CN116360535A - 用于ldo的集成式用户可编程的压摆率受控软启动器 - Google Patents

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Abstract

本发明题为″用于LDO的集成式用户可编程的压摆率受控软启动器″。公开了一种用于低压差稳压器的集成式用户可编程的压摆率受控软启动器，该低压差稳压器包括电流导引级和积分器级。该电流导引级也可以表示为误差放大器。密勒补偿电容器耦合在该积分器级的输入节点和用于LDO的输出电压的输出节点之间。在LDO的上电时段期间，电流导引级产生对该密勒补偿电容器充电的输入电流。在该输出电压在上电时段结束时升高到其稳压值时，该密勒补偿电容器的这种受控充电控制该输出电压的压摆率。

Description

用于LDO的集成式用户可编程的压摆率受控软启动器
技术领域
本专利申请涉及低压差稳压器(LDO)，并且更具体地涉及具有压摆率控制的软启动器的低压差稳压器。
背景技术
在低压差稳压器启动时，LDO输出电压开始升高，直到其达到期望的稳压输出电压电平为止。输出电压的增加速率通常表示为LDO压摆率。在这方面，电子***可包括多个LDO，这些LDO根据定义的供电次序上电。如果LDO上电太快或太慢，电子设备则可能由于违反了对应LDO的供电次序而进入故障阶段。因此，LDO压摆率是电子***的供电次序中的重要因素。
为了控制LDO压摆率，LDO通常耦合到外部软启动端子或引脚，该端子或引脚继而耦合到软启动电容器。LDO中的电流源对该软启动电容器进行充电。然后，该软启动电容器的充电控制LDO压摆率。然后，电路设计者可以通过选择用于对应软启动电容器的适当电容和/或通过调整由电流源提供的充电电流的量来配置电子***中的各种LDO的压摆率。但是，每个LDO都需要集成电路端子和软启动电容器，这就提高了制造成本和复杂性，并且增加了***面积大小。
发明内容
本公开提供了一种低压差稳压器，该低压差稳压器包括：跨导器，该跨导器被配置为在低压差稳压器的输出节点处驱动输出电压；电容器，该电容器耦合到该低压差稳压器的输出节点；和误差放大器，该误差放大器被配置为在该低压差稳压器的启动期间产生输入电流，以对该电容器充电来控制该输出电压的压摆率。
本公开提供了一种在低压差稳压器的上电时段期间控制该低压差稳压器的输出电压的压摆率的方法，该方法包括以下操作：在该上电时段期间导引拖尾电流通过晶体管对中的第一晶体管；镜像该拖尾电流以形成电容器的输入电流，该电容器耦合到该低压差稳压器的输出节点；以及当该输出电压从该上电时段开始时的零伏升高到该上电时段结束时的稳压值时，利用该输入电流对该电容器进行充电以控制该输出电压的压摆率。
此外，本公开提供了一种低压差稳压器，该低压差稳压器包括：跨导放大器，该跨导放大器与升压放大器串联，具有耦合在该升压放大器的输入节点与该跨导放大器的输出节点之间的密勒补偿电容器，其中该密勒补偿电容器包括金属-绝缘体-金属电容器、MOSFET电容器和变容二极管的并联布置；和误差放大器，该误差放大器被配置为响应于反馈电压与参考电压之间的差值，利用误差电压驱动该升压放大器的输入节点。
在检查以下附图和具体实施方式后，本发明的其他设备、装置、***、方法、特征和优点对于本领域技术人员将是显而易见的或将变得显而易见。预期将所有此类附加设备、装置、***、方法、特征和优点包括在具体实施方式内，包括在本发明的范围内，并且受所附权利要求书保护。
附图说明
图1示出了根据本公开的方面的示例软启动LDO。
图2示出了根据本公开的方面的包括多个软启动LDO的电子***。
图3示出了根据本公开的方面的示例软启动LDO，其中误差放大器由电流源表示。
图4是根据本公开的方面的示例误差放大器的电路图。
图5示出了根据本公开的方面的在软启动LDO的启动期间的一些工作波形。
图6示出了根据本公开的方面的用于软启动LDO的示例密勒补偿电容器具体实施。
通过参考下述具体实施方式可以更好地理解本公开的实施方案以及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中示出的相同元件。
具体实施方式
为了降低制造成本和复杂性并且减小集成电路封装尺寸，集成电路设置有LDO，该LDO使用其密勒补偿电容器作为软启动电容器。这是非常有利的，因为集成电路随后不需要用于软启动电容器的附加端子，这减少了集成电路引脚计数并降低了印刷电路板布线复杂性。此外，减少了***占有面积。
图1示出了具有这种有利软启动的示例LDO 100。LDO 100包括误差放大器105和积分器级120。积分器级120由高增益放大器110(其也可以表示为升压放大器)与跨导放大器115串联而形成。跨导放大器115在本文中也可以表示为跨导器。根据跨导器115的跨导，输出电流利用LDO输出电压对输出电容器Cout进行充电。在软启动之后的正常操作期间，由LDO100来调节LDO输出电压以等于期望输出电压。为了维持这种调节，误差放大器105接收源于LDO输出电压的反馈电压Vfb。例如，由一对串行电阻器R1和R2形成的分压器可以将LDO输出电压分压为反馈电压Vfb。误差放大器105基于反馈电压Vfb与来自参考电压源(例如，带隙参考电路)的参考电压Vref之间的差值来生成误差电压。积分器级120将该误差电压放大并将其跨导转换成LDO输出电流，以利用LDO输出电压对输出电容器Cout进行充电。
在正常操作期间，耦合在积分器级120的输入节点与积分器级120的输出节点之间的密勒补偿电容器Cc对LDO进行补偿，以在将LDO输出电压调节到期望水平的同时提高稳定性。如本文将进一步解释的，LDO 100在启动期间使用密勒补偿电容器Cc作为软启动电容器。密勒补偿电容器Cc在LDO 100的上电时段期间的充电速率控制LDO输出电压的压摆率。
为了控制密勒补偿电容器的充电速率，误差放大器105在上电时段期间用作电流源，以利用输入电流Iin对密勒补偿电容器Cc进行偏置。为了生成输入电流Iin，误差放大器105包括一对晶体管(下文进一步讨论)。反馈电压Vfb对晶体管对中的一个晶体管的栅极进行偏置，而参考电压Vref对晶体管对中的剩余第二晶体管的栅极进行偏置。根据Vfb与Vref之间的差值，晶体管对对拖尾电流进行导引以形成被镜像成为输入电流的经导引的拖尾电流。由于这种电流导引行为，误差放大器105在本文中也可以表示为电流导引级。然后，输入电流对积分器级120中的密勒补偿电容器Cc进行充电。需注意，积分器级120可以表示为积分器，因为密勒补偿电容器Cc两端的电压与上电时段期间的输入电流Iin的积分成比例。
LDO 100的电流导引级的拖尾电流可以由任何合适的电流源产生。以下讨论将涉及其中电流源是电流数模转换器(IDAC)而不失一般性的实施方案。因此，用户可以配置数字输入代码，该数字输入代码由IDAC转换以控制LDO压摆率。
图2示出了包括多个N个LDO的示例电子***200，其中N是复数的正整数。尽管存在范围从第一LDO(LDO 1)到第N LDO(LDO N)的N个LDO，但为了便于清楚说明，***200中仅示出第一LDO和第N LDO。每个LDO的电流导引级由IDAC表示，该IDAC通过开关耦合到对应积分级210的输入节点。例如，LDO 1中的电流导引级由IDAC(LDO 1)和开关S1形成。类似地，LDON中的电流导引级由IDAC(LDON)和开关SN形成。示出了每个开关以用于控制对应的电流导引级的致动的概念性目的。因此，应当理解，不需要在相应电流导引级的实际具体实施中包括开关S 1到SN。诸如查找表(LUT)205之类的压摆率配置电路用作每个IDAC的输入代码源。根据输入代码，每个IDAC产生拖尾电流，该拖尾电流被镜像以形成到每个对应积分级210的输入电流Iin。因此，来自LUT 205的输入代码限定对应LDO的压摆率(LDO输出电压的时间变化率dV/dt)。因此，***200对于其N个LDO中的每个LDO都具有准确的压摆率控制，而无需任何专用的端子或外部部件。
图3示出了示例LDO 300，其中电流导引级由电流源表示，该电流源将输入电流Iin从输入节点310输送到积分器级305中的密勒补偿电容器Cc。积分器级305包含升压器110和跨导器115，如参照LDO 100所讨论的。跨导器115将输出电流驱动到输出节点315中，以在输出电容器Cout两端产生LDO输出电压。
图4示出了示例电流导引级105。在该实施方案中，晶体管对是一对p型金属氧化物半导体(PMOS)晶体管M1和M2。IDAC 405将拖尾电流Itail驱动到晶体管M1和M2的源极处的节点中。由IDAC 405转换的数字代码控制拖尾电流Itail的大小。分压器对LDO输出电压Vout进行分压以形成反馈电压Vfb，该反馈电压用于电流导引级105以对晶体管M1的栅极进行偏置。类似地，参考电压Vref对晶体管M2的栅极进行偏置。在具有电流导引级105的LDO的上电时段的初始部分期间，LDO输出电压为零伏。因此，晶体管M1在上电时段的该初始部分期间将传导基本上所有的拖尾电流Itail。相比之下，晶体管M2关断，因此在该初始部分期间不进行传导。
晶体管M1的漏极耦合到二极管连接的n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管M3的栅极和漏极。晶体管M3的栅极耦合到NMOS晶体管M4的栅极，继而该NMOS晶体管M4的漏极耦合到晶体管M2的漏极。晶体管M2和M4的漏极耦合到对应积分器级(未示出)的输入节点310。晶体管M3和M4的源极耦合到地。因此，晶体管M3和M4形成电流镜，使得在上电时段的初始部分期间，晶体管M4对拖尾电流Itail进行镜像以将输入电流Iin从输入节点310传导到地(通过晶体管M4的沟道)。因此，由IDAC 405转换的数字代码根据晶体管M1到M4的相对尺寸间接控制输入电流Iin的大小。在以下讨论中，假定拖尾电流Itail与输入电流Iin之间的比例是统一的，而不失一般性。
图5示出了在LDO的上电时段期间在具有电流导引级105的LDO中的LDO输出电压Vout和参考电压Vref的一些示例波形。上电开始于时间t0处。输出电压Vout和参考电压Vref两者最初均为零伏。当LDO开始上电时，参考电压Vref被驱动到期望值。随着参考电压Vref的产生，积分器级120在时间t1处被启用。在时间t1处，偏置电路(未示出)将输入节点310偏置到合适的启动电压，诸如0.8伏。尽管积分器级120被启用，但输出电压Vout在时间t1处仍保持在约零伏。在时间t2处，IDAC 405被启用，使得电流导引级105变为能够操作的。因此，从时间t0到时间t2的延迟是上文所论述的上电时段的初始部分。由于输出电压Vout在时间t2处仍基本上为零伏，因此反馈电压Vfb也为零伏。因此，拖尾电流Itail将传导通过晶体管M1和M3，并且由晶体管M4镜像为输入电流Iin。因此，从时间t2开始的输出电压Vout的压摆率将等于Iin/Cc，其中Cc是密勒补偿电容器Cc的电容。输出电压Vout以该恒定压摆率增加，直到反馈电压Vfb升高到乎等于参考电压Vref为止。此时，晶体管M2开始接通，使得输入电流Iin从其Itail水平降低到零安培，这使得输出电压在始于上电时段结束的正常操作期间从恒定压摆率平滑地过渡到期望稳压值。
应注意，在时间t1处，从输入节点310跨密勒补偿电容器Cc到用于输出电压Vout的输出节点315的电压约为0.8V(或期望任何合适的值以在其上电期间对积分器级120进行偏置)。如果输出电压Vout的稳压值为4V，则密勒补偿电容器Cc两端的此电压将在正常操作期间降低到-3.2V。
考虑到密勒补偿电容器Cc两端的正电压和负电压范围，密勒补偿电容器可以实现为金属-绝缘体-金属(MiM)电容器。此类MiM电容器可以与包括LDO的集成电路集成在一起。但MiM电容器可能需要相对较大的半导体管芯面积。
为了节省管芯面积，密勒补偿电容器600可实现为如图6所示。MiM电容器与金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)电容器M6并联耦合在输入节点310和输出节点315之间。MiM电容器也与变容二极管并联耦合。MOSFET电容器M6的源极和漏极耦合到输出节点315，而其栅极耦合到输入节点310。当输入节点310和输出节点315之间的电压在上电期间从其初始值(例如，0.8V)变为其稳压值(例如，-3.2V)时，可以示出MOSFET电容器M6将操作从耗尽区切换到累积区。相反，变容二极管同时将操作从累积区切换到耗尽区。因此，对其相应电容的非线性效应基本上抵消，使得密勒补偿电容(也就是软启动电容)基本上是恒定的。由于存在MOSFET电容器M6和变容二极管所提供的电容，MiM电容器可以相对较小，从而减小了其管芯面积。
如本领域某些技术人员现在将理解的并且根据即将进行的特定应用，可以在不脱离本公开范围的情况下对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法做出许多修改、替换和变型。鉴于此，本公开的范围不应限于本文举例说明和描述的特定实施方案的范围，因为它们仅仅是本公开的一些示例，而是应该与下文所附的权利要求书及其功能等效项完全相称。

Claims (20)

1.一种低压差稳压器，包括：
跨导器，所述跨导器被配置为在所述低压差稳压器的输出节点处驱动输出电压；
电容器，所述电容器耦合到所述低压差稳压器的输出节点；和误差放大器，所述误差放大器被配置为在所述低压差稳压器的启动期间产生输入电流，以对所述电容器充电来控制所述输出电压的压摆率。
2.根据权利要求1所述的低压差稳压器，其中所述误差放大器包括电流源，所述电流源被配置为在所述低压差稳压器的所述启动期间产生拖尾电流。
3.根据权利要求2所述的低压差稳压器，其中所述误差放大器进一步包括一对晶体管，所述一对晶体管被配置为响应于反馈电压与参考电压之间的差值而导引所述拖尾电流。
4.根据权利要求3所述的低压差稳压器，其中所述一对晶体管中的第一晶体管的栅极耦合到所述反馈电压的节点，并且所述一对晶体管中的第二晶体管的栅极耦合到所述参考电压的节点。
5.根据权利要求3所述的低压差稳压器，其中所述误差放大器进一步包括电流镜，所述电流镜被配置为镜像所述拖尾电流以形成所述输入电流。
6.根据权利要求3所述的低压差稳压器，其中所述低压差稳压器进一步包括分压器，所述分压器被配置为对所述输出电压进行分压以形成所述反馈电压。
7.根据权利要求3所述的低压差稳压器，其中所述电流源包括电流数模转换器。
8.根据权利要求7所述的低压差稳压器，进一步包括压摆率配置电路，所述压摆率配置电路被配置为向所述电流数模转换器生成数字代码，并且其中所述电流数模转换器被配置为转换所述数字代码以形成所述拖尾电流。
9.根据权利要求8所述的低压差稳压器，其中所述压摆率配置电路包括查找表。
10.根据权利要求1所述的低压差稳压器，其中所述电容器被配置为在所述低压差稳压器的正常操作期间用作密勒补偿电容器。
11.根据权利要求10所述的低压差稳压器，进一步包括：
升压放大器，所述升压放大器与所述跨导器串联，其中所述密勒补偿电容器耦合在所述升压放大器的输入节点与所述跨导器的所述输出节点之间。
12.一种在低压差稳压器的上电时段期间控制所述低压差稳压器的输出电压的压摆率的方法，所述方法包括：
在所述上电时段期间导引拖尾电流通过误差放大器的晶体管对中的第一晶体管；
镜像所述拖尾电流以形成电容器的输入电流，所述电容器耦合到所述低压差稳压器的输出节点；以及
当所述输出电压从所述上电时段开始时的零伏升高到所述上电时段结束时的稳压值时，利用所述输入电流对所述电容器进行充电以控制所述输出电压的所述压摆率。
13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
在电流源中产生所述拖尾电流。
14.根据权利要求13所述的方法，其中在所述电流源中产生所述拖尾电流包括在电流数模转换器中转换数字代码以形成所述拖尾电流。
15.根据权利要求12所述的方法，其中导引所述拖尾电流通过所述误差放大器的所述晶体管对中的所述第一晶体管响应于利用源于所述输出电压的反馈电压驱动所述第一晶体管的栅极并且利用参考电压驱动所述晶体管对中的第二晶体管的栅极。
16.根据权利要求12所述的方法，进一步包括：
在所述低压差稳压器的正常操作期间，使用所述电容器补偿所述低压差稳压器。
17.一种低压差稳压器，包括：
跨导器，所述跨导器具有耦合到所述跨导器的输出节点的密勒补偿电容器，其中所述密勒补偿电容器包括金属-绝缘体-金属电容器、MOSFET电容器和变容二极管的并联布置；和
误差放大器，所述误差放大器被配置为响应于反馈电压与参考电压之间的差值，利用误差电压驱动所述密勒补偿电容器的输入节点。
18.根据权利要求17所述的低压差稳压器，其中所述误差放大器包括：
电流源，所述电流源被配置为产生拖尾电流；
一对晶体管，所述一对晶体管被配置为响应于所述反馈电压与所述参考电压之间的所述差值而导引所述拖尾电流，以形成经导引的拖尾电流；和
电流镜，所述电流镜被配置为将所述经导引的拖尾电流镜像成输入电流，以对所述密勒补偿电容器进行充电，从而在所述低压差稳压器的上电时段期间控制所述输出节点上的输出电压的压摆率。
19.根据权利要求18所述的低压差稳压器，其中所述电流源包括电流数模转换器。
20.根据权利要求18所述的低压差稳压器，进一步包括：
升压放大器，所述升压放大器耦合在所述误差放大器与所述跨导器之间，其中所述密勒补偿电容器耦合在所述升压放大器的输入节点与所述跨导器的所述输出节点之间。
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