CN116317956A - 一种四倍频器及频率源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一四倍频器及频率源。该四倍频器包括：输入匹配网络，所述输入匹配网络用于将单端输入信号转换为第一差分信号；第一级二倍频模块，用于将所述第一差分信号进行二倍频输出；级间匹配网络，用于将二倍频信号转换为第二差分信号；第二级二倍频模块，用于将所述第二差分信号进行二倍频输出，产生四倍频信号；输出匹配网络，用于将所述四倍频信号进行放大和滤波；其中，所述第一级二倍频模块为相位控制堆栈双推倍频结构；和/或，所述第二级二倍频模块为多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构。本发明实施例提升了四倍频器的宽带和谐波抑制的协调能力。

Description

一种四倍频器及频率源

技术领域

本发明涉及通讯技术领域，尤其涉及一种四倍频器及频率源。

背景技术

高质量的卫星通信、点对点无线电、点对多无线电均需要具有宽调谐范围、低相位噪声和低功率的本振信号，以满足Ku和K波段的高数据速率和宽覆盖。作为本振电路中的关键模块，压控振荡器的性能与其频率成反比，需要在带宽和相位噪声之间进行严格的权衡，以为倍频器提供高质量的本振信号。

以四倍频器为例，在现有技术中，其输出相对窄带，很少实现高频段输出，且很少超过30％的3dB带宽。即使能设计超过30％的3dB带宽,其谐波抑制能力将会被极大的降低。因此，现有技术存在四倍频器的宽带和谐波抑制能力难以协调的问题。

发明内容

本发明提供了一种四倍频器及频率源，以提升四倍频器的宽带和谐波抑制的协调能力。

根据本发明的一方面，提供了一种四倍频器，包括：

输入匹配网络，所述输入匹配网络用于将单端输入信号转换为第一差分信号；

第一级二倍频模块，所述第一级二倍频模块与所述输入匹配网络电连接，用于将所述第一差分信号进行二倍频输出；

级间匹配网络，所述级间匹配网络与所述第一级二倍频模块电连接，用于将二倍频信号转换为第二差分信号；

第二级二倍频模块，所述第二级二倍频模块与所述级间匹配网络电连接，用于将所述第二差分信号进行二倍频输出，产生四倍频信号；

输出匹配网络，所述输出匹配网络与所述第二级二倍频模块电连接，用于将所述四倍频信号进行放大和滤波；

其中，所述第一级二倍频模块为相位控制堆栈双推倍频结构；和/或，所述第二级二倍频模块为多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构。

可选地，所述第一级二倍频模块包括：第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一电容和第二电容；

所述第一晶体管的基极作为所述第一级二倍频模块的第一端，接入所述第一差分信号的正相相位；

所述第二晶体管的基极作为所述第一级二倍频模块的第二端，接入所述第一差分信号的反相相位；

所述第三晶体管的基极通过所述第一电容连接至所述第二晶体管的基极，且所述第三晶体管的基极接入偏置电压；

所述第四晶体管的基极通过所述第二电容连接至所述第一晶体管的基极，且所述第四晶体管的基极接入所述偏置电压；

所述第一晶体管的集电极与所述第二晶体管的集电极电连接，输出所述二倍频信号；

所述第一晶体管的发射极与所述第三晶体管的集电极电连接；所述第二晶体管的发射极与所述第四晶体管的集电极电连接；

所述第三晶体管的发射极和所述第四晶体管的发射极接地。

可选地，所述第二级二倍频模块包括：第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第三电容、第四电容、第五电容和第六电容；

所述第五晶体管的基极作为所述第二级二倍频模块的第一端，接入所述第二差分信号的正相相位；

所述第六晶体管的基极作为所述第二级二倍频模块的第二端，接入所述第二差分信号的负相相位；

所述第七晶体管的基极通过所述第五电容连接至所述第七晶体管的发射极，且所述第七晶体管的基极接入偏置电压；

所述第七晶体管的集电极通过所述第三电容连接至所述第六晶体管的基极；

所述第八晶体管的基极通过所述第六电容连接至所述第八晶体管的发射极，且所述第八晶体管的基极接入偏置电压；

所述第八晶体管的集电极通过所述第四电容连接至所述第五晶体管的基极；

所述第五晶体管的集电极与所述第六晶体管的集电极电连接，输出所述四倍频信号；

所述第五晶体管的发射极与所述第七晶体管的集电极电连接；所述第六晶体管的发射极与所述第八晶体管的集电极电连接；

所述第七晶体管的发射极与所述第八晶体管的发射极接地。

可选地，所述偏置电压将对应的晶体管偏置在AB类区域。

可选地，所述级间匹配网络包括：第一放大模块和第一LC网络模块；

所述第一放大模块与所述第一级二倍频模块电连接，所述第一放大模块用于放大所述二倍频信号；

所述第一LC网络模块与所述第一放大模块电连接，所述第一LC网络模块用于滤波。

可选地，所述第一放大模块包括：第九晶体管；

所述第九晶体管的基极与所述第一LC网络模块电连接；所述第九晶体管的发射极与所述第一级二倍频模块电连接；所述第九晶体管的集电极与所述第一LC网络模块电连接。

可选地，所述第一LC网络模块包括：第七电容、第八电容、第九电容、第一电感、第二电感和第一电阻；

所述第一电感与所述第二电感之间存在电磁耦合；

所述第一电感与所述第八电容并联连接；所述第一放大模块包括控制端、第一端和第二端；所述第一电感的第一端接入电源电压，所述第一电感的第二端与所述第一放大模块的第一端电连接；所述第一放大模块的第二端与所述第一级二倍频模块电连接；

所述第一电阻的第一端与所述第一电感的第一端电连接；所述第一电阻的第二端与所述第七电容的第一端电连接；所述第七电容的第二端接地；所述第一电阻的第二端与所述第一放大模块的控制端电连接；

所述第二电感与所述第九电容并联连接；所述第二电感的第一端输出所述第二差分信号的正相相位，所述第二电感的第二端输出所述第二差分信号的反相相位，所述第二电感的中心抽头接入偏置电压。

可选地，所述输出匹配网络包括：第二放大模块和第二LC网络模块；

所述第二放大模块与所述第二级二倍频模块电连接，所述第二放大模块用于放大所述四倍频信号；

所述第二LC网络模块与所述第二放大模块电连接，所述第二LC网络模块用于滤波。

可选地，所述第二放大模块包括：第十晶体管；

所述第十晶体管的基极与所述第二LC网络模块电连接；所述第十晶体管的发射极与所述第二级二倍频模块电连接；所述第十晶体管的集电极与所述第二LC网络模块电连接。

可选地，所述第二LC网络模块包括：第十电容、第十一电容、第十二电容、第三电感、第四电感和第二电阻；

所述第三电感和所述第四电感之间存在电磁耦合；

所述第三电感与所述第十一电容并联连接；所述第二LC网络模块包括控制端、第一端和第二端；所述第三电感的第一端接入所述电源电压，所述第三电感的第二端与所述第二放大模块的第一端电连接；所述第二放大模块的第二端与所述第二级二倍频模块电连接；

所述第二电阻的第一端与所述第一电感的第一端电连接；所述第二电阻的第二端与所述第十电容的第一端电连接；所述第十电容的第二端接地；所述第二电阻的第二端与所述第二放大模块的控制端电连接；所述第四电感与所述第十二电容并联连接；所述第十二电容的第一端输出所述四倍频信号；所述第十二电容的第二端接地。

可选地，所述输入匹配网络包括：第十三电容、第十四电容、第五电感和第六电感；

所述第五电感和所述第六电感之间存在电磁耦合；

所述第五电感与所述第十三电容并联连接；所述第十三电容的第一端接入所述单端输入信号，所述第十三电容的第二端接地；

所述第六电感与所述第十四电容并联连接；所述第六电感的第一端输出所述第一差分信号的正相相位，所述第六电感的第二端输出所述第一差分信号的反相相位，所述第六电感的中心抽头接入所述偏置电压。

可选地，该四倍频器还包括：电流镜；所述电流镜用于提供偏置电压。

可选地，所述电流镜包括：第十一晶体管、第十五电容、第三电阻和第四电阻；

所述第十一晶体管的基极通过所述第三电阻输出所述偏置电压，所述第三电阻的第二端作为偏置电压输出端；

所述第十一晶体管的集电极与所述偏置电压输出端电连接；所述第十一晶体管的发射极接地；

所述第十五电容连接于所述偏置电压输出端和接地端之间；

所述第四电阻连接于电源电压和所述第十一晶体管的集电极之间。

根据本发明的另一方面，提供了一种频率源，该频率源包括：以上任一实施例所述的四倍频器。

本发明实施例提供的四倍频器采用模块化设计。其中，第一级倍频模块采用相位控制堆栈双推倍频结构，通过级间匹配网络对第一级二倍频模块所产生的谐波信号进行滤波，进而减少谐波信号中的奇次谐波信号，以有利于在超宽带范围实现较好的四次谐波抑制以及二次谐波增强能力。第二级二倍频模块采用多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构，通过输出匹配网络对第二级二倍频模块所产生的谐波信号进行滤波，进而再次过滤谐波信号中的奇次谐波信号，得到较为纯净的四次谐波信号，以有利于降低第二级二倍频模块的阻抗，提升LC网络的匹配效果。综上所述，本发明实施例提升了四倍频器的宽带和谐波抑制的协调能力。

应当理解，本部分所描述的内容并非旨在标识本发明的实施例的关键或重要特征，也不用于限制本发明的范围。本发明的其它特征将通过以下的说明书而变得容易理解。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的一种四倍频器的电路原理图；

图2是本发明实施例提供的另一种四倍频器的电路原理图；

图3是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图；

图4是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图；

图5是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图；

图6是本发明实施例提供的一种电流镜的电路原理图；

图7是本发明实施例提供的一种频率-功率绝对值-功率相对值的曲线图；

图8是本发明实施例提供的一种输出功率-直流功耗-输入功率的关系图；

图9是本发明实施例提供的一种输出频谱与各次谐波功率图；

图10是本发明实施例提供的常规堆栈结构的电路原理图；

图11是本发明实施例提供的单多端口驱动结构的电路原理图；

图12是本发明实施例提供的多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的电路原理图；

图13是本发明实施例提供的常规堆栈结构的等效图；

图14是本发明实施例提供的单多端口驱动结构的等效图；

图15是本发明实施例提供的多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的等效图；

图16是本发明实施例提供的常规堆栈结构、单多端口驱动结构以及多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的回波损耗-频率图；

图17是本发明实施例提供的常规堆栈结构、单多端口驱动结构以及多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的史密夫圆图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

本发明实施例提供了一种四倍频器，该四倍频器可应用于卫星通信、无线电通信等通信形式中，为卫星通信及无线电通信提供宽调谐范围的信号。图1是本发明实施例提供的一种四倍频器的电路原理图。参照图1，该四倍频器包括：

输入匹配网络110，输入匹配网络110用于将单端输入信号转换为第一差分信号；

第一级二倍频模块120，第一级二倍频模块120与输入匹配网络110电连接，用于将第一差分信号进行二倍频输出；

级间匹配网络130，级间匹配网络130与第一级二倍频模块120电连接，用于将二倍频信号转换为第二差分信号；

第二级二倍频模块140，第二级二倍频模块140与级间匹配网络130电连接，用于将第二差分信号进行二倍频输出，产生四倍频信号；

输出匹配网络150，输出匹配网络150与第二级二倍频模块140电连接，用于将四倍频信号进行放大和滤波；

其中，第一级二倍频模块120为相位控制堆栈双推倍频结构；和/或，第二级二倍频模块140为多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构。

可以理解，单端输入信号即输入匹配网络110的输入信号为单端信号，单端信号是相对于差分信号而言的。差分信号区别于单端信号，差分信号指的是信号在两根传输线中都有传输信号，并且这两根传输线中的信号振幅相等，相位相反。

示例性地，输入匹配网络110中具有巴伦结构。其中，巴伦为一种三端口器件，巴伦是基于变压器的应用，其能够输出等幅反向信号，从而将单端输入信号转化为差分信号。其中，在输入匹配网络110输出的差分信号为第一差分信号。

第一级倍频模块120接收输入匹配网络110发送的第一差分信号，并将第一差分信号作为基波信号，进而基于第一差分信号生成丰富的谐波信号。第一级倍频器120所生成的谐波信号包含有多种谐波信号，例如二次谐波、三次谐波、四次谐波以及五次谐波等；但只有二次谐波为所需的谐波信号。第一级二倍频模块120为相位控制堆栈双推倍频结构，该结构用于谐波信号的反向调制和信号放大，因此第一级二倍频模块120可以加强谐波信号以及放大谐波信号。由于第一级倍频器120生成的谐波信号的能量总和不变，所以当削弱其中一种或多种谐波信号时，未被削弱的谐波信号即会得到加强。示例性地，在各谐波信号中，四次谐波信号相对于其余谐波信号较容易控制，第一级倍频模块120可以对生成的四次谐波信号进行抑制，进而加强二次谐波信号。在这一过程中，第一级二倍频器120将差分信号转化为单端信号输出至级间匹配网络130。

级间匹配网络130接收第一级二倍频模块120发送的单端信号，并对该单端信号进行滤波，从而减少输出至第二级二倍频模块140中的奇次谐波信号。级间匹配网络130的结构与输入匹配网络110的结构类似，不再赘述，级间匹配网络130将第一级二倍频器120发送的单端信号转化为第二差分信号，并将该第二差分信号发送至第二级倍频模块140。

第二级二倍频模块140接收级间匹配网络130发送的第二差分信号，并以第二差分信号作为基波信号，进而基于第二差分信号生成四次谐波信号。与第一级二倍频模块120不同的是，级间匹配网络130将奇次谐波信号进行了过滤，因此输入至第二级二倍频模块140中的第二差分信号基本为二次谐波信号，所以第二级二倍频模块140生成的谐波信号大多为四次谐波信号。需要说明的是，第二级二倍频模块140为多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构，该结构能够降低第二级二倍频模块140的阻抗，并且在该结构中还具有放大器结构，从而放大谐波信号。第二级二倍频模块140对所生成谐波信号进行放大处理后转化为单端信号输出至输出匹配网络150。

输出匹配网络150接收第二级二倍频模块140发送的单端信号，并对该单端信号进行滤波，进而减少谐波信号中所包含的奇次谐波信号，从而输出较为纯净的四次谐波信号。

本发明实施例提供的四倍频器采用模块化设计。其中，第一级倍频模块120采用相位控制堆栈双推倍频结构，通过级间匹配网络130对第一级二倍频模块120所产生的谐波信号进行滤波，进而减少谐波信号中的奇次谐波信号，以有利于在超宽带范围实现较好的四次谐波抑制以及二次谐波增强能力。第二级二倍频模块140采用多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构，通过输出匹配网络150对第二级二倍频模块150所产生的谐波信号进行滤波，进而再次过滤谐波信号中的奇次谐波信号，得到较为纯净的四次谐波信号，以有利于降低第二级二倍频模块140的阻抗，提升LC网络的匹配效果。综上所述，本发明实施例提升了四倍频器的宽带和谐波抑制的协调能力。

图2是本发明实施例提供的另一种四倍频器的电路原理图。可选地，在上述实施例的基础上，参照图2，级间匹配网络130包括：第一放大模块131和第一LC网络模块132；第一放大模块131与第一级二倍频模块120电连接，第一放大模块131用于放大二倍频信号；第一LC网络模块132与第一放大模块131电连接，第一LC网络模块132用于滤波。

具体地，第一级二倍频模块120将转换完成的单端信号输入至第一放大模块131中，第一放大模块131对单端信号进行放大，随后将放大后的单端信号传输至第一LC网络模块132中，第一LC网络模块132对单端信号进行滤波，以减少单端信号中的奇次谐波信号，并将过滤后的单端信号输出至第二级二倍频模块140中。

可选地，在上述实施例的基础上，继续参照图2，输出匹配网络150包括：第二放大模块151和第二LC网络模块152；第二放大模块151与第二级二倍频模块140电连接，第二放大模块151用于放大四倍频信号；第二LC网络模块152与第二放大模块151电连接，第二LC网络模块152用于滤波。

具体地，第二级二倍频模块140将转换完成的单端信号输入至第二放大模块151中，第二放大模块151对单端信号进行放大，随后将放大后的单端信号传输至第二LC网络模块152中，第二LC网络模块152对单端信号进行滤波，以减少单端信号中的奇次谐波信号，并将过滤后的单端信号输出。

可选地，在上述实施例的基础上，继续参照图2，第一放大模块131包括：第九晶体管Q9；第九晶体管Q9的基极与第一LC网络模块132电连接；第九晶体管Q9的发射极与第一级二倍频模块120电连接；第九晶体管Q9的集电极与第一LC网络模块132电连接。第一放大模块131这样设计结构简单，易于实现。

可选地，在上述实施例的基础上，继续参照图2，第一LC网络模块132包括：第七电容C7、第八电容C8、第九电容C9、第一电感L1、第二电感L2和第一电阻R1；第一电感L6与第二电感L2之间存在电磁耦合；第一电感L1与第八电容C8并联连接；第一放大模块131包括控制端、第一端和第二端；第一电感L1的第一端接入电源电压，第一电感L1的第二端与第一放大模块131的第一端电连接；第一放大模块131的第二端与第一级二倍频模块120电连接；第一电阻R1的第一端与第一电感L1的第一端电连接；第一电阻R1的第二端与第七电容C7的第一端电连接；第七电容C7的第二端接地；第一电阻R1的第二端与第一放大模块131的控制端电连接；第二电感L2与第九电容C9并联连接；第二电感L1的第一端输出第二差分信号的正相相位，第二电感L2的第二端输出第二差分信号的反相相位，第二电感L2的中心抽头接入偏置电压。

可选地，在上述实施例的基础上，继续参照图2，第二放大模块151包括：第十晶体管Q10；第十晶体管Q10的基极与第二LC网络模块152电连接；第十晶体管Q10的发射极与第二级二倍频模块140电连接；第十晶体管Q10的集电极与第二LC网络模块152电连接。第二放大模块151这样设计结构简单，易于实现。

可选地，在上述实施例的基础上，继续参照图2，第二LC网络模块152包括：第十电容C10、第十一电容C11、第十二电容C12、第三电感L3、第四电感L4和第二电阻R2；第三电感L3和第四电感L4之间存在电磁耦合；第三电感L3与第十一电容C11并联连接；第二LC网络模块152包括控制端、第一端和第二端；第三电感L3的第一端接入电源电压，第三电感L3的第二端与第二放大模块152的第一端电连接；第二放大模块152的第二端与第二级二倍频模块140电连接；第二电阻R2的第一端与第一电感L1的第一端电连接；第二电阻R2的第二端与第十电容C10的第一端电连接；第十电容C10的第二端接地；第二电阻R1的第二端与第二放大模块151的控制端电连接；第四电感L4与第十二电容C12并联连接；第十二电容C12的第一端输出四倍频信号；第十二电容C12的第二端接地。

图3是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图。可选地，在上述实施例的基础上，参照图3，第一级二倍频模块120包括：第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、第三晶体管Q3、第四晶体管Q4、第一电容C1和第二电容C2。

第一晶体管Q1的基极作为第一级二倍频模块120的第一端，接入第一差分信号的正相相位；第二晶体管Q2的基极作为第一级二倍频模块120的第二端，接入第一差分信号的反相相位；第三晶体管的Q3基极通过第一电容C1连接至第二晶体管Q2的基极，且第三晶体管Q3的基极接入偏置电压；第四晶体管Q4的基极通过第二电容C2连接至第一晶体管Q1的基极，且第四晶体管Q4的基极接入偏置电压；第一晶体管Q1的集电极与第二晶体管Q2的集电极电连接，输出二倍频信号；第一晶体管Q1的发射极与第三晶体管Q3的集电极电连接；第二晶体管Q2的发射极与第四晶体管Q4的集电极电连接；第三晶体管Q3的发射极和第四晶体管Q4的发射极接地。

具体地，第一差分信号的正相相位与反相相位互为相反相位。不难理解，此处的正相与反相是相对而言的，也就是说信号的相位是互相对称的，正相与反相取决于选定的参考相位。因此，正相相位也可以称为反相相位，此时反相相位也可以称为正相相位。

第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、第三晶体管Q3、第四晶体管Q4、第一电容C1和第二电容C2构成了第一级二倍频模块120的相位控制堆栈双推倍频结构。输入匹配网络110输出的第一差分信号注入到第一晶体管Q1的基极和第二晶体管Q2的基极，利用晶体管的非线性特性在第三晶体管Q3的集电极和第四晶体管Q4的集电极产生丰富的谐波信号。第一晶体管Q1和第二晶体管Q2构成共集电极放大器，第三晶体管Q3和第四晶体管Q4构成共发射极放大器，此结构的设置可以在放大所需信号的同时在谐波抑制、输出功率以及功耗中做到良好的权衡。可以理解，第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、第三晶体管Q3、第四晶体管Q4均由偏置电压驱动工作。共发射极放大器在共集电极放大器的驱动下进行反向调制，在这种调制下偶次谐波信号得到加强；并且，第一差分信号的正相相位信号通过第二电容C2接入至第四晶体管Q4的基极，第一差分信号的反相相位信号通过第一电容C1接入至第三晶体管Q3的基极，从而降低谐波信号中的四次谐波信号，提高第一级二倍频模块120的工作效率。

图4是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图。可选地，在上述实施例的基础上，参照图4，第二级二倍频模块140包括：第五晶体管Q5、第六晶体管Q6、第七晶体管Q7、第八晶体管Q8、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6。

第五晶体管Q5的基极作为第二级二倍频模块140的第一端，接入第二差分信号的正相相位；第六晶体管Q6的基极作为第二级二倍频模块140的第二端，接入第二差分信号的负相相位；第七晶体管Q7的基极通过第五电容C5连接至第七晶体管Q7的发射极，且第七晶体管Q7的基极接入偏置电压；第七晶体管Q7的集电极通过第三电容C3连接至第六晶体管Q6的基极；第八晶体管Q8的基极通过第六电容C6连接至第八晶体管Q8的发射极，且第八晶体管Q8的基极接入偏置电压；第八晶体管Q8的集电极通过第四电容C4连接至第五晶体管Q5的基极；第五晶体管Q5的集电极与第六晶体管Q6的集电极电连接，输出四倍频信号；第五晶体管Q5的发射极与第七晶体管Q7的集电极电连接；第六晶体管Q6的发射极与第八晶体管Q8的集电极电连接；第七晶体管Q7的发射极与第八晶体管Q8的发射极接地。

其中，第五晶体管Q5、第六晶体管Q6、第七晶体管Q7、第八晶体管Q8、第三电容C3、第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6构成第二级二倍频模块140的多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构。具体地，级间匹配网络130将第二差分信号注入到第五晶体管Q5的基极和第六晶体管Q6的基极，同样利用晶体管的非线性特性在第七晶体管Q7的集电极和第八晶体管Q8的集电极产生四次谐波信号。需要说明的是，由于第一级二倍频模块120将二次谐波信号加强，级间匹配网络130滤除了大部分的奇次谐波信号，因此输入至第二级二倍频模块140中的第二差分信号基本均为二次谐波信号。第二级二倍频模块140中的电容设置结构与第一级二倍频模块120有所差异。与第一级二倍频模块120不同的是，第三电容C3和第四电容C4为端口驱动电容，在高频电路中电容可以看作为电阻，将第三电容C3和第四电容C4等效为电阻，也就是说，在晶体管的基极上并联了一个电阻，降低了晶体管基极的输入阻抗，进而降低了第二级二倍频模块140的阻抗，使第二级二倍频模块140进行阻抗匹配的难度降低，有利于级间匹配网络的宽带设计。多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构与常规堆栈结构、单多端口驱动结构相比，可以实现更好的阻抗匹配效果以及更小的体积。

可选地，在上述实施例的基础上，偏置电压将对应的晶体管偏置在AB类区域。

具体地，AB类区域与晶体管的开启电压有关，AB类区域位于晶体管的开启电压的电压值附近值。在本发明实施例中，受该偏置电压控制的各晶体管工作在AB类区域。

图5是本发明实施例提供的又一种四倍频器的电路原理图。可选地，在上述实施例的基础上，参照图5，输入匹配网络110包括：第十三电容C13、第十四电容C14、第五电感L5和第六电感L6。

第五电感L5和第六电感L6之间存在电磁耦合；第五电感L5与第十三电容C13并联连接；第十三电容C13的第一端接入单端输入信号，第十三电容C13的第二端接地；第六电感L6与第十四电容C14并联连接；第六电感L6的第一端输出第一差分信号的正相相位，第六电感L6的第二端输出第一差分信号的反相相位，第六电感L6的中心抽头接入偏置电压。

具体地，第五电感L5和第六电感L6构成变压器，两者的耦合系数为k1，该变压器、第十三电容C13和第十四电容C14构成了巴伦结构，将匹配输入转换为差分输出。

可选地，在上述实施例的基础上，四倍频器还包括：电流镜；电流镜用于提供偏置电压。

图6是本发明实施例提供的一种电流镜的电路原理图。可选地，在上述实施例的基础上，参照图17，电流镜包括：第十一晶体管Q11、第十五电容C15、第三电阻R3和第四电阻R4。

第十一晶体管Q11的基极通过第三电阻R3输出偏置电压，第三电阻R3的第二端作为偏置电压输出端；第十一晶体管Q11的集电极与偏置电压输出端电连接；第十一晶体管Q11的发射极接地；第十五电容C15连接于偏置电压输出端和接地端之间；第四电阻R4连接于电源电压和第十一晶体管Q11的集电极之间。该电流镜结构简单，易于实现。

在上述各实施例的基础上，以图5所示的电路结构为例进行仿真验证和原理解释。

图7是本发明实施例提供的一种频率-功率绝对值-功率相对值的曲线图。结合图7，不难看出，在固定输入功率(Pin＝2dBm)的情况下，输出功率在14.8-21.6GHz之间保持在3dB的变化范围内，即37.4％中心带宽。在整个工作带宽上，最差情况下的谐波抑制在二阶谐波处为22.1dBc，在基谐波处为44.4dBc，在三阶谐波处为35.7dBc。其中，图7中所示的f₀为基波频率。

图8是本发明实施例提供的一种输出功率-直流功耗-输入功率的关系图。结合图8，可以看出，本实施例的四倍频器在17.6GHz时，饱和输出为-0.87dBm，功率为51mW。

图9是本发明实施例提供的一种输出频谱与各次谐波功率图。结合图9，可以看出，本实施例的四倍频器在六次谐波处也能实现大于23.9dBc的抑制。

为更好体现多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的技术优势，本实施例将多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构与常规堆栈结构、单多端口驱动结构进行对比。图10是本发明实施例提供的常规堆栈结构的电路原理图。图11是本发明实施例提供的单多端口驱动结构的电路原理图。图12是本发明实施例提供的多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的电路原理图。图13是本发明实施例提供的常规堆栈结构的等效图。图14是本发明实施例提供的单多端口驱动结构的等效图。图15是本发明实施例提供的多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的等效图。图16是本发明实施例提供的常规堆栈结构、单多端口驱动结构以及多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的回波损耗-频率图。图17是本发明实施例提供的常规堆栈结构、单多端口驱动结构以及多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的史密夫圆图。

结合图10-图16，常规堆栈结构的输入阻抗Z_in1、单多端口驱动结构的输入阻抗Z_in2、多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的输入阻抗Z_in3所对应的在不同频率下的回波损耗可以在图16中看出，根据图16所示的曲线可以看出常规堆栈结构的回波损耗以单多端口驱动结构的回波损耗均高于-10dB，而多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的回波损耗低于-10dB，进而可以得出常规堆栈结构和单多端口驱动结构的阻抗匹配效果与多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的阻抗匹配效果差。结合图13-图16以及图17，在史密夫圆图中也可以看出，常规堆栈结构的等效阻抗Z_L1、单多端口驱动结构的等效阻抗Z_L2也相较于多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的等效阻抗Z_L3高。需要说明的是，史密夫圆图是在反射系散平面上标绘有归一输入阻抗等值圆族的计算图，其主要用于传输线的阻抗匹配上。可以简单来说，史密夫圆图上的曲线的圆心越靠近史密夫圆图的圆心，该曲线所代表的阻抗值越小，阻抗匹配效果越好。因此，不难看出，多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构所对应的等效阻抗Z_L3低于常规堆栈结构的等效阻抗Z_L1以及单多端口驱动结构的等效阻抗Z_L2，也就表明多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的阻抗匹配效果要比常规堆栈结构、单多端口驱动结构的阻抗匹配效果好。

结合图10-图12，将常规堆栈结构的电路、单多端口驱动结构的电路以及多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的电路分别代入至仿真计算软件中，通过仿真计算可以得出常规堆栈结构的第七电感L7的大小为720pH，单多端口驱动结构的第九电感L9的大小为600pH，多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的第十二电感L12的大小为382pH。第七电感L7、第九电感L9的电感值相较于第十二电感L12的电感值均较大。由于电感的体积与电感的电感值成正比，因此电感的电感值越大电感的体积就越大，也就是说，第七电感L7、第九电感L9的体积要大于第十二电感L12。因此，可以知道，多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构不仅阻抗匹配效果相较于上述两种结构好，并且多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构的体积也相较于上述两种结构低。本实施例通过仿真计算对堆栈结构中的电感值大小进行计算，在保证阻抗匹配效果的同时减小电感的体积。本实施例的第二级二倍频模块140采用多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构，并通过仿真计算对多端口驱动匹配堆栈双推结构中的电感值大小进行计算，在保证阻抗匹配效果的同时减小电感的体积。

本发明实施例提供的四倍频器采用模块化设计。其中，第一级倍频模块120采用相位控制堆栈双推倍频结构，通过采用相位控制电容与晶体管基极结合的方法，以有利于在超宽带范围实现较好的四次谐波抑制以及二次谐波增强能力。第二级二倍频模块140采用多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构，通过端口匹配电容与晶体管集电极结合的方法，以有利于降低第二级二倍频模块140的阻抗，提升LC网络的匹配效果。且第二级二倍频模块140能够在保证阻抗匹配效果的同时减小电感的体积。除此以外，第一放大模块131和第二放大模块151的特殊结构设计能够在提升谐波抑制能力的同时放大所需的信号，并且在谐波抑制、输出功率以及功耗中做到良好的权衡。

本发明实施例还提供了一种频率源。该频率源包括：以上任意实施例提供的四倍频器。本实施例提供的频率源具有以上任意实施例提供的四倍频器的有益效果，在此不再赘述。

应该理解，可以使用上面所示的各种形式的流程，重新排序、增加或删除步骤。例如，本发明中记载的各步骤可以并行地执行也可以顺序地执行也可以不同的次序执行，只要能够实现本发明的技术方案所期望的结果，本文在此不进行限制。

上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，根据设计要求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。

Claims (14)

1.一种四倍频器，其特征在于，包括：

输入匹配网络，所述输入匹配网络用于将单端输入信号转换为第一差分信号；

第一级二倍频模块，所述第一级二倍频模块与所述输入匹配网络电连接，用于将所述第一差分信号进行二倍频输出；

级间匹配网络，所述级间匹配网络与所述第一级二倍频模块电连接，用于将二倍频信号转换为第二差分信号；

第二级二倍频模块，所述第二级二倍频模块与所述级间匹配网络电连接，用于将所述第二差分信号进行二倍频输出，产生四倍频信号；

输出匹配网络，所述输出匹配网络与所述第二级二倍频模块电连接，用于将所述四倍频信号进行放大和滤波；

其中，所述第一级二倍频模块为相位控制堆栈双推倍频结构；和/或，所述第二级二倍频模块为多端口驱动匹配堆栈双推倍频结构。

2.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，所述第一级二倍频模块包括：第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一电容和第二电容；

所述第一晶体管的基极作为所述第一级二倍频模块的第一端，接入所述第一差分信号的正相相位；

所述第二晶体管的基极作为所述第一级二倍频模块的第二端，接入所述第一差分信号的反相相位；

所述第三晶体管的基极通过所述第一电容连接至所述第二晶体管的基极，且所述第三晶体管的基极接入偏置电压；

所述第四晶体管的基极通过所述第二电容连接至所述第一晶体管的基极，且所述第四晶体管的基极接入所述偏置电压；

所述第一晶体管的集电极与所述第二晶体管的集电极电连接，输出所述二倍频信号；

所述第一晶体管的发射极与所述第三晶体管的集电极电连接；所述第二晶体管的发射极与所述第四晶体管的集电极电连接；

所述第三晶体管的发射极和所述第四晶体管的发射极接地。

3.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，所述第二级二倍频模块包括：第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第三电容、第四电容、第五电容和第六电容；

所述第五晶体管的基极作为所述第二级二倍频模块的第一端，接入所述第二差分信号的正相相位；

所述第六晶体管的基极作为所述第二级二倍频模块的第二端，接入所述第二差分信号的负相相位；

所述第七晶体管的基极通过所述第五电容连接至所述第七晶体管的发射极，且所述第七晶体管的基极接入偏置电压；

所述第七晶体管的集电极通过所述第三电容连接至所述第六晶体管的基极；

所述第八晶体管的基极通过所述第六电容连接至所述第八晶体管的发射极，且所述第八晶体管的基极接入偏置电压；

所述第八晶体管的集电极通过所述第四电容连接至所述第五晶体管的基极；

所述第五晶体管的集电极与所述第六晶体管的集电极电连接，输出所述四倍频信号；

所述第五晶体管的发射极与所述第七晶体管的集电极电连接；所述第六晶体管的发射极与所述第八晶体管的集电极电连接；

所述第七晶体管的发射极与所述第八晶体管的发射极接地。

4.根据权利要求2或3所述的四倍频器，其特征在于，所述偏置电压将对应的晶体管偏置在AB类区域。

5.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，所述级间匹配网络包括：第一放大模块和第一LC网络模块；

所述第一放大模块与所述第一级二倍频模块电连接，所述第一放大模块用于放大所述二倍频信号；

所述第一LC网络模块与所述第一放大模块电连接，所述第一LC网络模块用于滤波。

6.根据权利要求5所述的四倍频器，其特征在于，所述第一放大模块包括：第九晶体管；

所述第九晶体管的基极与所述第一LC网络模块电连接；所述第九晶体管的发射极与所述第一级二倍频模块电连接；所述第九晶体管的集电极与所述第一LC网络模块电连接。

7.根据权利要求5所述的四倍频器，其特征在于，所述第一LC网络模块包括：第七电容、第八电容、第九电容、第一电感、第二电感和第一电阻；

所述第一电感与所述第二电感之间存在电磁耦合；

所述第一电感与所述第八电容并联连接；所述第一放大模块包括控制端、第一端和第二端；所述第一电感的第一端接入电源电压，所述第一电感的第二端与所述第一放大模块的第一端电连接；所述第一放大模块的第二端与所述第一级二倍频模块电连接；

所述第一电阻的第一端与所述第一电感的第一端电连接；所述第一电阻的第二端与所述第七电容的第一端电连接；所述第七电容的第二端接地；所述第一电阻的第二端与所述第一放大模块的控制端电连接；

所述第二电感与所述第九电容并联连接；所述第二电感的第一端输出所述第二差分信号的正相相位，所述第二电感的第二端输出所述第二差分信号的反相相位，所述第二电感的中心抽头接入偏置电压。

8.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，所述输出匹配网络包括：第二放大模块和第二LC网络模块；

所述第二放大模块与所述第二级二倍频模块电连接，所述第二放大模块用于放大所述四倍频信号；

所述第二LC网络模块与所述第二放大模块电连接，所述第二LC网络模块用于滤波。

9.根据权利要求8所述的四倍频器，其特征在于，所述第二放大模块包括：第十晶体管；

所述第十晶体管的基极与所述第二LC网络模块电连接；所述第十晶体管的发射极与所述第二级二倍频模块电连接；所述第十晶体管的集电极与所述第二LC网络模块电连接。

10.根据权利要求8所述的四倍频器，其特征在于，所述第二LC网络模块包括：第十电容、第十一电容、第十二电容、第三电感、第四电感和第二电阻；

所述第三电感和所述第四电感之间存在电磁耦合；

所述第三电感与所述第十一电容并联连接；所述第二LC网络模块包括控制端、第一端和第二端；所述第三电感的第一端接入所述电源电压，所述第三电感的第二端与所述第二放大模块的第一端电连接；所述第二放大模块的第二端与所述第二级二倍频模块电连接；

所述第二电阻的第一端与所述第一电感的第一端电连接；所述第二电阻的第二端与所述第十电容的第一端电连接；所述第十电容的第二端接地；所述第二电阻的第二端与所述第二放大模块的控制端电连接；所述第四电感与所述第十二电容并联连接；所述第十二电容的第一端输出所述四倍频信号；所述第十二电容的第二端接地。

11.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，所述输入匹配网络包括：第十三电容、第十四电容、第五电感和第六电感；

所述第五电感和所述第六电感之间存在电磁耦合；

所述第五电感与所述第十三电容并联连接；所述第十三电容的第一端接入所述单端输入信号，所述第十三电容的第二端接地；

所述第六电感与所述第十四电容并联连接；所述第六电感的第一端输出所述第一差分信号的正相相位，所述第六电感的第二端输出所述第一差分信号的反相相位，所述第六电感的中心抽头接入所述偏置电压。

12.根据权利要求1所述的四倍频器，其特征在于，还包括：电流镜；所述电流镜用于提供偏置电压。

13.根据权利要求11所述的四倍频器，其特征在于，所述电流镜包括：第十一晶体管、第十五电容、第三电阻和第四电阻；

所述第十一晶体管的基极通过所述第三电阻输出所述偏置电压，所述第三电阻的第二端作为偏置电压输出端；

所述第十一晶体管的集电极与所述偏置电压输出端电连接；所述第十一晶体管的发射极接地；

所述第十五电容连接于所述偏置电压输出端和接地端之间；

所述第四电阻连接于电源电压和所述第十一晶体管的集电极之间。

14.一种频率源，其特征在于，包括：如权利要求1-13中任一项所述的四倍频器。

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