CN116613991A - 一种具有高输出电压精度迟滞型aot控制的开关电源转换器 - Google Patents

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CN116613991A CN202310677294.0A CN202310677294A CN116613991A CN 116613991 A CN116613991 A CN 116613991A CN 202310677294 A CN202310677294 A CN 202310677294A CN 116613991 A CN116613991 A CN 116613991A
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Abstract

本发明涉及一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，包括：自适应开通时间产生电路，通过检测输入电压VIN和输出电压VOUT来产生开通时间，从而实现在宽输入和输出电压范围内开关频率固定在一定范围；基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路，通过反馈电压VFB和基准VREF进行比较产生经补偿的基准电压VREFL，使得输出电压VOUT精确的稳定在设定值。本发明的有益效果是：本发明具有高开关频率和快速瞬态响应的特点，并且，通过本发明提出的自适应开通时间产生器电路，可以实现宽输入和输出电压范围内开关频率固定，即开关频率不随输入电压VIN和输出电压VOUT的变化而变化。同时，通过反馈电压VFB产生经补偿的基准电压VREFL，提高输出电压的精度。

Description

一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器
技术领域
本发明涉及开关电源转换器技术领域，更确切地说，它涉及一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器。
背景技术
开关电源转换器在光伏储能、电动汽车、大数据中心和消费电子领域具有广泛的应用。开关电源DC-DC转换器的控制方式以检测方式可分为电压型和电流型、以频率控制方式可分为固定频率和固定开通、关断时间等。传统的DC-DC转换器采用固定频率电流型控制，然后固定频率的控制方式瞬态响应能力差，即当输出负载发生突然变化的时候，输出电压会发生巨大的过冲和下冲，导致后续由此供电的电子***发生故障。相对于迟滞电压型，传统的电流型的检测方式需要复杂而精确的电流检测电路来进行环路控制，同时限制了***的响应速度和开关频率。为了克服输出电压的过冲和下冲等不稳定以及电流型检测电路的速度和精度等问题，固定开通时间迟滞型DC-DC开关电源转换器成为一个解决方案，如图1所示。它由固定开通时间产生电路、输出反馈电阻和迟滞比较器、逻辑和半桥驱动电路、上下开关管MH和ML、以及电感和输出电容所组成。其工作原理为：如图2所示，在固定开通时间TON时，上管MH开通，电感电流IL上升，同时输出电压VOUT也上升；当开通时间TON计时结束时，上管MH关断而下管ML开通，此时电感电流IL下降，同时输出电压VOUT也下降。VOUT下降可以通过反馈电阻网络R1和R2检测得到VFB。当VFB下降到基准电压VREF之下时，迟滞比较器输出VCMP翻转，通过逻辑和半桥驱动电路来关断下管ML和再次开通上管MH，并开启下一个开关周期T。其中上管MH关断而下管ML开通的时间段成为关断时间TOFF。因此，这种控制方式只需要检测输出电压，环路简单且响应快速；另外一方面，在发生输出负载瞬态变化时，该固定开通时间迟滞型控制方式可以在一个开关周期内通过调整关断时间TOFF来响应负载的变化，相比于固定频率或固定周期的控制方式，使电感电流更快的响应负载电流的变化，降低输出电压的过冲和下冲，从而实现输出电压的快速瞬态响应。
然而，由于VFB的谷值与基准电压VREF进行比较，VFB的平均值和基准电压之间存在一个偏移电压VOS，如图2所示。因为VOUT＝(VFB+VOS)×(R1+R2)/R1,偏移电压VOS会直接影响输出电压VOUT的精度。在DC-DC转换器不同的输出电容、寄生电阻和不同的电感电流条件下，输出电压VOUT的纹波幅值不同(即峰值和谷值电压差不同)，VOS偏移电压也会不同，因此输出电压的精度会进一步受到影响。当输出电压VOUT较低时，比如1V给微处理器CPU或者GPU供电时，VOS的偏移造成的输出偏移会占有VOUT较大的比重，致使VOUT输出精度低从而导致***的性能下降。另一方面，由于开通时间TON是固定的，在降压型DC-DC转换器中，当输出电压VIN或者输出电压VOUT发生变化时，占空比VOUT/VIN也会发生变化。由于开关周期可以计算为:T＝TON×VIN/VOUT,开关周期或者开关频率会发生变化，这给输出电容、电感和输出电容的选择和***的设计带来了挑战。
因此，传统的固定频率电流型开关电源转换器和传统的固定开通时间迟滞型开关电源转换器面临的挑战包括：
1.传统的固定频率DC-DC转换器瞬态响应能力差
2.传统的电流型的检测方式需要复杂而精确的电流检测电路来进行环路控制，限制了***的响应速度和开关频率
3.传统的迟滞电压型控制方式的偏移电压VOS会直接影响输出电压VOUT的精度
4.传统的固定开通时间迟滞型控制方式在宽输入和输出电压范围开关频率变化大，给***的设计和滤波电感和电容的选择带来了困难
以上问题如果未解决和未经优化设计，可能造成开关电源转换器瞬态响应能力差、开关频率低且变化范围大、***尺寸大成本高、以及输出精度差等的***性问题。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，提出了一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，包括：
自适应开通时间产生电路、基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路、逻辑与半桥驱动电路、上下开关管、反馈电阻网络、电感和输出电容；
所述自适应开通时间产生电路，通过检测输入电压VIN和输出电压VOUT来产生开通时间，从而实现在宽输入和输出电压范围内开关频率固定在一定范围；
所述基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路，通过反馈电压VFB和基准VREF进行比较产生经补偿的基准电压VREFL，使得输出电压VOUT精确的稳定在设定值，实现高输出电压精度。
作为优选，在开通时间TON时，上开关管MH开通，电感电流IL上升，同时输出电压VOUT也上升；当开通时间TON计时结束时，上开关管MH关断而下开关管ML开通，此时电感电流IL下降，同时输出电压VOUT也下降；输出电压VOUT下降通过反馈电阻网络检测得到反馈电压VFB，当反馈电压VFB下降到补偿后的基准电压VREFL之下时，迟滞比较器输出VCMP翻转，通过逻辑与半桥驱动电路来关断下管ML和再次开通上管MH，并开启下一个开关周期T。
作为优选，所述自适应开通时间产生电路包括分压电阻、第五电阻R5、第二电容C2和第一比较器；
输入电压VIN经过分压电阻产生kVIN，通过第五电阻R5转化成电流ICHG对第二电容C2进行充电；当第二电容C2电压到达输出电压VOUT时，第一比较器会送出一个高电平脉冲来结束上开关管MH的开通时间TON；
开通时间计算为TON＝(RC/k)×(VOUT/VIN)，其中，R为第五电阻R5的电阻值，C为第二电容C2的电容值；
开通时间和电压转换比的关系为TON/T＝VOUT/VIN，其中，T为开关周期；T经过计算得出：T＝RC/k，由于R、C和k都是常数，即开关周期不变，且不随输入和输出电压变化。
作为优选，基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路包括第二比较器、运放、第六电阻RD1、第七电阻Rs1和第一N型管Mc1；
补偿后的基准电压VREFL通过运放产生的第一误差补偿电流ID1流过第六电阻RD1产生，计算公式为：VREFL＝VREF-IDRD，其中，VREF为基准电压。
作为优选，在第二比较器的负输入端引入谐波补偿VSLP，来改变反馈电压VFB的下降斜率。
作为优选，基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路包括输出电压误差检测和补偿子电路和迟滞比较器子电路；
所述基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路中，输出电压VOUT的最终稳定点通过第一电阻R1和第二电阻R2进行设定：VOUT＝VREF×(R1+R2)/R1；
当输出电压VOUT高于输出稳定点，反馈电压VFB会高于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会上升；差分运放的输出电压VG2通过第二N型管Mc2和第八电阻Rs2、以及两级电流镜转变成第二误差补偿电流ID2；输出电压VG2上升，第二误差补偿电流ID2也会增大，而由于基准电压VREF是固定的，经补偿的基准电压VREFL会下降；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点下降；
当输出电压VOUT低于输出稳定点，反馈电压VFB会低于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会下降；第二误差补偿电流ID2也会减小，经补偿的基准电压VREFL会上升；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点上升。
本发明的有益效果是：
1.本发明通过自适应开通时间产生器电路对上管MH的开通时间进行控制，通过基于基准电压误差补偿的迟滞比较器对上管MH的关断时间进行控制，通过反馈电阻网络实现反馈电压VFB和基准电压的逐周期比较，实现对输出电压的稳定调节。同时，该发明采用斜波补偿VSLP技术来改变VFB的下降斜率，从而提高环路和***的稳定性。
2.本发明通过输出电压反馈电阻网络和基准电压误差补偿电路，检测得到反馈电压VFB并与电压基准VREFL进行比较。该发明通过电容补偿产生补偿电流对迟滞比较器的基准电压VREF进行补偿和校准，并通过环路控制的方式，得到补偿后的基准电压VREFL，如图4所示，从而抵消电压偏移VOS，提高输出电压的精度。
3.本发明提出自适应开通时间产生器电路，通过检测输入电压VIN和输出电压VOUT来产生开通时间，可以实现在宽输入和输出电压范围内开关频率固定，即开关频率不随输入电压VIN和输出电压VOUT的变化而变化。同时，通过反馈电压VFB产生经补偿的基准电压VREFL，提高输出电压的精度。
附图说明
图1为本申请提供的传统的固定开通时间迟滞型DC-DC转换器的结构示意图；
图2为本申请提供的传统的固定开通时间迟滞型DC-DC转换器的工作原理示意图；
图3为本申请提供的具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器的结构示意图；
图4为本申请提供的具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器的工作原理示意图；
图5为本申请提供的基于基准电压误差检测和补偿的迟滞比较器电路的结构示意图；
图6为本申请提供的基准电压误差检测和补偿的工作原理示意图。
图7为本申请提供的基于VIN和VOUT检测的自适应开通时间产生器的结构示意图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步描述。下述实施例的说明只是用于帮助理解本发明。应当指出，对于本技术领域的普通人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
实施例1：
如图1所示，101为固定开通时间迟滞型DC-DC转换器的输入电路结构，102为对应的输出电路结构。但如图2所示，其存在的偏移电压VOS会直接影响输出电压VOUT的精度。对此，本申请提供了一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，如图3所示，包括：自适应开通时间产生电路201、基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路202、逻辑与半桥驱动电路、上下开关管、反馈电阻网络、电感L和输出电容C。
具体的，上下开关管包括上开关管MH和下开关管ML，两者均为N型管；反馈电阻网络包括相连的第一电阻R1和第二电阻R2；基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路和自适应开通时间产生电路的输出端与逻辑与半桥驱动电路的输入端相连，逻辑与半桥驱动电路的两个输出端分别连接上开关管MH的栅极和下开关管ML的栅极；上开关管MH的漏极与输入电压VIN相连，上开关管MH的源极通过一分支节点VSW分别连接下开关管ML的漏极和电感L；下开关管ML的源极与地端相连；电感L远离分支节点VSW的一端与输出电压VOUT相连。
该具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器的工作原理为：在开通时间TON时，上开关管MH开通，电感电流IL上升，同时输出电压VOUT也上升；当开通时间TON计时结束时，上开关管MH关断而下开关管ML开通，此时电感电流IL下降，同时输出电压VOUT也下降；输出电压VOUT下降通过反馈电阻网络检测得到反馈电压VFB，当反馈电压VFB下降到补偿后的基准电压VREFL之下时，迟滞比较器输出VCMP翻转，通过逻辑与半桥驱动电路来关断下管ML和再次开通上管MH，并开启下一个开关周期T。
本申请实施例提供的自适应开通时间产生电路201，通过检测输入电压VIN和输出电压VOUT来产生开通时间，从而实现在宽输入和输出电压范围内开关频率固定在一定范围。
具体的，如图7所示，自适应开通时间产生电路201包括分压电阻、第五电阻R5、第二电容C2和第一比较器；分压电阻包括第三电阻R3和第四电阻R4。其中，第四电阻R4的一端与输入电压VIN相连，另一端与第三电阻R3的一端相连，第三电阻的另一端与地端相连。第三电阻R3和第四电阻R4之间引出一节点与运放的正输入端相连，运放的负输入端通过第五电阻R5与地端相连，运放的输出端与第三N型管MN3的栅极相连；第三N型管MN3的源极通过第五电阻R5与地端相连，第三N型管MN3的漏极与差分对电路相连。差分对电路由第一P型管MP1和第二P型管MP2组成，其中，第一P型管MP1和第二P型管MP2的栅极相连，第二P型管MP2的漏极分别连接第二电容C2和第一比较器的正输入端。此外，自适应开通时间产生电路还包括第四N型管MN4，第四N型管MN4的漏极与第一比较器的正输入端相连，第四N型管MN4的源极与地端相连。
自适应开通时间产生电路的工作原理为：首先，通过分压电阻检测VIN的电压产生kVIN，然后通过第五电阻R5转化成电流ICHG对第二电容C2进行充电，这样就实现了与输入电压VIN成正比的电流(kVIN/R)对第二电容C2进行充电。当充电使得第二电容C2电压到达输出电压VOUT时，第一比较器会送出一个高电平脉冲来结束上开关管MH的开通时间TON(On-Time)；
开通时间计算为TON＝(RC/k)×(VOUT/VIN)，其中，R为第五电阻R5的电阻值，C为第二电容C2的电容值；可见，开通时间TON和输出电压VOUT成正比，而和输入电压VIN成反比；
相对应的，降压型开关电源控制器中，开通时间和电压转换比的关系为TON/T＝VOUT/VIN，其中，T为开关周期；T经过计算得出：T＝RC/k，由于R、C和k都是常数，即开关周期或者开关频率不变，且不随输入和输出电压变化。
因此，本发明实施例提出的自适应开通时间产生器电路，可以实现开关频率不随输入电压VIN和输出电压VOUT的变化而变化，即在宽输入和输出电压范围内开关频率固定在一定范围，这有利于***中滤波电感和电感的选择、电磁干扰抑制的设计、以及***的稳定性。
此外，本申请实施例提供的基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路202，通过反馈电压VFB和经补偿的基准电压VREFL进行比较的方式，使得输出电压VOUT可以精确的稳定在设定值，实现高输出电压精度。
具体的，基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路202包括第二比较器、运放、第六电阻RD1、第七电阻Rs1和第一N型管Mc1。
其中，第二比较器的输出端与逻辑与半桥驱动电路相连；第一电阻R1和第二电阻R2之间具有一节点与第二比较器的负输入端相连，第一N型管Mc1的漏极和第六电阻RD1连接至同一节点，该节点与第二比较器的正输入端相连。第一N型管Mc1的源极通过第七电阻Rs1连接至地端。此外，运放的正输入端和负输入端分别输入反馈电压VFB和基准电压VREF。
补偿后的基准电压VREFL通过运放产生的第一误差补偿电流ID1流过第六电阻RD产生，计算公式为：VREFL＝VREF-IDRD，其中，VREF为基准电压。
此外，本申请实施例在第二比较器的负输入端引入谐波补偿VSLP，来改变反馈电压VFB的下降斜率，从而提高环路和***的稳定性。
逻辑和半桥驱动电路可以提供输出的过压、欠压保护以及软启动功能，并且通过电平转换快速驱动上管MH和下管ML。逻辑部分还包含了基本的死区控制电路，来防止上下管直通。该发明的自适应开通时间AOT迟滞型控制开关电源转换器具有高输出精度、快速的瞬态响应、以及高开关频率，可以广泛应用于高输出电压和大电流的DC-DC转换器中，比如硅、氮化镓以及碳化硅等应用领域，可以缩小***方案尺寸和成本，提升***的可靠性和稳定性。
实施例2：
在实施例1的基础上，本申请实施例2提供了另一种基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路，如图5所示，包括输出电压误差检测和补偿子电路301和迟滞比较器子电路302。
基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路中，输出电压VOUT的最终稳定点通过第一电阻R1和第二电阻R2进行设定：VOUT＝VREF×(R1+R2)/R1。
如图6所示，当输出电压VOUT高于输出稳定点，反馈电压VFB会高于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会上升；差分运放的输出电压VG2通过第二N型管Mc2和第八电阻Rs2、以及两级电流镜转变成第二误差补偿电流ID2；输出电压VG2上升，第二误差补偿电流ID2也会增大，而由于基准电压VREF是固定的，经补偿的基准电压VREFL会下降；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点下降。
类似的，当输出电压VOUT低于输出稳定点，反馈电压VFB会低于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会下降；第二误差补偿电流ID2也会减小，经补偿的基准电压VREFL会上升；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点上升。
因此，本申请实施例通过检测输出电压误差产生补偿电流、并通过反馈电压和经补偿的基准电压进行比较的方式，使得输出电压可以精确的稳定在设定值，实现高输出电压精度的目的。
综上所述，本发明通过输出电压反馈电阻网络和基准电压误差补偿电路，检测输出电压并与电压基准进行比较，通过电容补偿产生补偿电流对迟滞比较器的基准电压进行补偿和校准，通过环路控制得到补偿后的基准电压VREFL，提高输出电压的精度。此电路具有自适应开通时间AOT开关电源转换器的快速瞬态响应特点，其次，相比于传统的电流型控制方式，迟滞型控制方式也具有高开关频率和快速瞬态响应的特点。最后，通过该发明提出的自适应开通时间产生器电路，可以实现宽输入和输出电压范围内开关频率固定，即开关频率不随输入电压VIN和输出电压VOUT的变化而变化。得益于该发明提高输出电压精度的技术和电路实现方式，该迟滞型AOT控制的开关电源转换器电路可以广泛应用于各种输出电压和输出电流的DC-DC转换器中，比如硅、氮化镓以及碳化硅等应用领域，能极大的提升开关频率以缩小***方案尺寸，提升电压输出精度和***的瞬态响应性能，提升***的可靠性和稳定性。

Claims (6)

1.一种具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，包括自适应开通时间产生电路、基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路、逻辑与半桥驱动电路、上下开关管、反馈电阻网络、电感和输出电容；
所述自适应开通时间产生电路，通过检测输入电压VIN和输出电压VOUT来产生开通时间，从而实现在宽输入和输出电压范围内开关频率固定在一定范围；
所述基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路，通过反馈电压VFB和基准VREF进行比较产生经补偿的基准电压VREFL，使得输出电压VOUT精确的稳定在设定值，实现高输出电压精度。
2.根据权利要求1所述具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，在开通时间TON时，上开关管MH开通，电感电流IL上升，同时输出电压VOUT也上升；当开通时间TON计时结束时，上开关管MH关断而下开关管ML开通，此时电感电流IL下降，同时输出电压VOUT也下降；输出电压VOUT下降通过反馈电阻网络检测得到反馈电压VFB，当反馈电压VFB下降到补偿后的基准电压VREFL之下时，迟滞比较器输出VCMP翻转，通过逻辑与半桥驱动电路来关断下管ML和再次开通上管MH，并开启下一个开关周期T。
3.根据权利要求2所述具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，所述自适应开通时间产生电路包括分压电阻、第五电阻R5、第二电容C2和第一比较器；
输入电压VIN经过分压电阻产生kVIN，通过第五电阻R5转化成电流ICHG对第二电容C2进行充电；当第二电容C2电压到达输出电压VOUT时，第一比较器会送出一个高电平脉冲来结束上开关管MH的开通时间TON；
开通时间计算为TON＝(RC/k)×(VOUT/VIN)，其中，R为第五电阻R5的电阻值，C为第二电容C2的电容值；
开通时间和电压转换比的关系为TON/T＝VOUT/VIN，其中，T为开关周期；T经过计算得出：T＝RC/k，由于R、C和k都是常数，即开关周期不变，且不随输入和输出电压变化。
4.根据权利要求2所述具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路包括第二比较器、运放、第六电阻RD1、第七电阻Rs1和第一N型管Mc1；
补偿后的基准电压VREFL通过运放产生的第一误差补偿电流ID1流过第六电阻RD1产生，计算公式为：VREFL＝VREF-IDRD，其中，VREF为基准电压。
5.根据权利要求4所述具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，在第二比较器的负输入端引入谐波补偿VSLP，来改变反馈电压VFB的下降斜率。
6.根据权利要求2所述具有高输出电压精度迟滞型AOT控制的开关电源转换器，其特征在于，基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路包括输出电压误差检测和补偿子电路和迟滞比较器子电路；
所述基于基准电压误差补偿的迟滞比较器电路中，输出电压VOUT的最终稳定点通过第一电阻R1和第二电阻R2进行设定：VOUT＝VREF×(R1+R2)/R1；
当输出电压VOUT高于输出稳定点，反馈电压VFB会高于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会上升；差分运放的输出电压VG2通过第二N型管Mc2和第八电阻Rs2、以及两级电流镜转变成第二误差补偿电流ID2；输出电压VG2上升，第二误差补偿电流ID2也会增大，而由于基准电压VREF是固定的，经补偿的基准电压VREFL会下降；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点下降；
当输出电压VOUT低于输出稳定点，反馈电压VFB会低于基准电压VREF，通过差分运放，其输出电压VG2会下降；第二误差补偿电流ID2也会减小，经补偿的基准电压VREFL会上升；通过第三比较器，反馈电压VFB会跟经补偿的基准电压VREFL进行比较，使得输出电压VOUT稳定点上升。
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