CN116388409A - 基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线电能与信号并行传输技术领域，具体公开了一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，该***建立了能量与信号的耦合机构模型，给出了能量耦合机构的设计方法，提出了内嵌式耦合机构结构，基于磁耦合无线电能传输(Magnetic Coupled Wireless Power Transfer，MC‑WPT)***理论建立水下能量回路拓扑(采用LCC‑S谐振拓扑)，基于电场耦合无线电能传输(Electric‑filed Coupled Wireless Power Transfer,EC‑WPT)***理论建立水下信号回路拓扑，并给出了***参数设计方法。该***实现了能量与信号的并行传输，实现了信号的双向高速传输，实现了在不影响电能的传输的情况下，几乎没有能量对信号的干扰。

Description

基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***

技术领域

本发明涉及无线电能与信号并行传输技术领域，尤其涉及一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***。

背景技术

无线电能传输相比于传统的有线传输拥有诸多优点，例如便捷、美观、安全等。特别是在如粉尘、水下等特殊环境下，接插取电的方式易产生电弧，在粉尘环境下易***，在水下裸露插头则会漏电，而水密插头结构复杂，成本高昂。

由于水下无线供电方式相较于拔插取电方式有明显优点，其在水下设备的研究与应用也越来越多。多数设备在取电的同时还需与供电设备进行数据交互，而传统的WiFi等无线通讯方式多以电磁波为信息载体，在水下电磁波衰减严重以致这种通讯方式难以传输数据，且电磁波传输不具有定向性，且保密性较差。在此背景下，水下环境的无线电能与信号并行传输(Simultaneous wireless power and data transfer,SWPDT)技术应运而生。当前水下电能与信号并行传输技术几乎都是仅使用磁耦合电能与信号并行传输技术或者仅使用电场耦合电能与信号并行传输技术。共享通道式SWPDT***为了解决能量与信号的串扰问题，通常需要复杂的拓扑结构减少能信串扰；分离通道式传输SWPDT***为了解决能量与信号的交叉耦合问题往往需要设计特殊的耦合机构形状或者增加额外的电路元件。分离通道式SWPDT***产生交叉耦合问题主要是因为能量与信号使用的是同一种耦合方式。

发明内容

本发明提供一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，解决的技术问题在于：如何解决现有分离通道式SWPDT***能量与信号的交叉耦合问题，且不需设计特殊的耦合机构形状或者增加额外的电路元件。

为解决以上技术问题，本发明提供基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，包括耦合机构，所述耦合机构包括对称设置的初级结构和次级结构，所述初级结构包括层级设置的初级金属屏蔽板、初级线圈以及设置在所述初级线圈的空心区域中的初级外加金属板，所述次级结构包括层级设置的次级金属屏蔽板、次级线圈以及设置在所述次级线圈的空心区域中的次级外加金属板，所述初级线圈与所述次级线圈进行磁耦合以传输电能，所述初级金属屏蔽板、初级外加金属板、次级金属屏蔽板、次级外加金属板进行电场耦合以传输信号。

优选的，所述初级线圈与所述次级线圈均采用圆形线圈，该圆形线圈的外直径为d_o、内直径为d_i、线径为c_r、匝数为N，所述初级线圈与所述次级线圈的参数设计步骤如下：

E1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o；

E2、根据U_out、P_out计算出初级线圈的电流也即次级线圈的电流

E3、根据厂家提供的利兹线选型手册以及电流I_c、电能传输频率f_e确定线径c_r；

E4、根据线径c_r确定内直径d_i，根据外直径d_o、内直径d_i、线径c_r确定线圈匝数

E5、根据线径c_r、外直径d_o、内直径d_i、匝数N、电能传输距离d得到所述初级线圈的自感L_p、所述次级线圈的自感L_s以及所述初级线圈与所述次级线圈之间的互感M_wa。

优选的，所述初级金属屏蔽板与所述次级金属屏蔽板均采用边长为d_o的方形极板，所述初级外加金属板与所述次级外加金属板均采用边长为l_a的方形极板。

优选的，该***还包括直流电源、高频逆变器、初级补偿网络，次级补偿网络、整流滤波电路、负载，所述初级补偿网络连接所述初级线圈，所述次级补偿网络连接所述次级线圈；

所述初级补偿网络采用LCC谐振网络，具体包括串联谐振电感L_r、初级串联谐振电容C_p和并联谐振电容C_r；

所述次级补偿网络采用S型补偿网络，包括次级串联谐振电容C_s。

优选的，该***还包括相连接的初级信号发射与接收模块、初级信号检测电阻R_b1，以及相连接的次级信号检测电阻R_b2、次级信号发射与接收模块；所述初级信号检测电阻R_b1的两端分别连接所述初级金属屏蔽板和所述初级外加金属板，所述次级信号检测电阻R_b2的两端分别连接所述次级金属屏蔽板和所述次级外加金属板，且有R_b1＝R_b2＝R_b。

优选的，***的参数采用以下步骤设计：

S1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、能量回路工作频率f_e、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o、直流输入电压U_dc；

S2、采用步骤E2至E5确定L_p、L_s以及初次级线圈间的互感M即M_wa；根据确定的初次级金属屏蔽板计算所述初级金属屏蔽板与所述次级金属屏蔽板之间的耦合电容C₁₂；

S3、根据M、U_out、U_dc计算串联谐振电感L_r；根据谐振关系计算C_r、C_p、C_s；根据圆形线圈的内直径d_i确定初次级外加金属板的边长l_a；根据确定的各金属板计算初次级外加金属板之间的耦合电容C₃₄，初级金属板间的自容C₁₃、次级金属板间的自容C₂₄，初次级金属极板间的交叉耦合电容C₁₄、C₂₃；

S4、判断输出电压是否达到目标电压，若否则减小L_r并重新判断，若是则进入下一步；重新测量初次级线圈间的互感M并判断互感变化率ΔM是否小于设定裕量，若是则根据R_b对信号传输的影响曲线确定R_b的值并进入下一步，若否则减小l_a并重新计算C₃₄、C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃然后重新判断；

S5、参数设计结束，输出此时的L_r、l_a。

优选的，在所述步骤S3中，根据公式

计算L_r；

根据下式计算C₁₂、C₃₄、C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃中的任一电容值C：

其中，ε为淡水环境的介电常数，a为正对部分极板的宽度，b为正对部分极板的长度，d为正对部分极板间的距离。

优选的，在步骤S4中，根据R_b对信号传输的影响曲线确定R_b的值，具体为：选取能达到95％G_smax的R_b值，G_smax表示信号传输的增益最大值。

优选的，C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃满足：

G_smax由下式计算：

其中，

均为等效电容。

优选的，所述初级信号发射与接收模块包括初级信号发射电路、初级信号接收电路与初级切换电路，所述次级信号发射与接收模块包括次级信号发射电路、次级信号接收电路与次级切换电路；

所述初级切换电路控制所述初级信号发射电路接通所述初级信号检测电阻R_b1进行信号发射，所述次级切换电路控制所述次级信号接收电路接通所述次级信号检测电阻R_b2进行信号接收，实现从初级到次级的信号正向传输；

所述次级切换电路控制所述次级信号发射电路接通所述次级信号检测电阻R_b2进行信号发射，所述初级切换电路控制所述初级信号接收电路接通所述初级信号检测电阻R_b1进行信号接收，实现从次级到初级的信号反向传输。

本发明提供的一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，建立了能量与信号的耦合机构模型，给出了能量耦合机构的设计方法，提出了内嵌式耦合机构结构，基于磁耦合无线电能传输(Magnetic Coupled Wireless Power Transfer，MC-WPT)***理论建立水下能量回路拓扑(采用LCC-S谐振拓扑)，基于电场耦合无线电能传输(Electric-filed Coupled Wireless Power Transfer,EC-WPT)***理论建立水下信号回路拓扑，并给出了***参数设计方法。该***实现了能量与信号的并行传输，实现了信号的双向高速传输，实现了在不影响电能的传输的情况下，几乎没有能量对信号的干扰。

附图说明

图1是本发明实施例提供的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***的运行机理及组成图；

图2是本发明实施例提供的信号调制发射原理图，其中(a)为信号调制发射端TX₂的原理图，(b)为TX₂端等效模型；

图3是本发明实施例提供的信号接收解调端原理图，其中(a)、(b)分别为信号调制接收端TX₁、TX₂端原理图；

图4是本发明实施例提供的水下涡流损耗等效模型图；

图5是本发明实施例提供的水下环境MC-WPT***的等效模型图；

图6是本发明实施例提供的能量耦合机构的设计流程图；

图7是本发明实施例提供的信号耦合机构模型图；

图8是本发明实施例提供的内嵌式耦合机构结构示意图；

图9是本发明实施例提供的不同状态下的金属板中产生的感应电流方向示意图，其中(a)、(b)分别对应没有外接闭合回路和外接闭合回路的状态；

图10是本发明实施例提供的耦合机构磁通模型切面图；

图11是本发明实施例提供的15电容耦合模型图；

图12是本发明实施例提供的LCC-S补偿拓扑等效电路图；

图13是本发明实施例提供的六电容耦合模型图；

图14是本发明实施例提供的信号回路π型等效电路图；

图15是本发明实施例提供的在不同频率下，信号输出电阻R_b与信号增益G_s的关系图；

图16是本发明实施例提供的参数设计流程图；

图17是本发明实施例提供的外加金属板边长l_a与原边线圈自感L_p以及线圈间互感M的关系图；

图18是本发明实施例提供的能量回路Simulink仿真模型图；

图19是本发明实施例提供的稳态时逆变电压与逆变电流波形图；

图20是本发明实施例提供的负载电压与负载电流波形图；

图21是本发明实施例提供的信号回路Simulink仿真模型图；

图22是本发明实施例提供的输入信号与输出信号波形图，其中(a)、(b)分别对应信号正向传输和反向传输；

图23是本发明实施例提供的输入电阻与输出电阻两端的电压波形图，其中(a)、(b)分别对应信号正向传输和反向传输；

图24是本发明实施例提供的能量以磁场耦合方式对信号的干扰结果图；

图25是本发明实施例提供的能量以电场耦合方式对信号的干扰结果图。

具体实施方式

下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。

本发明实施例提供一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，如图1所示，本实施例所采用的能量信号同步传输的方式是分离通道式，所以在结构上，能量与信号的通道是相互独立的，这样可以避免能量与信号经由直连回路相互串扰。

能量通道主要由直流电源、高频逆变器、初级补偿网络、能量耦合线圈、次级补偿网络、整流滤波电路与负载组成。其运行机理是，先由直流源产生一个稳定的直流电压，再由驱动信号驱动高频逆变器的开关元件，使高频逆变器能够将直流电压转换为高频交流电压，之后将其注入到初级谐振网络，再注入到耦合线圈；在能量耦合线圈中，能量通过电磁感应原理由初级线圈传导至次级线圈，再经过次级补偿网络，将高频交流电压传输至整流电路前端，整流电路将其转换为直流电压，经由滤波作用，使其成为值几乎不变的直流电压提供给负载。

信号通道构成较为简单，由通道两侧的调制解调模块、检测电阻以及耦合电容极板组成。具体来讲，信号通道包括初级信号发射与接收模块、初级信号检测电阻R_b1，以及相连接的次级信号检测电阻R_b2、次级信号发射与接收模块，以及由两对金属板构成的电场耦合机构。初级信号检测电阻R_b1的两端分别连接初级金属屏蔽板和初级外加金属板，次级信号检测电阻R_b2的两端分别连接次级金属屏蔽板和次级外加金属板。初级信号发射与接收模块包括初级信号发射电路、初级信号接收电路与初级切换电路，次级信号发射与接收模块包括次级信号发射电路、次级信号接收电路与次级切换电路；初级切换电路控制初级信号发射电路接通初级信号检测电阻R_b1进行信号发射，次级切换电路控制次级信号接收电路接通次级信号检测电阻R_b2进行信号接收，实现从初级到次级的信号正向传输；次级切换电路控制次级信号发射电路接通次级信号检测电阻R_b2进行信号发射，初级切换电路控制初级信号接收电路接通初级信号检测电阻R_b1进行信号接收，实现从次级到初级的信号反向传输。

信号由调制解调模块调制而成，注入到检测电阻两端，然后经由电容耦合极板，通过电容间的位移电流传输至另一侧检测电阻两端，被并联在其两端的调制解调模块拾取并解调出信号。本实施例采用的OFDM调制解调模块，且本实施例信号回路为对称结构，在原理上是可以实现双向通讯的。

由上述表述可见，能量通道与信号通道使用的耦合机构独立，使用的传输原理也不同，则需要以一定的结构将这两种耦合机构组合起来。由图1所展示的耦合机构示意图可知，能量通道使用圆形线圈进行传输，信号通道由两对方形金属板进行传输。其中一对为磁场耦合机构中屏蔽辐射的大金属板，在本实施例中被复用为信号传输极板；另一对为外加金属板，用于构成信号传输的另一对电容板。

故而，本***的耦合机构具体包括对称设置的初级结构和次级结构，初级结构包括层级设置的初级金属屏蔽板、初级线圈以及设置在初级线圈的空心区域中的初级外加金属板，次级结构包括层级设置的次级金属屏蔽板、次级线圈以及设置在次级线圈的空心区域中的次级外加金属板，初级线圈与次级线圈进行磁耦合以传输电能，初级金属屏蔽板、初级外加金属板、次级金属屏蔽板、次级外加金属板进行电场耦合以传输信号。

半桥逆变器对电源电压的利用率低，输出仅为输入电压的一半；推挽电路的电感会一定程度增大重量与体积，且开关管要承担两倍于直流电压的电压应力，综上，本实施例认为使用全桥逆变电路更为合适。

LCC-S具有恒压输出的特性，且其对一次侧参数变化不敏感，而二次侧补偿依旧使用串联补偿，没有增大二次侧的重量、体积和复杂度，调节串联补偿电感L_r的值就可以调节直流输入电压与负载输出电压的比例，极大减小了参数设计的难度，所以本实施例使用LCC-S作为能量通道谐振网络。

在数字信号的传输过程中，需要对其按照一定方法进行调制，以调制波的方式在信道中进行传输。根据数字调制采取的载波媒介的波形特性可以分为单载波调制、多载波调制以及脉冲调制。传统的调制方式多为单载波调制方式，相当于信号的串行传输，在速率上往往受限。在单载波调制技术的基础上，多载波调制技术出现并发展至今。多载波技术就是将串行信号分离到多个频率的子载波上，使原来串行传输的信号可以并行传输，对于频率选择性干扰可以以多频率载波减少干扰，对于对频率范围宽容的信道，可以显著提高传输速度。正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexiong，OFDM)调制技术就是当下热度最高、应用最广的多载波调制技术之一。

信号正反向传输采用OFDM调制技术。OFDM调制技术是多载波调制的一种，其原理是利用串并转换，把高速的串行传输数据流向单独低速的数据流进行变化，在子载波上进行调制，可满足高速数据传输的要求。图2是本发明实施例提供的信号调制发射原理图，图2(a)中，u_sig2为矩形数字信号，调制电路中的调制解调芯片采用的是QCA6410。信号传输时，QCA6410芯片对输入的数据进行OFDM调制后，经过D/A转换和功率放大后输出至调制电路OUT端，信号通过高频隔离变压器将信号注入到主电路中。从g、f两端看，信号调制发射电路TX₂可以等效为一个电压源u_s2，故后文可将信号调制发射电路TX₂近似等效为图2(b)所示的电压源。

信号的解调是指将调制载波还原为数字信号的过程。图3是本发明实施例提供的信号接收解调端原理图。图3(a)为信号接收解调端RX₁的原理图，输入为检测电阻R_b1两端的拾取电压，通过带通滤波器滤除***的噪声，再通过由检波二极管和并联RC网络，得到调制载波信号的包络线，最后通过滞回比较器对得到的包络线进行整形以还原数字信号。图3(b)为信号接收解调端RX₂的原理图，输入为检测电阻R_b2两端的拾取电压，通过带通滤波过滤***噪声后，由解调电路对输入的数据进行A/D转换后，再通过解调芯片QCA6410进行OFDM解调还原数字信号。

本实施例能量与信号耦合机构使用不同的耦合原理进行传输，且在结构上分离，所以本实施例能量耦合机构与信号耦合机构需要使用不同原理模型进行建模。对于MC-WPT***耦合机构，耦合机构组成应包括线圈、磁芯、屏蔽金属板，其中的屏蔽金属板可以复用为信号两对耦合电容板中的其中一对。基于此，本实施例将先进行能量耦合机构建模，再基于能量耦合机构进行信号耦合机构建模。

本实施例耦合机构应用于淡水环境，由于淡水的电导率大于空气，所以MC-WPT***在淡水环境中会产生涡流损耗。在淡水中产生的损耗同样由于淡水于原边线圈产生了电磁感应，通过磁场接收到了能量，所以可得到水涡流损耗的等效模型如图4所示。水下涡流的损耗模型被等效成了一个水中等效电感L_w串联了一个水中等效电阻R_w，其中原边线圈两端电压为u_p，原边线圈自感为L_p，原边线圈的内阻为R_p，流过原边线圈的电流大小为I_p，在水中回路里形成的等效电流为I_w。

根据基尔霍夫第二定律，可得到水下损耗回路在原边回路中的反射阻抗为：

由式(1)可知，水下损耗回路在原边电路中的反射阻抗呈阻容性，这种影响在***中主要体现在两方面，其容性部分会影响***的谐振条件，其阻性部分会增大***的损耗。

在水下流损耗条件下，MC-WPT***的等效模型中，在原副边回路中均存在等效涡流电阻，且影响了互感的幅值与相位，有：

其中M为空气中互感，M_wa为水下互感，k为互感幅值变化系数，

为互感相位角，可得水下环境中MC-WPT***的等效模型如图5所示，其中，R_wp为水涡流损耗在原边回路中的等效电阻，R_ws为水涡流损耗在副边回路中的等效电阻，L_s为副边线圈自感，R_s为副边线圈内阻。互感幅值变化系数k、原副边水涡流等效电阻R_wp、R_ws、互感相位角/>

无法定量计算，所以目前只能定性分析，得到两个结论。其一，线圈电流的增加会使R_wp与R_w上产生的损耗增加。其二，互感的变化会影响反射阻抗从而影响谐振条件，在该文献的研究发现，k的值约等于1，而/>

的值会随传输距离的增大而增大。综合以上结论可以得出，为减少水涡流对MC-WPT***的影响，应当尽量减小线圈电流并减小传输距离。

电涡流在导体中都以热损耗的形式消散，产生电涡流的导体的电导率会影响涡流损耗的大小，电导率越大则产生电涡流越大。不同介质室温下电导率如表1所示。

表1不同介质室温下电导率

由此可见，相同条件下，在淡水中的电涡流损耗要小于海水，大于空气，且其电导率很小，可以忽略不计，即在本实施例中可有：

其中，M为原副边线圈在空气中的互感。

根据***需求的输出电压U_out与输出功率P_out可依据***特性计算得到副边线圈电流I_s为：

本实施例对信号传输的需求是双向高速传输，耦合机构对称更有利于信号的双向传输，由于信号耦合极板的其中一对复用为能量耦合机构金属屏蔽板，所以也要求能量耦合机构同样对称。即流过原副边的电流I_c：

I_c＝I_p＝I_s (5)

利兹线的线径c_r由经过利兹线的电流与电流的频率决定，不同生产厂家的利兹线有不同标准，根据厂家提供的利兹线选型手册以及本文中的次级线圈电流I_c、电能传输频率f_e，可以确定线径c_r，线圈为圆形线圈，则原副边线圈外直径为d_o，在实际应用中，由于线存在弯折的应力，线圈无法满绕至圆心，根据线径取原副边线圈内直径为d_i，为了提升空间的利用率，线圈采用紧绕的方式，则有原副边线圈匝数N为：

为了减少漏磁，磁芯与线圈紧贴，一整块磁芯易碎，不易搬运生产，多为小磁芯拼接而成，所以在工程中磁芯多为方形，为了提升线圈自感与线圈间的互感，磁芯边长d_r与线圈外直径相等。金属屏蔽板工程上与磁芯形状相同。以上所有参数皆为理论值，制作过程中可根据实际情况适当调整。

依据***需求的传输距离d、线圈外直径d_o、线圈内直径d_i、线圈线径c_r可由仿真软件可得到原副边自感L_p、L_s，以及线圈间互感M，即M_wa。由此可得到能量耦合机构的设计流程图如图6所示，具体包括步骤：

E1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o；

E2、根据U_out、P_out计算出初级线圈的电流也即次级线圈的电流

E3、根据厂家提供的利兹线选型手册以及电流I_c、电能传输频率f_e确定线径c_r；

E4、根据线径c_r确定内直径d_i，根据外直径d_o、内直径d_i、线径c_r确定线圈匝数N；

E5、根据线径c_r、外直径d_o、内直径d_i、匝数N、电能传输距离d得到初级线圈的自感L_p、次级线圈的自感L_s以及初级线圈与次级线圈之间的互感M_wa。

MC-WPT***的耦合机构已经设计完成，对于EC-WPT***，淡水的相对介电常数约是空气中的81倍。式(7)为平行板电容器电容公式，其中ε为介电常数，S为平行极板正对面积，d为正对面积间的距离。

根据式(7)，介质由空气变为水后，耦合电容会大幅度变化。在空气中，两对并列放置的极板间的交叉耦合往往可以忽略不计，但是在水下环境中，会产生较强的边缘效应，需使用考虑边缘效应的电容计算公式，本实施例提出了一种利用保角变换推导得到的计算公式：

其中ε为介电常数，a为正对部分极板的宽度，b为正对部分极板的长度，d同样为正对面积间的距离。此时交叉耦合电容会增大到无法忽略的地步，所以EC-WPT***的耦合机构设计针对水下环境需要使用考虑交叉耦合的模型。在EC-WPT***中，***的传输距离很大程度受限于耦合电容的大小，因为空气并不是电容的良好介质，根据式(8)，想增大耦合电容C就必须增大极板边长，这样会使得电场耦合的耦合机构显得十分笨重，但是这种***应用在水下时，这种介质的变化使得***的耦合电容值有了明显的提升，对于平板式双电容***，两对极板间较大的交叉耦合一定程度会使得***的传输效果变差，根据实际需求可能需要额外的结构或拓扑减缓这种影响，对于目前传输机理尚不明确的单电容***来说，水下环境大幅度地提升了其传输效果，所以在单电容***机理明确后，很可能会比双电容EC-WPT***与MC-WPT***更有优势。

由于水下环境大大增大了各个耦合成分之间的电容，耦合成分包括一对金属屏蔽板，以及一对外加金属极板，他们之间两两会形成电容，则信号耦合机构模型如图7所示。

虽然目前没有确定外加金属板的位置，但是其存在于***中就必然会形成图7的耦合机构模型，其中C₁₂、C₃₄为信号通道两对金属板间的互容电容，它们承担着信号传输的作用；C₁₄、C₂₃为不同侧金属板之间的交叉耦合电容；C₁₃、C₂₄为同侧金属板之间的自容电容。单个金属板的阻抗很小，可以忽略不计，所以金属板与其他部分形成的电容在电气连接上可以视为直连。在本实施例中，期望存在的电容只有C₁₂与C₃₄，在其他学者研究的EC-WPT***中，交叉耦合电容与自容电容都会阻碍能量的传输，也是不被期望存在的，所以文本对外加金属板的设计主要方向为减少除C₁₂与C₃₄外，其他电容容值。由于耦合机构理论上是完全对称的，所以C₁₄与C₂₃、C₁₃与C₂₄这两组电容的值大小相等，且一同变化。

在确定信号耦合机构模型后，本实施例提出了一种外加金属板内嵌于线圈内径的方式(后文简称内嵌式)，完成能量耦合机构与信号耦合机构的兼容，内嵌式耦合机构结构示意图如图8所示。

如图8所示，内嵌式是将外加金属板嵌入到线圈内径中，从结构上来讲，类似于双电容EC-WPT中的层叠式结构。这种方式利用了耦合机构的剩余空间，提升了空间利用率，在未增大体积的情况下，得到了混合通道式的耦合机构。如果外加金属板很大，在水中强介电常数介质条件下，边缘效应会十分明显，所以本结构拥有一个面积较小的外加金属板，虽然会使C₃₄较小，但是同样使不利于信号传输的电容C₁₄、C₂₃、C₁₃、C₂₄也减小了，收益大于损失。其中，初级金属屏蔽板与次级金属屏蔽板均采用边长为d_o的方形极板，初级外加金属板与次级外加金属板均采用边长为l_a的方形极板。

能量无线传输的传输原理为感应式磁耦合，通过原边发射高频交变磁场感应至副边产生感应电动势，从而在回路中产生感应电流。能量线圈对信号极板也可能会产生类似的效果。

图9为金属板在不同情况下，有高频磁场通过时产生的感应电流方向。图9(a)为金属板在没有外接电路时，高频磁场通过金属板的情况下，只能在金属中以涡流的形式耗散。图9(b)为金属板接入回路中时，高频磁场通过金属板的情况下，可在金属板中形成固定方向的电流流入到回路中。在本实施例中，屏蔽磁场的金属板外接了信号回路，所以需要评估能量的干扰通过这种方式对信号回路产生影响的大小。

描述线圈与线圈之间的磁感应效果可以用互感来描述，那么把金属板当作线圈来看，金属板就是一根特别宽又特别扁的导线，以此为基础进行COMSOL仿真可得到线圈与金属板之间的互感为5.09*10^-4uH。图10为耦合机构传输能量时磁通模型的切面图。由该磁通图可以看出，原边线圈产生的主要磁通都分布在两个线圈之间，而原边线圈磁芯以下几乎没有磁通，只有磁芯的边缘会泄露少量磁通到金属板。这说明磁芯很好地收束了磁感线，金属板上只有很少量的磁感线会经过，而且金属板的自感很小，即使没有磁芯对磁感线的收束，在金属板上产生的感应电压也会很小。由金属板与线圈之间的互感也可以看出，在金属板上的感应电压将是毫伏级别的，且信号回路全部由电容组成，对能量信号为高阻态，所以能量在信号电阻上的增益可忽略不计。

电场耦合式的传输是利用电容极板间的非接触性而实现无线传输。一般的电容为了保证电容体积小、容值稳定都是使用相对介电常数较大的介质并且固定电容的两个极板相对位置，也就是常见的为一个整体的电容。但是就电容的本质而言，两极板不固定相对位置，介质为空气或水也可构成电容，这也就是电场式耦合机构的传输极板。

能量线圈虽然呈感性，但是其也是由金属导体绕制而成，所以线圈也可以变相看成是一块金属板，则线圈与线圈之间、与金属板之间是存在电容的。如果将线圈看作两块金属板，可得到图11的15电容耦合模型。

由图11可知，将耦合线圈也视为电容极板会得到特别复杂的15电容耦合模型，更重要的是，能量无法在信号回路中构成回路，也就是能量不会在信号输出电阻上产生增益。但是在无线电能传输的理论中，存在单电容***，即只使用一对电容极板进行能量传输，不需构成回路。图11的电容耦合模型满足单电容***的传输条件，但是单电容传输机理尚不明确，所以目前单电容模型无法准确计算出增益，而且单电容***的能量传输对频率有十分高的要求，一般在500kHz以上，本实施例能量传输频率为85kHz，能量频率本身难以在单电容***中传输，且信号回路也对能量是高阻态的，所以能量在信号监测电阻上的增益也十分小。但是能量回路中可能存在高次谐波与开关噪音等高频能量会通过高通的信号回路而对信号产生干扰，这些高频噪音的干扰量与干扰效果也很难分析计算，故本实施例将忽略这些干扰。

图11也可以适用于信号传输的耦合模型，但是线圈自身是一个大电感，通常在电路分析中会把这种大电感看成是对高频信号的高阻态，故信号不会通过线圈与其他部分形成的电容，所以简化后的信号传输模型仍然如图7所示。

通过上面的分析，确定***耦合机构模型之后，本实施例以此为基础建立能量回路与信号回路的电路模型，从而可以定量地得到***能量与信号的增益。根据理论的推导，可以得到参数变化对信号增益的影响趋势，从而指导***的参数设计。

根据上文分析能量对信号的干扰发现，能量对信号的干扰虽然形式多种多样，但干扰大小可以忽略不计，就是无法分析量化，所以在建模上无需顾虑能量信号之间相互的干扰模型，在建模上能量回路与信号回路可以分开建立。能量回路按照MC-WPT***进行建模，信号回路按照EC-WPT***进行建模，分别得到能量与信号的传输增益。

根据能量耦合机构淡水下模型可得到，淡水环境下，LCC-S补偿拓扑等效电路。能量传输等效模型如图12所示，根据LCC-S等效拓扑，有：

其中，Z_s为接收端输入阻抗，R_e为整流桥输入端等效阻抗，ω为***角频率。***的反射阻抗Z_r：

***的总输入阻抗Z_in为：

令***的输入阻抗Z_in虚部为0，则：

将式(12)代入式(9)(10)(11)，得：

根据阻抗计算公式，可得原边线圈电流

与副边线圈电流/>

分别为：

其中

为谐振网络输入电压基波，则由式(15)可得到，等效负载电压/>

为：

则水下谐振网络电压增益G_v可表示为：

而实际上，线圈内阻R_s远小于电路等效阻抗R_e，所以可以忽略式(17)中得R_s，并结合式(3)，得到谐振网络增益公式为：

全桥逆变器前后级电压输入输出关系为：

全桥整流前后级输入输出关系为：

由式(18)、式(19)与式(20)联立可得，直流输入电压U_dc与***输出电压U_out之间的关系为：

由式(21)可得，在忽略线圈内阻，以及互感M不变的情况下，***具有恒压的输出特性。

水下环境使得极板间的电容值变大，使得两对极板间的交叉耦合不能忽略，进而需要建立六电容耦合模型。

六电容耦合模型如图13所示，取如图四个点的电压分别为U_A、U_B、U_C、U_D，取U_A为参考电压，即U_A＝0，U_B＝U₁，U_C-U_D＝U₂。根据基尔霍夫电流定律可得式(22)：

其中ω_s为信号传输角频率，式(22)可简化为式(23)：

根据式(23)可将交叉耦合电路模型简化为如图14的π型等效电路，其中C_x1与C_x2为自电容，C_M为互电容，各个电容公式如式(24)所示：

图14在交叉耦合等效电路的基础上增加正向传输信号源U_s、两侧的信号输出电阻R_b1与R_b2以及R_b2接收到的电压U_Rb，可求取信号检测电压U_Rb与信号输入电压U_s的比例：

由式(25)可得正向信号传输增益G_s：

同理可得反向信号传输增益G_sf：

在本实施例所设计的耦合机构中，一次侧与二次侧为对称结构，即：

其中C_n为同侧两个极板间的自容，C_m为两对极板间的交叉耦合电容。

由式(24)与式(28)可得到式(29)的化简公式：

在信号输出电阻对称等大时，即：

R_b1＝R_b2＝R_b (30)

结合式(26)、式(27)与式(30)就可得到，信号正向传输增益与反向传输增益相等，即：

分析信号增益表达式(31)可知，当信号输出电阻R_b与信号传输角频率ω_s趋近于0时，信号传输增益趋近于0；信号输出电阻R_b与信号传输角频率ω_s趋近于无穷大时，信号传输增益趋近于增益最大值G_smax：

图15为经公式分析得到的信号输出电阻R_b在不同信号传输频率下与信号传输增益G_s的关系曲线。图中，f₃>f₂>f₁，根据理论分析与图15可以看出，信号回路是个高通电路，并且信号输出电阻的值越大越有利于信号的传输。

结合式(28)与式(31)可得：

由式(33)可知，当C_n增大时，信号传输增益G_s将减小；当C_m增大时，G_s将先减小后增大。C_n从拓扑上来看，是并联在正反向信号输出电阻两端，那么它的存在会分摊信号输出电阻上的信号功率，所以其增大会导致信号输出电阻上分摊的功率变小，从而导致增益变小。C_m的连接方式更倾向于信号互容电容的反向抑制，在初期增加的时候会抑制C₁₂与C₃₄的效果，在C_m增加到

时，增益将降到0，当C_m继续增大时，将成为信号的主要传输电容，而C₁₂与C₃₄反而会成为抑制信号传输的交叉耦合电容，这时随着C_m的增大，信号增益会再增强，负载电阻两端电压会与原来的电压方向相反。

下面进行***参数设计，整体参数设计流程如图16所示，具体包括步骤：

S1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、能量回路工作频率f_e、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o、直流输入电压U_dc；

S2、采用步骤E2至E5确定L_p、L_s以及初次级线圈间的互感M即M_wa；根据确定的初次级金属屏蔽板计算初级金属屏蔽板与次级金属屏蔽板之间的耦合电容C₁₂；

S3、根据M、U_out、U_dc计算串联谐振电感L_r；根据谐振关系计算C_r、C_p、C_s；根据圆形线圈的内直径d_i确定初次级外加金属板的边长l_a；根据确定的各金属板计算初次级外加金属板之间的耦合电容C₃₄，初级金属板间的自容C₁₃、次级金属板间的自容C₂₄，初次级金属极板间的交叉耦合电容C₁₄、C₂₃；

S4、判断输出电压是否达到目标电压，若否则减小L_r并重新判断，若是则进入下一步；重新测量初次级线圈间的互感M并判断互感变化率ΔM是否小于设定裕量，若是则根据R_b对信号传输的影响曲线确定R_b的值并进入下一步，若否则减小l_a并重新计算C₃₄、C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃然后重新判断；

S5、参数设计结束，输出此时的L_r、l_a。

***输入电压U_dc、***输出电压U_out、***输出功率P_out、传输距离一般根据***需求被确定为***指标参数。水下设备需要采用水密外壳，由于水下设备的体积限制，水密外壳的宽度，即线圈的外直径d_o也被确定，线圈内直径d_i工程上选用20倍线圈线径。根据工程经验频率得到能量回路工作频率f_e，根据OFDM常用频率选择OFDM工作频率带。

则根据***设计指标，以及耦合机构参数设计方法可得到，原边线圈自感L_p、副边线圈自感L_s、屏蔽金属板间电容C₁₂以及互感M。

现在能量耦合机构参数已经设计完成，外加金属板的位置已经确定，可以根据工程指标参数以及耦合机构参数设计方法探究其大小对线圈参数的影响，工程指标参数有直流输入电压为U_dc为50V(±5V)，***输出电压U_out为100V(±10V)，***输出功率P_out为200W(±20W)，壳体间传输距离为1cm，原副边线圈壳体厚皆为2cm，则线圈间传输距离d为5cm，线圈外直径d_o为224cm。

如图17所示为基于COMSOL的，外加金属板边长l_a与原边线圈自感L_p与互感M之间的关系。从图中可以看出，线圈自感与互感随着外加金属板边长的增大而减小，且外加金属板边长越大，线圈参数下降越快，所以外加金属板边长对于能量耦合机构设计来说应当尽量小。根据考虑边缘效应的电容公式(8)，当金属板边长趋近于0时，电容的值也将趋近于0，此时互容电容值为零，信道将无法传输信号，所以在金属板边长较小时，应尽量增大金属板边长，则在本实施例中外加金属板的边长相对于屏蔽金属板很小，所以对于信号传输来说应当尽量增大。线圈自感与互感在外加金属板边长大于4cm时下降较为剧烈，在4cm时，线圈自感下降了2.27％，互感下降了4.90％，而在5cm时，线圈自感下降了4.41％，互感则下降了9.22％。为了保证能量耦合机构参数设计的有效性，外加金属板对互感的影响应受到限制，***的输出电压U_out可以容许的变化率为10％，根据式(21)，U_out与M的变化率是一致的，则取M的变化率ΔM为5％，留有一倍的裕量，则取此时的外加金属板边长为l_a，可以保证能量耦合机构参数变化在较小范围内，同时也能保证外加金属板之间具有一定的互容，保证信号通路的运行。

由式(21)可得：

由式(34)可计算串联谐振电感L_r的值。

根据式(12)可确定C_r、C_p、C_s的值。

根据耦合机构设计以及式(8)可以确定外加金属之间的耦合电容容值C₃₄，从而确定同侧金属板间的自容C₁₃、C₂₄以及交叉耦合电容C₁₄、C₂₃，并且要求互感变化率ΔM小于5％。

根据上文结论R_b应当选择尽量大的值，但为了减少R_b过大产生的风险，选取满足能达到G_smax的95％附近的R_b值作为信号输出电阻值。

按照上述参数设计方法与工程参数指标可以得到如表2所示的***参数，并将此作为仿真参数。

表2***参数

图18为能量回路Simulink仿真图，其中包括直流电源、逆变模块、逆变驱动模块、谐振网络、耦合机构、整流模块、负载。

图19为***达到稳态时，逆变电压u_in与逆变电流i_in的波形。电压波形为方波，电流波形为正弦波，几乎没有畸变率，即***已经达到良好的谐振效果。根据电流与电压相位来看，后级电路整体呈弱感性，实际应用中，弱感性电路更容易保证***运行的可靠性。

如图20所示为负载电压U_out与I_out从起始到稳态的响应过程，负载电压在略高于100V刻度线上方稳定，即稳态时，***的输出功率可以达到目标功率200W。在动态过程中，电压的超调量不超过10％，电流的超调量不超过5％。无线供电***的工作时长一般是以小时计算，所以在使用过程中对于***调节时间并没有很高要求，但是由于功率较大，***不希望出现超调而增大硬件的压力，所以在实际使用过程中采用软起动或者缓慢增大输入电压，以延长启动时间为代价来减小***的超调量。

图21为信号回路Simulink仿真模型，其中包括原边信号发射电路TX1、原边信号接收电路RX2、原边切换电路1、正反向信号输出电阻、信号回路六电容耦合模型、副边信号接收电路RX1、副边信号发射电路TX2、副边切换电路2，其中切换电路用于信号正向与反向传输的转换。

图22为内嵌式结构在正反向传输时，由信号发生器发出的输入信号，与信号传输解调之后得到的输出信号，其中图22(a)对应正向传输，图22(b)对应反向传输。由图截取的片段可知在这段时间范围内，信号被成功传输解调。

经过仿真，并列式结构与内嵌式结构都可以达到最高60Mbps的传输速度，验证了设计的信号回路是能够使用OFDM调制进行调制解调的，且可以实现信号的高速传输。

图23为内嵌式结构的信号在正反向传输时，经过调制后注入到信号回路的波形，以及通过信号回路后到达信号输出电阻时的波形，其中图23(a)对应正向传输，图23(b)对应反向传输。通过测量对应位置的电压幅值的比例，可以得到信号回路的正反向传输增益都为0.26，与理论计算一致。

前文分析了能量对信号的干扰分为磁耦合形式与电场耦合形式，现将参数设计得到的参数代入仿真模型验证理论推导。

图24为能量以磁耦合形式，在信号回路两侧的信号输出电阻上产生的干扰电压。由图可以看出，干扰波形的周期与逆变电压周期相同，证明是由能量产生的干扰，干扰电压的幅值在0.1mV左右，由此可见，磁耦合形式的干扰幅值很小，与理论分析一致，几乎可以忽略不计。

图25为能量以电场耦合的形式，在信号回路两侧的信号输出电阻上产生的干扰电压。由于能量无法在信号回路中构成回路，所以能量对信号的干扰电压为0。与理论分析一致。

综上，由仿真得到的能量对信号的不同耦合方式的干扰几乎没有，所以本实施例忽略，简化分析是合理的。

综上所述，本实施例提出了一种基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，给出了***的构成，建立了能量与信号耦合机构模型，给出了能量耦合机构的设计方法，提出了内嵌式耦合机构结构，分析了能量对信号的干扰。基于MC-WPT***理论建立水下能量回路拓扑，基于EC-WPT***理论建立水下信号回路拓扑，根据交流阻抗法与***拓扑给出了电能传输增益与信号传输增益的表达式并给出了***参数设计的办法。在MATLAB/Simulink仿真平台搭建模型并进行仿真，仿真结果表明，该***可以实现信号的高速双向传输，几乎无能量对信号的干扰；仿真结果与理论推导基本一致，验证了所提出的拓扑、模型和参数设计方法，即本实施例所提出的***设计方法的正确性和合理性。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于，包括耦合机构，所述耦合机构包括对称设置的初级结构和次级结构，所述初级结构包括层级设置的初级金属屏蔽板、初级线圈以及设置在所述初级线圈的空心区域中的初级外加金属板，所述次级结构包括层级设置的次级金属屏蔽板、次级线圈以及设置在所述次级线圈的空心区域中的次级外加金属板，所述初级线圈与所述次级线圈进行磁耦合以传输电能，所述初级金属屏蔽板、初级外加金属板、次级金属屏蔽板、次级外加金属板进行电场耦合以传输信号。

2.根据权利要求1所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：所述初级线圈与所述次级线圈均采用圆形线圈，该圆形线圈的外直径为d_o、内直径为d_i、线径为c_r、匝数为N，所述初级线圈与所述次级线圈的参数设计步骤如下：

E1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o；

E2、根据U_out、P_out计算出初级线圈的电流也即次级线圈的电流

E3、根据厂家提供的利兹线选型手册以及电流I_c、电能传输频率f_e确定线径c_r；

E4、根据线径c_r确定内直径d_i，根据外直径d_o、内直径d_i、线径c_r确定线圈匝数

E5、根据线径c_r、外直径d_o、内直径d_i、匝数N、电能传输距离d得到所述初级线圈的自感L_p、所述次级线圈的自感L_s以及所述初级线圈与所述次级线圈之间的互感M_wa。

3.根据权利要求2所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：所述初级金属屏蔽板与所述次级金属屏蔽板均采用边长为d_o的方形极板，所述初级外加金属板与所述次级外加金属板均采用边长为l_a的方形极板。

4.根据权利要求3所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：该***还包括直流电源、高频逆变器、初级补偿网络，次级补偿网络、整流滤波电路、负载，所述初级补偿网络连接所述初级线圈，所述次级补偿网络连接所述次级线圈；

所述初级补偿网络采用LCC谐振网络，具体包括串联谐振电感L_r、初级串联谐振电容C_p和并联谐振电容C_r；

所述次级补偿网络采用S型补偿网络，包括次级串联谐振电容C_s。

5.根据权利要求4所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：该***还包括相连接的初级信号发射与接收模块、初级信号检测电阻R_b1，以及相连接的次级信号检测电阻R_b2、次级信号发射与接收模块；所述初级信号检测电阻R_b1的两端分别连接所述初级金属屏蔽板和所述初级外加金属板，所述次级信号检测电阻R_b2的两端分别连接所述次级金属屏蔽板和所述次级外加金属板，且有R_b1＝R_b2＝R_b。

6.根据权利要求4所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于，***的参数采用以下步骤设计：

S1、根据***需求确定***输出电压U_out、***输出功率P_out、能量回路工作频率f_e、电能传输距离d、圆形线圈的外直径d_o、直流输入电压U_dc；

S2、采用步骤E2至E5确定L_p、L_s以及初次级线圈间的互感M即M_wa；根据确定的初次级金属屏蔽板计算所述初级金属屏蔽板与所述次级金属屏蔽板之间的耦合电容C₁₂；

S3、根据M、U_out、U_dc计算串联谐振电感L_r；根据谐振关系计算C_r、C_p、C_s；根据圆形线圈的内直径d_i确定初次级外加金属板的边长l_a；根据确定的各金属板计算初次级外加金属板之间的耦合电容C₃₄，初级金属板间的自容C₁₃、次级金属板间的自容C₂₄，初次级金属极板间的交叉耦合电容C₁₄、C₂₃；

S4、判断输出电压是否达到目标电压，若否则减小L_r并重新判断，若是则进入下一步；重新测量初次级线圈间的互感M并判断互感变化率ΔM是否小于设定裕量，若是则根据R_b对信号传输的影响曲线确定R_b的值并进入下一步，若否则减小l_a并重新计算C₃₄、C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃然后重新判断；

S5、参数设计结束，输出此时的L_r、l_a。

7.根据权利要求6所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：

在所述步骤S3中，根据公式

计算L_r；

根据下式计算C₁₂、C₃₄、C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃中的任一电容值C：

其中，ε为淡水环境的介电常数，a为正对部分极板的宽度，b为正对部分极板的长度，d为正对部分极板间的距离。

8.根据权利要求6所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于，在步骤S4中，根据R_b对信号传输的影响曲线确定R_b的值，具体为：选取能达到95％G_smax的R_b值，G_smax表示信号传输的增益最大值。

9.根据权利要求8所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：

C₁₃、C₂₄、C₁₄、C₂₃满足：

G_smax由下式计算：

其中，

均为等效电容。

10.根据权利要求5所述的基于磁场、电场分别传输电能与信号的水下并行传输***，其特征在于：所述初级信号发射与接收模块包括初级信号发射电路、初级信号接收电路与初级切换电路，所述次级信号发射与接收模块包括次级信号发射电路、次级信号接收电路与次级切换电路；

所述初级切换电路控制所述初级信号发射电路接通所述初级信号检测电阻R_b1进行信号发射，所述次级切换电路控制所述次级信号接收电路接通所述次级信号检测电阻R_b2进行信号接收，实现从初级到次级的信号正向传输；

所述次级切换电路控制所述次级信号发射电路接通所述次级信号检测电阻R_b2进行信号发射，所述初级切换电路控制所述初级信号接收电路接通所述初级信号检测电阻R_b1进行信号接收，实现从次级到初级的信号反向传输。

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