现电机驱动***的闭环控制。
本发明具有以下有益效果：
1、本发明所提出的一种车载电力电子变压器的结构适用于中高压直流供电制式的电力机车，其输出电压电流可控，并且以MMC-H桥DC-DC变换器替换原有工频牵引变压器，实现体积与重量的减少；
2、本发明中提出的MMC-H桥DC-DC变换器所采用的单移相控制策略与准两电平调制策略直流电压利用率较高，且可以解决方波调制存在的过大的dv/dt的缺点，向牵引网侧与牵引电机侧均呈现良好的电能质量，实现列车安全稳定运行。
附图说明
图1为本发明车载电力电子变压器结构的示意图；
图2为本发明的MMC-H桥DC-DC变换器的结构示意图；
图3为本发明的三相逆变器的结构示意图；
图4为本发明的稳定运行控制方法的流程图；
图5为本发明的MMC-H桥DC-DC变换器采用的单移相控制与准两电平调制策略的控制原理波形图；
图6为本发明的三相逆变器的转子磁场定向间接矢量控制策略图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
本发明提供一种车载电力电子变压器结构，参考图1所示，所述车载电力电子变压器结构包括：
MMC-H桥DC-DC变换器和三相逆变器，所述MMC-H桥DC-DC变换器包括一次侧的基于模块化多电平的变换器、二次侧的单相H桥变换器，以及位于所述一次侧和所述二次侧之间的中频变压器，所述MMC-H桥DC-DC变换器的输入侧正极经高速断路器QF1与直流牵引网相连，其输入侧负极与接地钢轨相连，其输出侧与所述三相逆变器的输入侧相连，以将中高压直流电能变换为电压较低的直流电能；所述三相逆变器的输出侧与交流牵引电机的输入侧连接，以将所述直流电能转换为交流电能并供给所述交流牵引电机。
可选择地，参考图2所示，所述基于模块化多电平的变换器具体为单相MMC变换器，将中高压牵引网的直流电变换为交流电，且包括a相单元和b相单元，每相单元分别包括上下两个桥臂，各桥臂包括n个半桥子模块和一个桥臂电感Lp，各半桥子模块分别包括开关管Tn1、开关管Tn2以及电容Cn，上下各桥臂子模块数量与器件选型可根据MMC-H桥DC-DC变换器的输入电压与输出电压灵活配置，每个子模块具有闭锁、投入与旁路三种工作状态，子模块结构可以选择半桥子模块结构，全桥子模块结构或者钳位型双子模块结构。
具体地，第一个上半桥子模块SM1的开关管T11的发射极和开关管T12的集电极同时连接牵引网正极，开关管T11的集电极连接电容C1的一端，电容C1的另一端和开关管T12的发射极同时连接第二个半桥子模块的开关管T21的发射极和开关管T22的集电极；
第二个上半桥子模块SM2～第n-1个上半桥子模块SMn-1的开关管Ti1的集电极连接电容Ci的一端，开关管Ti2的发射极连接电容Ci的另一端，开关管Ti1的发射极和开关管Ti2的集电极同时连接上一个半桥子模块的开关管Ti2的发射极及其电容Ci的另一端，
第n个上半桥子模块SMn的开关管Tn2的发射极和电容Cn的另一端同时连接上桥臂的桥臂电感Lp的一端，开关管Tn1的集电极连接电容Cn的一端，开关管Tn1的发射极和开关管Tn2的集电极同时连接第n-1个半桥子模块的开关管T(n-1)2的发射极及其电容Cn-1的另一端，
上桥臂的桥臂电感Lp的另一端和下桥臂的桥臂电感L’p的一端同时连接中频变压器的一次侧，下桥臂的桥臂电感L’p的另一端连接第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的输出端连接牵引网负极；
第一个下半桥子模块SM’1的开关管T’11的发射极和开关管T’12的集电极同时连接以作为第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的开关管T’n2的发射极和电容C’n的另一端同时连接以作为所述第n个下半桥子模块SM’n的输出端。
可选择地，所述基于模块化多电平的变换器中各开关管均采用全控型半导体器件，进一步地，全控型半导体器件为绝缘栅双极型晶体管。
可选择地，所述桥臂电感Lp的表达式由一次侧单桥臂电流、电感电流的纹波系数以及电感电压电流的关系可得，且为：
其中，Uc为子模块标称电容电压，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，n为单桥臂级联的子模块数量，r1为电感电流的纹波系数，Idc1为一次侧输入直流电流。
可选择地，所述单相H桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4和电容Co，所述开关管S1的集电极、开关管S3的集电极和电容Co的一端同时连接三相逆变器的正极，所述开关管S1的发射极和所述开关管S2的集电极同时连接所述中频变压器的二次侧，所述开关管S2的发射极、开关管S4的发射极和电容Co的另一端同时连接三相逆变器的负极，所述开关管S3的集电极和所述开关管S4的发射极同时连接所述中频变压器的二次侧。
单相H桥变换器的开关管均采用全控型半导体器件，进一步地，全控型半导体器件为绝缘栅双极型晶体管。
可选择地，输出电容Co的表达式由电容电压的纹波系数、电容充放电特性以及充放电电荷变化量可得，且为：
其中，L为变压器漏感，rU为电容电压的纹波系数，n为单桥臂级联的子模块数量，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧输入直流电压，Udc2为二次侧输出直流电压，为二次侧交流电压相较于一次侧交流电压的延时时间。
可选择地，所述中频变压器一次侧两端分别与所述基于模块化多电平的变换器的a相单元和/或b相单元上下桥臂的桥臂电感公共点连接，二次侧两端分别连接单相H桥变换器的两桥臂中点相连，并且，所述中频变压器采用变比为KT:1的中频油浸式变压器。具体变比视牵引网电压等级与列车牵引功率而定，实现电气隔离与电能变换。经中频变压器变压后输出电压等级相对较低，输出电流相对较高，不再需要级联较多子模块，因此二次侧采用单相两电平H桥变换器，实现将交流电变换为直流电，单相两电平H桥变换器桥臂的开关管选型视输入输出电压等级而定。
除此之外，本发明的三相逆变器采用三相两电平H桥结构，具体参考图3所示，其输入端连接MMC-H桥DC-DC变换器直流输出侧，其输出端连接交流牵引电机的输入端。
本发明还提供一种基于上述的车载电力电子变压器结构的稳定运行控制方法，参考图4所示，所述稳定运行控制方法包括：
S1：对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略和准两电平调制的调制策略；
S2：对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略。
可选择地，参考图5和图6所示，对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略包括：控制所述基于模块化多电平的变换器的各相单元内同一桥臂上的n个子模块需要处于同一工作状态，a相上桥臂与b相下桥臂的输出电平相同，同一相单元内上下桥臂的输出电平互补，所述单相H桥变换器的对角线上的开关管S1与S4、S2与S3的开关信号相同，同一桥臂上的两个开关管S1与S2、S3与S4开关信号互补，控制一次侧单相MMC逆变器输出电压与二次侧单相H桥整流器输入电压存在一个相位差Dφ，通过控制Dφ实现MMC-H桥DC-DC变换器内功率传输大小和方向的控制；
对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用准两电平调制的调制策略包括：
通过给所述基于模块化多电平的变换器各半桥子模块开关信号提供一个较小的延时Td，使其各个半桥子模块不在同一时刻投入或切除，因此各个子模块的输出电压之间就存在一个较小的移相角θd，输出调制波形为在较短时间内阶梯上升的方波，保留直流电压利用率较高的同时解决了方波调制中dv/dt过大的问题，并且传输功率大。由基尔霍夫电压定律与基尔霍夫电流定律可得到准两电平调制下MMC-H桥DC-DC变换器的传输功率表达式为：
式中，P为MMC-H桥DC-DC变换器传输功率，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧单相MMC逆变器输入电压，Udc2为二次侧单相H桥整流器输出电压，L为变压器等效漏感，f为单相MMC逆变器子模块开关频率，为一次侧交流电压与二次侧交流电压的相位差，n为单相MMC逆变器子模块数量，Td为单相MMC逆变器各子模块间延时时间。
可选择地，对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略包括：
通过控制定子电流和转差频率满足约束条件实现磁场定向，具体控制过程为：由列车牵引制动曲线对电磁转矩和转子磁通的指令值进行计算，从而得到q轴电流给定的限幅值，通过电流转矩分量给定计算模块计算得到d轴电流给定值，接着将电机反馈的定子电流通过abc-dq坐标变换为解耦的转矩分量iq和磁场分量id，将电压前馈计算单元值Uds、Uqs加入其中得到dq轴指令电压Ud*、Uq*，后续再将其转换到两相静止坐标系下得到电压分量Uα*、Uβ*，最后通过调制产生脉冲信号实现对逆变器控制，最终实现电机驱动***的闭环控制。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述车载电力电子变压器结构包括：
MMC-H桥DC-DC变换器和三相逆变器，所述MMC-H桥DC-DC变换器包括一次侧的基于模块化多电平的变换器、二次侧的单相H桥变换器，以及位于所述一次侧和所述二次侧之间的中频变压器，所述MMC-H桥DC-DC变换器的输入侧正极经高速断路器QF1与直流牵引网相连，其输入侧负极与接地钢轨相连，其输出侧与所述三相逆变器的输入侧相连，以将中高压直流电能变换为电压较低的直流电能；所述三相逆变器的输出侧与交流牵引电机的输入侧连接，以将所述直流电能转换为交流电能并供给所述交流牵引电机。
2.根据权利要求1所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述基于模块化多电平的变换器包括a相单元和b相单元，每相单元分别包括上下两个桥臂，各桥臂包括n个半桥子模块和一个桥臂电感Lp，各半桥子模块分别包括开关管Tn1、开关管Tn2以及电容Cn，
第一个上半桥子模块SM1的开关管T11的发射极和开关管T12的集电极同时连接牵引网正极，开关管T11的集电极连接电容C1的一端，电容C1的另一端和开关管T12的发射极同时连接第二个半桥子模块的开关管T21的发射极和开关管T22的集电极；
第二个上半桥子模块SM2～第n-1个上半桥子模块SMn-1的开关管Ti1的集电极连接电容Ci的一端，开关管Ti2的发射极连接电容Ci的另一端，开关管Ti1的发射极和开关管Ti2的集电极同时连接上一个半桥子模块的开关管Ti2的发射极及其电容Ci的另一端，
第n个上半桥子模块SMn的开关管Tn2的发射极和电容Cn的另一端同时连接上桥臂的桥臂电感Lp的一端，开关管Tn1的集电极连接电容Cn的一端，开关管Tn1的发射极和开关管Tn2的集电极同时连接第n-1个半桥子模块的开关管T(n-1)2的发射极及其电容Cn-1的另一端，
上桥臂的桥臂电感Lp的另一端和下桥臂的桥臂电感L’p的一端同时连接中频变压器的一次侧，下桥臂的桥臂电感L’p的另一端连接第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的输出端连接牵引网负极；
第一个下半桥子模块SM’1的开关管T’11的发射极和开关管T’12的集电极同时连接以作为第一个下半桥子模块SM’1的输入端，第n个下半桥子模块SM’n的开关管T’n2的发射极和电容C’n的另一端同时连接以作为所述第n个下半桥子模块SM’n的输出端。
3.根据权利要求2所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述基于模块化多电平的变换器中各开关管均采用全控型半导体器件。
4.根据权利要求2所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述桥臂电感Lp的表达式由一次侧单桥臂电流、电感电流的纹波系数以及电感电压电流的关系可得，且为：
其中，Uc为子模块标称电容电压，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，n为单桥臂级联的子模块数量，r1为电感电流的纹波系数，Idc1为一次侧输入直流电流。
5.根据权利要求2所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述单相H桥变换器包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4和电容Co，所述开关管S1的集电极、开关管S3的集电极和电容Co的一端同时连接三相逆变器的正极，所述开关管S1的发射极和所述开关管S2的集电极同时连接所述中频变压器的二次侧，所述开关管S2的发射极、开关管S4的发射极和电容Co的另一端同时连接三相逆变器的负极，所述开关管S3的集电极和所述开关管S4的发射极同时连接所述中频变压器的二次侧。
6.根据权利要求5所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，输出电容Co的表达式由电容电压的纹波系数、电容充放电特性以及充放电电荷变化量可得，且为：
其中，L为变压器漏感，rU为电容电压的纹波系数，n为单桥臂级联的子模块数量，Td为准两电平调制时各个子模块开关信号的延时，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧输入直流电压，Udc2为二次侧输出直流电压，为二次侧交流电压相较于一次侧交流电压的延时时间。
7.根据权利要求5所述的车载电力电子变压器结构，其特征在于，所述中频变压器一次侧两端分别与所述基于模块化多电平的变换器的a相单元和/或b相单元上下桥臂的桥臂电感公共点连接，二次侧两端分别连接单相H桥变换器的两桥臂中点相连，并且，所述中频变压器采用变比为KT:1的中频油浸式变压器。
8.一种基于权利要求1-7中任意一项所述的车载电力电子变压器结构的稳定运行控制方法，其特征在于，所述稳定运行控制方法包括：
对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略和准两电平调制的调制策略；
对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略。
9.根据权利要求8所述的稳定运行控制方法，其特征在于，对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用单移相控制策略包括：控制所述基于模块化多电平的变换器的各相单元内同一桥臂上的n个子模块需要处于同一工作状态，a相上桥臂与b相下桥臂的输出电平相同，同一相单元内上下桥臂的输出电平互补，所述单相H桥变换器的对角线上的开关管S1与S4、S2与S3的开关信号相同，同一桥臂上的两个开关管S1与S2、S3与S4开关信号互补，控制一次侧单相MMC逆变器输出电压与二次侧单相H桥整流器输入电压存在一个相位差Dφ，通过控制Dφ实现MMC-H桥DC-DC变换器内功率传输大小和方向的控制；
对所述MMC-H桥DC-DC变换器采用准两电平调制的调制策略包括：
通过给所述基于模块化多电平的变换器各半桥子模块开关信号提供一个较小的延时Td，使其各个半桥子模块不在同一时刻投入或切除，因此各个子模块的输出电压之间就存在一个较小的移相角θd，输出调制波形为在较短时间内阶梯上升的方波，由基尔霍夫电压定律与基尔霍夫电流定律可得到准两电平调制下MMC-H桥DC-DC变换器的传输功率表达式为：
式中，P为MMC-H桥DC-DC变换器传输功率，KT为中频变压器变比，Udc1为一次侧单相MMC逆变器输入电压，Udc2为二次侧单相H桥整流器输出电压，L为变压器等效漏感，f为单相MMC逆变器子模块开关频率，为一次侧交流电压与二次侧交流电压的相位差，n为单相MMC逆变器子模块数量，Td为单相MMC逆变器各子模块间延时时间。
10.根据权利要求8所述的稳定运行控制方法，其特征在于，对所述三相逆变器采用转子磁场定向间接矢量控制策略包括：
通过控制定子电流和转差频率满足约束条件实现磁场定向，具体控制过程为：由列车牵引制动曲线对电磁转矩和转子磁通的指令值进行计算，从而得到q轴电流给定的限幅值，通过电流转矩分量给定计算模块计算得到d轴电流给定值，接着将电机反馈的定子电流通过abc-dq坐标变换为解耦的转矩分量iq和磁场分量id，将电压前馈计算单元值Uds、Uqs加入其中得到dq轴指令电压Ud*、Uq*，后续再将其转换到两相静止坐标系下得到电压分量Uα*、Uβ*，最后通过调制产生脉冲信号实现对逆变器控制，最终实现电机驱动***的闭环控制。
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