CN116436484A - 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备 - Google Patents

一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN116436484A
CN116436484A CN202210004327.0A CN202210004327A CN116436484A CN 116436484 A CN116436484 A CN 116436484A CN 202210004327 A CN202210004327 A CN 202210004327A CN 116436484 A CN116436484 A CN 116436484A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
passive intermodulation
sample data
cancellation
interference cancellation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210004327.0A
Other languages
English (en)
Inventor
岳亮
孙青岩
戴征坚
张作锋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ZTE Corp
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Priority to CN202210004327.0A priority Critical patent/CN116436484A/zh
Priority to PCT/CN2022/142857 priority patent/WO2023131029A1/zh
Publication of CN116436484A publication Critical patent/CN116436484A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/08—Access point devices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/08—Access point devices
    • H04W88/085—Access point devices with remote components

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明实施例公开了一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备，所述方法包括：获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；根据第一样本数据和第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；根据干扰抵消参数，对发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号；根据抵消信号和接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。本发明实施例的方案能够抵消多频段多天线中的无源互调干扰，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验。

Description

一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备。
背景技术
随着无线通信的发展，人们对通信的流量、覆盖范围等要求越来越高，这导致通信基站的发射功率越来越大、发射带宽越来越宽。加上频分双工(Frequency DivisionDuplexing，FDD)广泛应用在射频拉远单元(Remote Radio Unit，RRU)上，大功率和大带宽会引入严重的无源互调干扰问题。当发射信号带宽足够宽时，发射信号产生的无源互调干扰信号就会落入接收带内。如果互调干扰信号的功率足够大，就会抬升接收信号的底噪，影响接收信号的质量，进而影响基站的覆盖范围。
现有的基于FDD的RRU基站通常都支持多频段和多天线技术，即一个天线上可以配置超过两个频段的信号，且同时有多个发射和接收天线，这些天线一般都是共天面的，这就导致产生的无源互调干扰成分更为复杂，对接收端的影响也更严重。因此，如何抵消多频段多天线的无源互调干扰，关系到通信信号的传送质量和用户的使用体验。
发明内容
以下是对本文详细描述的主题的概述。本概述并非是为了限制权利要求的保护范围。
本发明实施例提供一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备，能够抵消多频段多天线中的无源互调干扰，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验。
第一方面，本发明实施例提供一种信号干扰抵消方法，所述方法包括：获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，所述干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号；根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
第二方面，本发明实施例提供一种信号干扰抵消装置，包括：获取模块，用于获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；计算模块，用于根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，所述干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；处理模块，用于根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，得到抵消信号；生成模块，用于根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
第三方面，本发明实施例提供一种电子设备，包括：存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现本发明实施例提供的信号干扰抵消方法。
第四方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现本发明实施例提供的信号干扰抵消方法。
本发明实施例，获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，所述干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号；根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。本发明实施例的方案能够抵消多频段多天线中的无源互调干扰，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验，特别适用于基于FDD的基站的多频段、多天线应用场景。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和得到。
附图说明
附图用来提供对本发明技术方案的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明的技术方案，并不构成对本发明技术方案的限制。
图1是现有基站的RRU结构图；
图2是本发明实施例提供的一种信号干扰抵消方法的流程示意图；
图3是图2中步骤S2000的另一实施例的具体实现过程示意图；
图4是图3中步骤S2100的另一实施例的具体实现过程示意图；
图5是图3中步骤S2200的另一实施例的具体实现过程示意图；
图6是图3中步骤S2300的另一实施例的具体实现过程示意图；
图7是图3中步骤S2400的另一实施例的具体实现过程示意图；
图8是图3中步骤S2500的另一实施例的具体实现过程示意图；
图9是图2中步骤S3000的另一实施例的具体实现过程示意图；
图10是图9中步骤S3300的另一实施例的具体实现过程示意图；
图11是图2中步骤S4000的另一实施例的具体实现过程示意图；
图12是本发明实施例提供的一种信号干扰抵消装置的结构图；
图13是本发明实施例提供的一种电子设备的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
应了解，在本发明实施例的描述中，如果有描述到“第一”、“第二”等只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示单独存在A、同时存在A和B、单独存在B的情况。其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项”及其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项或复数项的任意组合。例如，a，b和c中的至少一项可以表示：a，b，c，a和b，a和c，b和c或a和b和c，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明实施例涉及的信号干扰抵消方法，是基于无源互调干扰抵消(PassiveInter-modulation Cancel，PIMC)技术，为了消除在多频段和多天线技术的应用场景中的信号无源互调干扰情况，对落入接收频段的无源互调干扰信号在数字域上进行滤波和非线性建模处理。而在实际应用中，由于通信***中多个发射和接收天线的共存，导致产生的无源互调干扰现象更加明显，对接收的影响也更严重。因此，采用信号干扰抵消的方式能有效抵消多频段多天线中的无源互调干扰，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验，特别适用于基于。示例性的，目前通信网络中无源互调干扰的经典场景为：基于FDD的RRU基站中多频段、多天线的应用环境。
请参见图1，图1示出了现有基站的RRU结构图。如图1所示，RRU有两个射频端口，通过射频线缆和两个天线连接起来,这两个天线是共天面的，即位于一个天线罩内部。需要说明的是，实际中可以有多个射频端口和多个天线，此处以两个射频端口和两个天线为例进行说明。
如图1所示，RRU的基本工作过程为，在发射端，RRU将基带通过光纤发送过来的数字基带信号经过数字上变频(Digital Up Converter，DUC)处理转换成发射数字中频信号，发射数字中频信号经过数模变换器(Digital to Analog Converter，DAC)处理转换成发射模拟中频信号，发射模拟中频信号再经过发射本振(TX_LO)混频处理转换成发射模拟射频信号，发射模拟射频信号再经过发射双工器(TX_DUP)滤波发送到天线，最后由天线将发射模拟射频信号转换成电磁波辐射到自由空间。在接收端，天线将自由空间中接收到的电磁波转换成接收模拟射频信号，接收模拟射频信号经过接收双工器(RX_DUP)滤波滤除接收带外的杂散信号后先经过低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)放大,再经过接收本振(RX_LO)混频处理转换成接收模拟中频信号，接收模拟中频信号再经过模数变换器(Analogto Digital Converter，ADC)处理转换成接收数字中频信号，接收数字中频信号再经过数字下变频(Digital Down Converters，DDC)处理转换成接收基带信号，最后将接收基带信号通过光纤发送到基带。
因此，RRU整体上分为数字信号处理和模拟信号处理两部分，其中，本发明提出的信号干扰抵消装置位于RRU的数字信号处理部分。RRU在工作时会产生无源互调干扰信号，从图1中可以看出，无源互调干扰信号主要产生在从双工器及双工器之后的无源器件中。示例性的，无源器件包括但不限于射频线缆、射频连接器、天线以及天线外部的金属遮挡物。根据产生无源互调信号的信号源可以将无源互调分为两类：一类只与单个天线内部的发射信号相关，例如在双工器、射频线缆、射频连接器等内部产生的无源互调干扰信号；另一类与两个天线的发射信号都相关，示例性的，在天线罩内部金属部件上产生的无源互调干扰信号，如天线反射板、馈电网络以及在天线罩外部自由空间的金属遮挡物上产生的无源互调干扰信号。由此可见，要同时抵消这两类无源互调信号，必须使用多个天线的发射信号，以便收集足够的数据对接收信号进行抵消干扰的处理。
为了保证通信信号的传送质量，现有的无源互调信号干扰抵消方法为：对落入基站接收频段的无源互调干扰信号在数字域上进行非线性变换并抵消，并不能充分表示出多天线发射信号之间的耦合关系，而且由于没有对抵消信号进行合路处理和均衡滤波处理，无法在多频段、多天线的场景中实现高效、精准的干扰抵消。
基于以上，本发明实施例提供一种信号干扰抵消方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质，通过定期获取获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据，计算获得干扰抵消参数，并根据干扰抵消参数，对发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号；最终生成能抵消无源互调干扰的输出信号，以达到抵消多频段多天线中的无源互调干扰的目的，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验。
请参见图2，图2示出了本发明实施例提供的一种信号干扰抵消方法的流程。如图2所示，本发明实施例的信号干扰抵消方法包括以下步骤：
S1000，获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据。
应该理解的是，为了检测出基站工作时产生的干扰信号，需要对发射信号以及接收信号进行对比计算。因此，为了保证在多频段、多天线的场景中实现高效、精准的信号干扰抵消，需要采集发射信号中覆盖所有天线和所有频段的发射数字中频信号的第一样本数据。同时，为了快速、精准地计算出发射信号与接收信号之间受到无源器件的干扰情况，需要采集基站内需要进行干扰抵消的接收信号的第二样本数据，即待抵消的某个天线某个频段的信号的样本数据。
示例性的，为了便于区分和运算，此处把发射信号的第一样本数据记为x，接收信号的第二样本数据记为rx。
在实际应用中，能通过基站内已有的数据采集模块对第一样本数据和第二样本数据进行定期的采集和传送，属于现有技术，此处不再赘述。
S2000，根据第一样本数据和第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数。
应该理解的是，为了抵消在多频段、多天线的场景中产生的无源互调干扰信号，需要对每个频段和天线的第一样本数据进行发射信号滤波、非线性转换和接收信道滤波处理，以更好地表现出多天线发射信号之间的耦合关系，得出无源互调信号，并通过计算无源互调信号与第二样本数据之间的代价函数，得到最优解的发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数。
请参见图3，图3示出了上述步骤S2000的另一实施例的具体实现过程示意图。如图3所示，步骤S2000至少包括以下步骤：
S2100，将第一样本数据输入至发射信道模型中，输出发射数字中频信号。
请参见图4，图4示出了上述步骤S2100的另一实施例的具体实现过程示意图。如图4所示，步骤S2100至少包括以下步骤：
S2110，获取多个第一样本数据。
应该理解的是，由于现有的通信基站都支持多频段和多天线技术，因此需要对多个天线多个频段发射信号的第一样本数据进行定期的采集和处理，以实现多个天线多个频段应用场景下，对各个天线、各个频段的无源互调干扰信号的抵消效果。示例性的，获取多个第一样本数据需要采集基站内全部天线、全部频段的发射数字中频信号的第一样本数据。
S2120，将第一样本数据转换成发射信号矩阵。
应该理解的是，通过采集第一样本数据中各个天线和频段的发射信号信息后，为了便于对第一样本数据进行滤波和非线性变换处理，需要把第一样本数据以数据矩阵的格式进行记录和计算，即把第一样本数据转换成发射信号矩阵。
示例性的，每个发射信号可表示为xij，其中，i表示频段的序号，j表示天线的序号，即xij表示第j个天线第i个频段的发射信号。示例性的，基站内设有m个天线，每个天线上配置n个频段，则第一样本数据可表示为以下发射信号矩阵：
Figure BDA0003454931080000051
S2130，根据发射信号矩阵与发射信道矩阵的乘积，得到发射数字中频信号。
应该理解的是，对发射信号矩阵使用发射信道均衡滤波器进行建模操作。示例性的，发射信道均衡滤波器为一组复数系数的有限长单位冲激响应(Finite ImpulseResponse，FIR)滤波器，即非递归型滤波器，使每个发射信号对应一个滤波器。因此，发射信道滤波器可表示为以下发射信道矩阵：
Figure BDA0003454931080000052
其中，αij中为发射信号xij所对应的信道均衡滤波器参数，
应该理解的是，由于αij为复数向量，因此，αij可以用以下公式表示：
αij＝[αij(0) αij(1)…αij(Lα-1)]
其中，Lα为αij的长度。应该理解的是，Lα会影响发射信道均衡滤波器的建模精度，具体信道均衡滤波器参数长度的选择需要在所要达到的抵消性能和实现所需的资源之间权衡决定。
应该理解的是，对发射信号xij进行发射信道滤波处理就是将发射信号矩阵与发射信道矩阵进行卷积，如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000053
其中，sij为完成滤波后的发射数字中频信号。
S2200，将发射数字中频信号输入至无源互调非线性模型中，输出无源互调信号。
请参见图5，图5示出了上述步骤S2200的另一实施例的具体实现过程示意图。如图5所示，步骤S2200至少包括以下步骤：
S2210，将多个相同频段的发射数字中频信号相加，得到发射数字中频合路信号。
应该理解的是，在进行发射信道滤波操作后，多个天线内存在多个频段相同的发射数字中频信号，因此，需要对多个频段相同的发射数字中频信号进行合路处理，如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000054
其中，M表示基站的最大天线数，si为第i个频段的发射数字中频合路信号。
S2220，根据发射数字中频合路信号与非线性模型矩阵的乘积，得到无源互调信号。
应该理解的是，对多个频段的发射数字中频合路信号使用非线性函数建模，产生无源互调信号，能表示为以下公式：
v＝f(s1,s2,...,sN)
其中，N表示频段的总数。应该理解的是，上述公式表示为一个N元函数，即频段的总数为上述函数的元数。因此，上述非线性函数可以表示为基函数的组合形式，如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000061
其中，ak为第k种无源互调信号的基函数系数，在实际应用中，可根据发射信号频点配置和接收信号频点配置选择落入接收带内的互调类型即可。另外，(si)*为第i个频段的发射数字中频合路信号的共轭信号，pki和qki均为非负整数的阶数，因此
Figure BDA0003454931080000062
为无源互调信号的主成分项。由此可见，当阶数[pki,qki,i＝1,2...,N]确定后，第k种无源互调信号的类型和位置也能确定。
此外，gk(|s1|,|s2|,...,|sN|)为非线性项，表示第k种无源互调信号的非线性程度，该项可以进一步用基函数表示，所用基函数可以是多项式基、样条基或其他常用的基函数。这里以多项式基为例进行说明，具体如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000063
其中，bku为第k种无源互调类型中的第u个多项式的基函数系数，|si|为对第i个频段的发射数字中频合路信号的求模值，阶数rui为非线性的阶数，且为非负整数；因此，当rui确定，表示第u个多项式的基函数的类型也能确定，另外阶数rui的选择会影响无源互调抵消信号的建模精度，具体阶数的选择需要在所要达到的抵消性能和实现所需的资源之间权衡决定。将上式代入非线性函数的表达式，得到以下公式：
Figure BDA0003454931080000064
将上述公式进行变形，得到以下公式：
Figure BDA0003454931080000065
令ωku＝akbku，得到以下公式：
Figure BDA0003454931080000066
由此可得，ωku为无源互调非线性模型的参数，可写为矩阵形式：
Figure BDA0003454931080000067
因此，能把上述无源互调信号的非线性模型函数表达为以下公式：
v＝f(ω|(s1,s2,...,sN))
根据上述公式，可以得到非线性模型函数为发射数字中频合路信号s1,s2,...,sN的N元函数，参数为ω；其中，发射数字中频合路信号s1,s2,…,sN为发射信号xij的函数，参数为α，因此，无源互调抵消信号实际上就是发射信号xij的函数，参数为α和ω，得到以下公式：
v＝f(α,ω|X)
为了进一步提升建模精度，还可以使用同样的方法构造多级无源互调信号，为了便于描述，将上述模型写为：
v(l)＝f(α(l),ω(l)|X)
其中，v(l)表示为第l级模型的函数，α(l)、ω(l)表示为第l级模型的参数，把将多级无源互调信号相加求和得到合路无源互调信号，得到合路无源互调信号,如以下公式所示:
y＝v(1)+v(2)+…+v(L)
其中，L为非线性模型的总级数，y为合路无源互调信号。可以理解的是，合路无源互调信号y为发射信号xij的函数，参数为[α(1),…,α(L)]和[ω(1),…,ω(L)]。
S2300，根据无源互调信号和第二样本数据，得到发射信道滤波系数和非线性模型系数。
请参见图6，图6示出了上述步骤S2300的另一实施例的具体实现过程示意图。如图6所示，步骤S2300至少包括以下步骤：
S2310，生成无源互调信号和第二样本数据之间的第一代价函数。
示例性的，第一代价函数能定义为路无源互调信号y与接收信号rx之间的误差平方和，第一代价函数如下所示：
J(α,ω)＝||y(α,ω)-rx||2
其中，第一代价函数J(α,ω)表示使用非线性模型产生的合路无源互调信号y与接收信号rx之间的误差平方和，第一代价函数J(α,ω)是参数α和ω的函数。当误差平方和越小时，表示合路无源互调信号y和接收信号rx越相似，即无源互调建模的精度也就越高。这样，无源互调建模的精度问题就转化为找到合适的参数α和ω，使得第一代价函数J(α,ω)达到最小值。
S2320，求解第一代价函数，以获得发射信道矩阵的最优解作为发射信道滤波系数，获得非线性模型矩阵的最优解作为非线性模型系数。
应该理解的是，合路无源互调信号y关于参数α和ω是非线性的，因此上述第一代价函数这是一个非线性最小二乘优化问题，可以使用任何非线性优化算法来求解参数α和ω，例如梯度下降法，此处不再赘述。
应该理解的是，通过对第一代价函数J(α,ω)求解最小值，获得的发射信道矩阵的最优解α作为发射信道滤波系数，非线性模型矩阵的最优解ω作为非线性模型系数。
S2400，将无源互调信号输入接收信道模型中，输出无源互调抵消信号。
应该理解的是，在参数α和ω计算完成后，代入上述公式后，就能通过参数α和ω以及发射信号x计算出合路无源互调信号y。
请参见图7，图7示出了上述步骤S2400的另一实施例的具体实现过程示意图。如图7所示，步骤S2400至少包括以下步骤：
S2410，根据无源互调信号与接收信道矩阵的乘积，得到无源互调抵消信号。
应该理解的是，与上述步骤S2130类似，接收信道均衡滤波器同样是一个复数系数的FIR滤波器，因此，接收信道均衡滤波器的参数可以用以下公式表示：
β＝[β(0) β(1)…β(Lβ-1)]
其中，Lβ为β的长度，应该理解的是滤波器系数长度Lβ会影响无源互调抵消信号的建模精度，具体滤波器系数长度的选择需要在所要达到的抵消性能和实现所需的资源之间权衡决定。
将上述步骤获得的合路无源互调信号y与接收信道矩阵β卷积，如以下公式所示：
Figure BDA0003454931080000081
其中，z为无源互调抵消信号。
S2420，输出无源互调抵消信号。
应该理解的是，通过接收信道均衡滤波处理，将合路无源互调信号y转化成无源互调抵消信号z。然后把无源互调抵消信号z进行输出处理，这样就能获得第一样本数据依次通过发射信道模型、无源互调非线性模型和接收信道模型处理后的无源互调抵消信号。
S2500，根据无源互调抵消信号和第二样本数据，得到接收信道滤波系数。
请参见图8，图8示出了上述步骤S2500的另一实施例的具体实现过程示意图。如图8所示，步骤S2500至少包括以下步骤：
S2510，生成无源互调抵消信号和第二样本数据之间的第二代价函数。
与上述步骤S2310类似，第二代价函数定义为无源互调抵消信号z与接收信号rx之间的误差平方和，第二代价函数如下所示：
J(β)＝||z(β)-rx||2
应该理解的是，第二代价函数J(β)表示经过接收信道均衡滤波的无源互调抵消信号z与接收信号rx之间的误差平方和，第二代价函数是参数β的函数。当误差平方和越小时，表示无源互调抵消信号z与接收信号rx越相似，即无源互调建模的精度也就越高。这样，问题就转化为，找到合适的参数β，使得第二代价函数达到最小值。
S2520，求解第二代价函数，以获得接收信道矩阵的最优解作为接收信道滤波系数。
应该理解的是，为了求解参数β，此处仍然使用最小二乘法求解第二代价函数。无源互调抵消信号z关于参数β是线性的，所以这是一个线性最小二乘优化问题，可以使用任何线性最小二乘的求解方法进行求解。
应该理解的是，通过对第二代价函数J(β)求解最小值，获得的接收信道矩阵的最优解β作为接收信道滤波系数。
S3000，根据干扰抵消参数，对发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号。
应该理解的是，由上述步骤求得发射信道滤波系数α，非线性模型系数ω和接收信道滤波系数β，同样的根据上述步骤，对实时的发射信号进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，就能获取实时的抵消信号。
请参见图9，图9示出了上述步骤S3000的另一实施例的具体实现过程示意图。如图9所示，步骤S3000至少包括以下步骤：
S3100，根据发射信道滤波系数，对实时的发射信号进行发射信道滤波处理，获得实时滤波信号。
应该理解的是，与上述步骤S2130类似，根据对发射信道滤波系数α对实时的发射信号xij进行发射信道滤波处理，如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000082
S3200，将相同频段的实时滤波信号相加，形成合路滤波信号。
应该理解的是，与上述步骤S2210类似，将相同频段的实时滤波信号相加，形成合路滤波信号，如下公式所示：
Figure BDA0003454931080000091
S3300，根据非线性模型系数，对合路滤波信号进行非线性变换，得到无源互调信号。
请参见图10，图10示出了上述步骤S3300的另一实施例的具体实现过程示意图。如图10所示，步骤S3300至少包括以下步骤：
S3310，根据合路滤波信号的类型数量，确定信号阶数组合，得到各个类型的无源互调主信号。
应该理解的是，首先要确定第k种无源互调类型的信号阶数组合[pki,qki,i＝1,2...,N]，示例性的，能根据发射信号频点配置和接收信号频点配置将那些会落入接收带内的互调类型预先确定下来。然后根据无源互调主信号的计算公式，计算出第k种无源互调主信号，具体计算公式如下所示：
Figure BDA0003454931080000092
其中，ck为第k种无源互调主信号。
S3320，确定无源互调主信号的模值信号阶数组合，根据合路滤波信号，得到各个类型的非线性基信号。
应该理解的是，首先要确定第u种多项式类型的模值信号阶数组合[rui,i＝1,2,…,N]。阶数rui的选择会影响无源互调抵消信号的建模精度，具体阶数的选择需要在所要达到的抵消性能和实现所需的资源之间权衡决定。根据非线性基的计算公式，获得第k种非线性基信号，具体计算公式如下所示：
Figure BDA0003454931080000093
其中，bu为第u种非线性基信号。
S3330，根据无源互调主信号、非线性基信号和非线性模型系数，得到无源互调信号。
应该理解的是，根据上述步骤计算获得的第k种无源互调主信号ck和第u种非线性基信号bu，同样通过相乘的方式，计算出第k种无源互调信号，具体计算公式如下所示：
Figure BDA0003454931080000094
其中，dk为第k种无源互调信号。
示例性的，当存在多个类型的无源互调信号，要将多个类型的无源互调信号相加产生无源互调信号，计算公式如下：
Figure BDA0003454931080000095
示例性的，当存在多级无源互调信号，需要将多级无源互调信号相加产生合路无源互调信号，计算公式如下：
y＝v(1)+v(2)+…+v(L)
其中，y为无源互调合路信号。
S3400，根据接收信道滤波系数，对无源互调信号进行接收信道滤波处理，得到抵消信号。
应该理解的是，类似上述步骤S2410，无源互调合路信号y和非线性模型系数β的卷积，得到无源互调信号，计算公式如下：
Figure BDA0003454931080000101
其中，z为抵消信号。
S4000，根据抵消信号和接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
请参见图11，图11示出了上述步骤S4000的另一实施例的具体实现过程示意图。如图11所示，步骤S4000至少包括以下步骤：
S4100，获取抵消信号和接收信号。
应该理解的是，通过上述步骤，获取抵消信号z和接收信号rx，以便于对接收信号rx进行实时的干扰消除处理。
S4200，将接收信号减去抵消信号，得到输出信号。
应该理解的是，输出信号为接收信号经过抵消信号优化后的通信信号，能有效地消除接收信号中的无源互调干扰，计算公式如下：
rxc＝rx-z
其中，rxc为消除无源互调干扰后的输出信号。
本发明实施例提供的信号干扰抵消方法适用于对长期演进技术(Long TermEvolution，LTE)、5G技术及其混用的网络场景中，能够有效抵消多频段多天线中的无源互调干扰，提高通信信号的传送质量和用户的使用体验。
参见图12，图12是本发明实施例提供的信号干扰抵消装置的结构示意图，本发明实施例提供的信号干扰抵消方法的整个流程中涉及信号干扰抵消装置中的以下模块：获取模块500、计算模块600、处理模块700和生成模块800。
其中，获取模块500，用于获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；计算模块600，用于根据第一样本数据和第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；处理模块700，用于根据干扰抵消参数，对发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，得到抵消信号；生成模块800，用于根据抵消信号和接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
需要说明的是，上述装置的模块之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，其具体功能及带来的技术效果，具体可参见方法实施例部分，此处不再赘述。
图13示出了本发明实施例提供的电子设备900。该电子设备900包括但不限于：
存储器901，用于存储程序；
处理器902，用于执行存储器901存储的程序，当处理器902执行存储器901存储的程序时，处理器902用于执行上述的信号干扰抵消方法。
处理器902和存储器901可以通过总线或者其他方式连接。
存储器901作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储非暂态软件程序以及非暂态性计算机可执行程序，如本发明任意实施例描述的信号干扰抵消方法。处理器902通过运行存储在存储器901中的非暂态软件程序以及指令，从而实现上述的信号干扰抵消方法。
存储器901可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作***、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储执行上述的信号干扰抵消方法。此外，存储器901可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态存储器，比如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非暂态固态存储器件。在一些实施方式中，存储器901可选包括相对于处理器902远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至该处理器902。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
实现上述的信号干扰抵消方法所需的非暂态软件程序以及指令存储在存储器901中，当被一个或者多个处理器902执行时，执行本发明任意实施例提供的信号干扰抵消方法。
本发明实施例还提供了一种存储介质，存储有计算机可执行指令，计算机可执行指令用于执行上述的信号干扰抵消方法。
在一实施例中，该存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令被一个或多个控制处理器902执行，比如，被上述电子设备900中的一个处理器902执行，可使得上述一个或多个处理器902执行本发明任意实施例提供的信号干扰抵消方法。
以上所描述的实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
本领域普通技术人员可以理解，上文中所公开方法中的全部或某些步骤、***可以被实施为软件、固件、硬件及其适当的组合。某些物理组件或所有物理组件可以被实施为由处理器，如中央处理器、数字信号处理器或微处理器执行的软件，或者被实施为硬件，或者被实施为集成电路，如专用集成电路。这样的软件可以分布在计算机可读介质上，计算机可读介质可以包括计算机存储介质(或非暂时性介质)和通信介质(或暂时性介质)。如本领域普通技术人员公知的，术语计算机存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、磁盒、磁带、磁盘存储或其他磁存储装置、或者可以用于存储期望的信息并且可以被计算机访问的任何其他的介质。此外，本领域普通技术人员公知的是，通信介质通常包括计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或其他传输机制之类的调制数据信号中的其他数据，并且可包括任何信息递送介质。
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明并不局限于上述实施方式，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的。共享条件下还可作出种种等同的变形或替换，这些等同的变形或替换均包括在本发明权利要求所限定的范围内。

Claims (13)

1.一种信号干扰抵消方法，应用于基站，所述方法包括：
获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；
根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，所述干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；
根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号；
根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，包括：
将所述第一样本数据输入至发射信道模型中，输出发射数字中频信号；
将所述发射数字中频信号输入至无源互调非线性模型中，输出无源互调信号；
根据所述无源互调信号和所述第二样本数据，得到所述发射信道滤波系数和所述非线性模型系数；
将所述无源互调信号输入接收信道模型中，输出无源互调抵消信号；
根据所述无源互调抵消信号和所述第二样本数据，得到所述接收信道滤波系数。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将所述第一样本数据输入至发射信道模型中，输出发射数字中频信号，包括：
获取多个所述第一样本数据；
将所述第一样本数据转换成发射信号矩阵；
根据所述发射信号矩阵与发射信道矩阵的乘积，得到所述发射数字中频信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述将所述发射数字中频信号输入至无源互调非线性模型中，输出无源互调信号，包括：
将多个相同频段的所述发射数字中频信号相加，得到发射数字中频合路信号；
根据所述发射数字中频合路信号与非线性模型矩阵的乘积，得到所述无源互调信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述无源互调信号和所述第二样本数据，得到所述发射信道滤波系数和所述非线性模型系数，包括：
生成所述无源互调信号和所述第二样本数据之间的第一代价函数；
求解所述第一代价函数，以获得所述发射信道矩阵的最优解作为所述发射信道滤波系数，获得所述非线性模型矩阵的最优解作为所述非线性模型系数。
6.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将所述无源互调信号输入接收信道模型中，输出无源互调抵消信号，包括：
根据所述无源互调信号与接收信道矩阵的乘积，得到所述无源互调抵消信号。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述无源互调抵消信号和所述第二样本数据，得到所述接收信道滤波系数，包括：
生成所述无源互调抵消信号和所述第二样本数据之间的第二代价函数；
求解所述第二代价函数，以获得所述接收信道矩阵的最优解作为所述接收信道滤波系数。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，获取抵消信号，包括：
根据所述发射信道滤波系数，对实时的所述发射信号进行发射信道滤波处理，获得实时滤波信号；
将相同频段的所述实时滤波信号相加，形成合路滤波信号；
根据所述非线性模型系数，对所述合路滤波信号进行非线性变换，得到无源互调信号；
根据所述接收信道滤波系数，对所述无源互调信号进行接收信道滤波处理，得到所述抵消信号。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述非线性模型系数，对所述合路滤波信号进行非线性变换，得到无源互调信号，包括：
根据所述合路滤波信号的类型数量，确定信号阶数组合，得到各个类型的无源互调主信号；
确定所述无源互调主信号的模值信号阶数组合，根据所述合路滤波信号，得到各个类型的非线性基信号；
根据所述无源互调主信号、所述非线性基信号和所述非线性模型系数，得到所述无源互调信号。
10.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号，包括：
将所述接收信号减去所述抵消信号，得到所述输出信号。
11.一种信号干扰抵消装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取发射信号的第一样本数据和接收信号的第二样本数据；
计算模块，用于根据所述第一样本数据和所述第二样本数据，获得干扰抵消参数，其中，所述干扰抵消参数包括发射信道滤波系数、非线性模型系数和接收信道滤波系数；
处理模块，用于根据所述干扰抵消参数，对所述发射信号依次进行发射信道滤波处理、非线性变换和接收信道滤波处理，得到抵消信号；
生成模块，用于根据所述抵消信号和所述接收信号，生成能抵消无源互调干扰的输出信号。
12.一种电子设备，其特征在于，包括：存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现如权利要求1至10任意一项所述的信号干扰抵消方法。
13.一种计算机可读存储介质，其特征在于，存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现如权利要求1至10任意一项所述的信号干扰抵消方法。
CN202210004327.0A 2022-01-04 2022-01-04 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备 Pending CN116436484A (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210004327.0A CN116436484A (zh) 2022-01-04 2022-01-04 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备
PCT/CN2022/142857 WO2023131029A1 (zh) 2022-01-04 2022-12-28 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210004327.0A CN116436484A (zh) 2022-01-04 2022-01-04 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116436484A true CN116436484A (zh) 2023-07-14

Family

ID=87073146

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210004327.0A Pending CN116436484A (zh) 2022-01-04 2022-01-04 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN116436484A (zh)
WO (1) WO2023131029A1 (zh)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104283580B (zh) * 2014-09-30 2016-09-28 上海华为技术有限公司 射频模块的无源互调pim干扰抵消方法及相关装置
WO2017147759A1 (zh) * 2016-02-29 2017-09-08 华为技术有限公司 一种无源互调干扰抵消方法及装置
WO2019080124A1 (zh) * 2017-10-27 2019-05-02 华为技术有限公司 多通道无源互调数字抵消电路
CN109495127B (zh) * 2018-09-27 2021-09-03 香港梵行科技有限公司 自适应抵消无源互调信号的装置、方法及应用设备

Also Published As

Publication number Publication date
WO2023131029A1 (zh) 2023-07-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103493382B (zh) 抵消多载波发射干扰的方法、装置、设备及***
US10911084B2 (en) Multichannel passive intermodulation digital cancellation circuit
US9712314B2 (en) Method, apparatus and system for eliminating self-interference in a full-duplex communication
CN109845118B (zh) 一种塔顶设备及无源互调消除方法
US20240171211A1 (en) Full-duplex self-interference cancellation method and apparatus
CN107005266A (zh) 全双工无线电设备
CN106464284A (zh) 一种干扰消除的装置和方法
CN105591656B (zh) 一种收发信机的增益平坦度补偿方法
CN108141243B (zh) 一种非线性干扰的抵消方法和装置
EP2775681B1 (en) Method, device and base station system for transceiving and processing radio frequency signal
CN109412639B (zh) 微波通信同频干扰防护装置
CN103973612A (zh) 近区反射自干扰信号抵消方法及装置
EP3866422B1 (en) Method, device and system for interference elimination
CN110731054B (zh) 控制谐波干扰的方法和装置
Miao et al. Digital cancellation scheme and hardware implementation for high-order passive intermodulation interference based on Hammerstein model
Waheed et al. Modeling and digital suppression of passive nonlinear distortion in simultaneous transmit—Receive systems
US10063318B2 (en) Combining uplink radio frequency (RF) communications signals in a remote unit in a wireless distribution system (WDS) using a differential mixer
CN116436484A (zh) 一种信号干扰抵消方法、装置及电子设备
Kiayani et al. Active RF cancellation of nonlinear TX leakage in FDD transceivers
CN109391274A (zh) 一种数据处理方法及设备
CN112769454B (zh) 干扰消除装置、同时同频全双工***和无线终端
WO2019228338A1 (zh) 一种信号处理方法、装置、分布式天线***及存储介质
US20230387948A1 (en) Electronic device and method for obtaining reverse signal and feedback signal in wireless communication system
WO2020132893A1 (zh) Pim对消方法和装置
Bozed et al. Modeling and Performance Analysis of the Transceiver Duplex Filter using SIMULINK

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication