CN116183011A - 一种自主升降式水下声速测量仪、测量***及测量方法 - Google Patents

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CN116183011A CN202310450155.4A CN202310450155A CN116183011A CN 116183011 A CN116183011 A CN 116183011A CN 202310450155 A CN202310450155 A CN 202310450155A CN 116183011 A CN116183011 A CN 116183011A
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Abstract

本发明属于水下声速数据测量技术领域，公开了一种自主升降式水下声速测量仪、测量***及测量方法。所述自主升降式水下声速测量方法包括：利用位于水下的声速测量装置对在固定距离处的反射回波时延进行测量，主控核心的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据。本发明的数据传输方式摒弃了高成本低效率的漆包线传输，转而使用Wi‑Fi无线通信技术，在数据采集后***自主上浮到水面与无人机、甲板单元等接收机设备进行无线数据传输，从而完成特定区域海洋声速剖面的低成本精确测量。本发明根据所需功能精确定制电路板以及选择合理尺寸、恰当功率的元器件进行器件组装与布放，可实现小型化、低功耗。

Description

一种自主升降式水下声速测量仪、测量***及测量方法
技术领域
本发明属于水下声速数据测量技术领域，尤其涉及一种自主升降式水下声速测量仪、测量***及测量方法。
背景技术
海洋声速是海洋水体重要的声学特性之一，其一般为1430-1550m/s。在对海洋进行探索的过程中，大部分海洋仪器依靠声波进行探测，而声速对探测精度有直接影响，是描述水下声场的重要参数，不同深度的声速组成声速剖面（Sound Velocity Profile，SVP）。声速剖面是指某一位置处声速随深度变化的水层切面，表示声速随深度的函数关系，反映了海水中声速随深度变化的规律，其对于目标探测、水声通信、声呐对抗等都具有十分重要的意义。而水下声速受海水温度的影响，与时间、大气温度、海流等因素关系密切，并与海水盐度、深度（静压力）有关，是一种不易进行测量、估计的参量。目前常用的仪器测量原理是利用脉冲时间法和脉冲循环法，此外还有多普勒法。
常见水下声速获取有如下几种方案：
第一种，间接测量法——基于温盐深等水体数据按照模型进行声速反演。使用常见的仪器和方法如温盐深仪（Conductivity Temperature Depth，CTD）、海洋微波遥感、可见光遥感等获取水体信息如温度、盐度、深度，结合Wilson声速经验公式，根据已有的经验模型反演出相应条件下的声速。目前产品使用较为广泛的有SBE 911plus CTD以及温盐深系列仪器；
第二种，投弃式声速测量仪（Expendable Sound Velocimeter，XSV）多为船载使用，主要用于船只在走航中快速测量，包括探体、发射器、甲板处理单元及数据显示记录仪器。探体入水后，测量电路开始工作并通过数据传输线返回至甲板单元，达到设定深度完成测量后电路自动断开，自动抛弃探体。20世纪30年代，现有技术开始进行船载投弃式海洋仪器设备研制，最早研发成功投弃式温深仪（Expendable Bathythermograph，XBT），在此基础上，发展形成了谱系化的船载、机载和潜艇载系列设备。现有技术中，由于投弃式海洋仪器设备的浮筒动态数传技术、绕线工艺、信号处理技术较为复杂，设备成本高，在实际场景中一定程度易造成应用受限；
第三种，吊放式声速测量仪，与吊放式声呐相似，采用直升飞机或无人机在相应水域上方悬停，将测量仪下放至水体进行声速测量，使用缆线进行数据回传，相对于船只走航测量成本较低，定位更加准确；
第四种，直接声速测量仪，直接声速测量最朴素的测量方式，直接将测量仪放入水体中，又分为自容式与拖缆式测量仪。拖缆式声速仪的水上数据处理设备和水下探测采集设备连接在一起，通过串口可以进行实时的通信；自容式声速仪的水上数据处理设备和水下探测采集设备分离，数据存储在内部存储器内，完成一次声速探测后进行设备回收，再进行数据处理。
通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：
（1）间接测量法的声速测量精度难以保证，且测量后无法验证数据的准确性。根据现有研究表明，间接测量法——基于温盐深等水体数据按照模型进行声速反演得到的声速精度要比直接测量法的几种方案偏低；
（2）船载投弃式测量仪中的传输缆线多为漆包线，并非常用的RS232传输导线，其所能测量的深度范围因漆包线长度的限制而变得十分有限，漆包线的寿命与质量也被纳入了所要考虑的成本与影响试验结果的因素之中，而且测量仪不携带压力测量元件，其下落深度需通过一个经验公式又称下降速率公式(Falling Rate Equation，FRE)计算得到。探头的下降速率公式与探头的本身性质有关，同时也受投放环境的影响。计算公式是否准确直接影响了声速剖面测量的可靠性，但这一公式问题仍处于未确定之中，并无准确的定论；
（3）吊放式声速测量仪进行测量时水面会因飞行器螺旋桨产生的水波而改变其原有的特征进而影响到声速的测算，同时受其缆线长度的限制，其测量深度十分有限；
（4）对于拖缆式直接声速测量仪，同样因其缆线长度有限而造成测量深度有限，且缆线的质量也为一影响因素；对于自容式直接声速测量仪，其不能做到实时测量数据的传输。
发明内容
为克服相关技术中存在的问题，本发明公开一种自主升降式水下声速测量仪、测量***及测量方法。本发明目的在于提供一种测量水下声速与声速剖面的新型仪器，具有小型化、低成本、低功耗、精确度高等优点。
所述技术方案如下：一种自主升降式水下声速测量方法包括：利用位于水下的声速测量装置对在固定距离处的反射回波时延进行测量，主控核心的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据。
在一个实施例中，所述脉冲时间法包括：声速测量装置测量时，水声换能器发射一高频脉冲，在距离水声换能器L处设置一反射体挡板，高频声脉冲经过反射体反射后被水声换能器接收；主控核心的CPU通过测量水声换能器在固定距离处的反射回波时延直接计算声速，计算公式为：
Figure SMS_1
（1）
其中，
Figure SMS_2
为脉冲发射至接收的时间差，单位为秒，L单位为米，c为水声换能器在固定距离处的水中声速，单位米/秒。
在一个实施例中，在主控核心的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据中，所述CPU配合DMA控制器进行声速数据的处理，包括：将DMA控制器搭载的RAM分为大小相同的两个数据存储区Buffer_1和Buffer_2，当Buffer_1在DMA传输数据量达到上限时，DMA给CPU发送一个中断，通过其对应的中断服务函数内判断是哪一个数据存储区即将溢出；
CPU将DMA的目标缓冲指向Buffer_2，同时完成对Buffer_1内数据的实时处理；当DMA给Buffer_2传输的数据到达存储上限后，发给CPU一个新的中断，如此循环交替采集存储并处理，实现数据的实时处理；在CPU进行回波信号的峰值阈值检测中，在峰值处提取五十个采样点大于设定阈值以判断是否为应取信号，最终挑选出精确的采样点确定发射与接收信号的精确时间差，时间数据在主控核心的电路板内的传输并进行数字信号处理利用公式解算出实时的水下声速数据。
在一个实施例中，在主控核心的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据后，通过控制释放装置在预定深度释放重块，浮力大于重力，浮出水面，通过天线无线通信与水面平台或无人机进行数据通信传输，完成水下预定深度的声速剖面测量。
本发明的另一目的在于提供一种自主升降式水下声速测量***包括：电源模块、无线通信模块、主控核心、升降控制模块、发射模块、接收模块以及换能器模块；
所述电源模块用于提供电源；
换能器模块用于测量水下某一固定距离处的反射回波时延；
接收模块用于接收反射回波时延数据；
主控核心用于对反射回波时延进行计算，解算出实时的水下声速数据；并将是否上浮指令发送无线通信模块、升降控制模块；
发射模块用于将主控核心解算出实时的水下声速数据进行发至换能器模块；
无线通信模块用于将主控核心的测量数据与外部设备进行通信；
升降控制模块用于执行主控核心的上浮指令。
在一个实施例中，所述发射模块配置有STM32F4的TIM2，驱动发送特定频率、特定占空比和特定信号峰-峰值的PWM脉冲信号，经过反相模块处理后转换为正向脉冲，最后，正向的PWM脉冲经过变压器耦合放大，驱动声速测量装置的水声换能器完成信号发送；
所述接收模块，利用三极管放大电路对水声换能器发送的信号进行无差别放大，放大后的信号通过二阶有源带通滤波放大电路将所需频段的信号滤出，随后将信号经整形放大电路整形，并进行拉高处理，最终由三极管放大电路的引脚输入至带通滤波电路，同步开启模拟数字转换器进行信号采集，并使能DMA功能辅助完成信号传输，DMA传输将数据从ADC的输出复制到存储地址空间。
在一个实施例中，所述三极管放大电路将正向PWM脉冲信号通过变压器耦合放大为大功率的震荡波信号，驱动水声换能器完成信号发送；当次级线圈有电流导通时，水声换能器两端承加入由两个反向并联的二极管D2、二极管D3组成的钳位电路，限制回流信号电压幅度保护变压器。
在一个实施例中，所述带通滤波电路用于将无关频段噪声分量滤除，得到纯净的目标频率信号；此所述带通滤波电路设置电阻R1、电阻R2、电阻R3的阻值和电容C1、电容C2的容值，依据以下公式计算性能指标以设计带通滤波电路；
Figure SMS_3
（2）
Figure SMS_4
（3）
Figure SMS_5
（4）
经计算取中心频率为
Figure SMS_6
，通带宽度为B，通带电压放大倍数为/>
Figure SMS_7
。
本发明的另一目的在于提供一种自主升降式水下声速测量仪包括：天线、浮子、连接杆、电子舱、声速测量装置、释放装置和重物；
通过调整浮子与配重的浮重比使***完成下沉与测量结束后的自主上浮；天线安装在浮子上部，用于与外部进行通信；浮子通过连接杆与电子舱连接；电子舱的下端安装有声速测量装置；所述声速测量装置通过释放装置与重物连接。
在一个实施例中，所述电子舱设计为金属舱体，用于安装所述的自主升降式水下声速测量***。
结合上述的所有技术方案，本发明所具备的优点及积极效果为：在自主升降上，本发明不同于投弃式和吊放式等有线缆连接的测量方式，使用扳机机械装置释放，通过机械装置将其投入至待测环境中使其匀速下降，在经过一定时间、完成一定深度的测量后使用电控机械装置释放重物使物体浮力大于重力，设备自主上浮，到达水面后开始进行无线数据传输通信。
在数据传输通信方式上，本发明的数据传输方式不同于常见声速仪的缆线数据传输通信，而是基于无线Wi-Fi方式。在***的整体结构与硬件整体设计上，本发明***的小型化，电路板的精确制版与恰当的元器件选型、无缆绳牵引和无线传输使得***有着低成本、低功耗、高精度的优点。本发明可搭配无人机在广阔海域进行快速投放，短时间内对大海域进行快速声速测量。本发明提供了一种自主升降式水下声速测量仪面向新时期海洋策略，综合***的测量精度、功耗、成本、小型化等因素，提出声速剖面测量关键技术，包含声速测量、数据通信传输、自主升降装置。本发明的数据传输方式摒弃了高成本低效率的漆包线传输，转而使用Wi-Fi无线通信技术（留有卫星通信改造接口与SD卡槽存储功能），在数据采集后***自主上浮到水面与无人机、甲板单元等接收机设备进行无线数据传输，从而完成特定区域海洋声速剖面的低成本精确测量。
本发明以高采样率ADC和高算力STM32F4系列芯片作为精确度的保证，减小***误差，可实现测量精确度提高。本发明根据所需功能精确定制电路板以及选择合理尺寸、恰当功率的元器件进行器件组装与布放，可实现小型化、低功耗。本发明摒弃了高成本易损坏的线缆传输方式，对满足算力的元器件精准选型以及***的小型化减少了***的成本与耗材，可实现低成本。因本发明低成本的特性，可以使用无人机在待测海域大范围、快速进行定点投放，以此快速获得大范围海域的声速数据，可实现测量范围广、速度快。本发明低廉的制作成本与优良精确的测算结果使的本方案在声速测算、声速剖面的观测对海洋科研、海洋环境监测、水下导航定位、水下目标探测领域广泛应用。
本发明解决了声速测量后数据传输方式单一的问题，可将无线传输引入到本发明***当中；同时，本发明解决了声速测量中缆线成本高，投掷设备不方便的问题。以及本发明克服了传统声速测量中使用缆线的技术难题，为声速测量装置的研发提供了新的思路。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。
图1是本发明实施例提供的自主升降式水下声速测量仪示意图；
图2是本发明实施例提供的声速测量装置原理结构示意图；
图3是本发明实施例提供的自主升降式水下声速测量***示意图；
图4是本发明实施例提供的主控芯片***最小***架构图；
图5是本发明实施例提供的反向电路原理图；
图6是本发明实施例提供的功率放大器将正向PWM脉冲信号通过变压器耦合放大为大功率的震荡波信号，进而驱动水声换能器完成信号发送电路图；
图7是本发明实施例提供的当次级线圈有电流导通时，换能器两端承受较大的电压加入的钳位电路图；
图8是本发明实施例提供的换能器阻抗匹配等效电路图；
图9是本发明实施例提供的三极管放大电路图；
图10是本发明实施例提供的带通滤波电路图；
图11是本发明实施例提供的二阶带通滤波原理图；
图12是本发明实施例提供的整形放大电路图；
图13是本发明实施例提供的实验中震荡波信号效果图；
图14是本发明实施例提供的实验中整形后的信号效果图；
图中：1、天线；2、浮子；3、连接杆；4、电子舱；5、声速测量装置；5-1、水声换能器；5-2、反射体；6、释放装置；7、重物；8、电源模块；9、无线通信模块；10、主控核心；11、升降控制模块；12、发射模块；13、接收模块；14、换能器模块。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其他方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似改进，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。
本发明实施例提供一种自主升降式水下声速测量方法包括：利用位于水下的声速测量装置对在固定距离处的反射回波时延进行测量，主控核心的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据。
所述脉冲时间法包括：声速测量装置测量时，水声换能器发射一高频脉冲，在距离水声换能器L处设置一反射体挡板，高频声脉冲经过反射体反射后被水声换能器接收；主控核心的CPU通过测量水声换能器5-1在固定距离处的反射回波时延直接计算声速，计算公式为：
Figure SMS_8
（1）
其中，
Figure SMS_9
为脉冲发射至接收的时间差，单位为秒，L单位为米，c为水声换能器5-1在固定距离处的水中声速，单位米/秒。
实施例1，如图1所示，整个***由天线1、浮子2、连接杆3、电子舱4、声速测量装置5、释放装置6和重物7组成。通过调整浮子2与配重7的浮重比使***完成下沉与测量结束后的自主上浮。天线1安装在浮子2上部，用于与外部进行通信；浮子2通过连接杆3与电子舱4连接；电子舱4的下端安装有声速测量装置5；所述声速测量装置5通过释放装置6与重物7连接。
初始时该***投入水中并以一定速度下降，下降同时进行声速测量并存储数据，通过机械式定深释放装置6或电控电磁释放装置在预定深度释放重块7，***此时浮力大于重力，快速浮出水面，通过天线1无线通信与水面平台或无人机进行数据通信传输，完成该节点的声速剖面测量。
如图2本发明实施例提供的声速测量装置5原理结构示意图所示，本发明采用脉冲时间法测量，测量时，收发一体式的水声换能器5-1发射一高频脉冲，在距离换能器L处设置一反射体挡板，高频声脉冲经过反射体5-2反射后被水声换能器5-1接收。通过测量发射换能器在固定距离处的反射回波时延测量直接计算声速，该方案的计算公式为：
Figure SMS_10
（1）
其中，
Figure SMS_11
为脉冲发射至接收的时间差，单位为秒，L单位为米，c为水声换能器5-1在固定距离处的水中声速，单位米/秒。该方法是获取声速的一种绝对校准方法，影响声速结果的因素主要为声脉冲行进的距离值和时间值。为了获得精确的声速值，首先需要获得精确的距离/>
Figure SMS_12
及相应的声传播时间差/>
Figure SMS_13
。这个距离和时间可以是从发射到接收之间的，也可以是中间的某一小段。
如图3本发明实施例提供的自主升降式水下声速测量***整体架构所示，所述自主升降式水下声速测量***基于STM32F4处理器实现相应功能，包括：电源模块8、无线通信模块9、主控核心10、升降控制模块11、发射模块12、接收模块13以及换能器模块14，所述换能器模块14可采用声速测量装置5。电源模块8将一部分24V直流电源转换为直流5V给无线通信模块9、接收模块13供电，直流3.3V以供电主控核心10，直流24V以供电换能器模块14。而主控核心控制着发射模块12、接收模块13、升降控制模块11的工作逻辑，在得到一定指令后，发射模块12与接收模块13再对换能器模块14的信号做出发送/接收处理。
（1）STM32F4是一种高性能微控制器系列。其采用了90nm的非易失性存储器（Non-Volatile Memory，NVM）工艺和自适应实时存储加速器（Adaptive Real-Time MemoryAccelerator，ART）技术，其有着兼容于STM32F2系列产品，便于用户扩展或升级产品，而保持硬件的兼容能力；多重高级高性能总线（Advanced High performance Bus，AHB）矩阵和多通道直接内存读取：支持程序执行和数据传输并行处理，数据传输速率非常快；脉冲宽度调制技术（Pulse Width Modulation，PWM）高速定时器达到168MHZ，满足高频声脉冲的需求等优点。
在***架构方面，确定以进阶精简指令集机器（Advanced RISC Machine，ARM）进阶精简指令集机器为核心处理器的单核嵌入式设计方案，选择Cortex-M4内核作为***控制、运算处理的核心，既满足了实时信号处理的算力需求，同时也达到了***小型化设计目的，还有着较高的性价比。
在主控核心10的芯片和其他元器件选型方面，在满足***性能需求的前提下，重点分析芯片的封装和尺寸以及对应***电路的复杂性。比如，满足***主控芯片设计需求的STM32F4系列，包含多个子系列以及不同的封装形式，可以在保证芯片基础功能的前提下，排除那些拥有冗余I/O输出接口和不必要高级外设功能的子系列，选择输出引脚数目少、封装小的STM32F405RGT6；选用低噪声双运放集成的运算放大器AD8052设计二阶带通滤波器；Wi-Fi模块选用常见的ESP8266模组。得益于各模块简洁的***电路，***的功耗与电路设计整体得到了优化。
对于电路板的设计和绘制方面，合理规划布局，采用多层板设计，提高走线密度，并优化电路板形状以进一步节省***的板级空间。
（2）对于发射模块12与换能器模块14，通过配置STM32F4的TIM2，驱动发送特定频率、特定占空比和特定信号峰-峰值的PWM脉冲信号，经过反相模块处理后转换为正向脉冲，最后，正向的PWM脉冲经过变压器耦合放大，驱动声速测量装置5的水声换能器5-1完成信号发送，考虑***小型化设计原则，选取与高工作频率相对应的型号为DYW-500-E的水声换能器（工作频率越高，换能器尺寸就相对越小，这由水声换能器5-1自身物理特性决定，且可以根据工作频率设置选择不同型号的水声换能器）。
（3）对于接收模块13，水声换能器5-1将水下回波声信号和背景产生的噪声转换为微弱的电信号，首先利用三极管放大电路对信号进行无差别放大，放大后的信号通过二阶有源带通滤波放大电路将所需频段的信号滤出，随后将信号经整形电路整形，并做一定程度的拉高处理，最终由电路的引脚输入至***，同步开启模拟数字转换器（Analog toDigital Converter，ADC）进行信号采集，并使能DMA功能辅助完成信号传输，DMA传输将数据从ADC的输出复制到存储地址空间。
当主控核心10的CPU初始化这个传输动作，传输动作本身是由DMA控制器来实行和完成。这里采用DMA模式下的双缓冲（乒乓缓存）方案。首先开辟一个RAM，将其分为大小相同的两个数据存储区Buffer_1和Buffer_2，当Buffer_1在DMA传输数据量达到上限时，DMA会给CPU发送一个中断，通过其对应的中断服务函数内判断是哪一个数据存储区即将溢出。这时CPU会将DMA的目标缓冲指向Buffer_2（在这里CPU会对DMA的部分参数——新指向的Buffer 2的起始地址、传输数据长度等进行重新配置），同时完成对Buffer_1内数据的实时处理。信号处理的过程必须在Buffer_2里的数据溢出之前完成（即需在新采集的一个存储区的数据完成传输之前完成）。当DMA给Buffer_2传输的数据到达存储上限后，又会发给CPU一个新的中断，如此循环交替采集存储并处理，进而实现数据的实时处理。如移动外部内存的区块到芯片内部更快的内存区。像是这样的操作并没有让处理器工作拖延，反而可以被重新排程去处理其他的工作。DMA传输对于高效能嵌入式***算法和网络是很重要的。该种采集方式不占用CPU功能，可以使单核CPU进行回波信号的峰值阈值检测，在峰值处提取五十个左右采样点大于设定阈值以判断是否为应取信号，最终挑选出精确的采样点以确定发射与接收信号的精确时间差，时间数据在电路板内的传输。最终在主芯片进行数字信号处理，如式（1）所示的速度计算，解算出实时的水下声速数据。
在本发明实施例中，STM32F405RGT6微处理器作为测速***和的主控芯片和信号处理平台，可以实现8条主控总线（连接主控设备）到7条被控总线（连接从设备）的访问，在多个高速外设同时工作的情况下也可以并行访问从而实现***高效运行。
通过APB1（Advanced Peripheral Bus）先进外设总线连接设备的AD模块，Contex_M4主芯片通过总线矩阵使能唤醒GP DMA1，此后DMA开始持续工作，在不影响Contex_M4主芯片进行数据挑选和运算的情况下接收并存储传来的数据。
为实现***小型化、低功耗设计原则，最终选择STM32F4系列中封装最小的STM32F405RGT6（采用LQFP64封装，引脚数仅为64个）作为主控核心10的主控芯片，主控芯片所搭配的最小***电路原理图如图4所示，上部标注VDD、VSS、VDDAVERF+、VSSAVERF-分别接入相应的芯片供电电压与地；PA1引脚负责输出激发换能器的相应频率的PWM1波形，PA2引脚负责驱动AD2进行数据采集以便主芯片进行数据分析与处理；PA4-PA7引脚为SPI通信所需的4个引脚，分别为NSS片选信号、SCK时钟信号、MISO主收从发、MOSI主发从收，该四个引脚与外部存储FLASH1(Flash Memory)闪存存储器相连用以进行声速数据存储；PA9、PA10是串口1的信息发收，负责进行232通信；PA13、PA14为程序下载调试口，分别连接JTMS/SWDIO、JTCK/SWCLK，接入J-Link下载器进行***程序的擦写；PC6、PC7为串口6的信息发收，负责进行无线通信；PB0-PB2为无线收发模块控制口，通过输出相对应的高低电平对模块模式进行调控操作；PB8、PB9为IIC通信协议口，与温度压力传感器进行数据通信，将其内寄存器的数据传输至主芯片；PB12-PB15亦为SPI通信的四个引脚，该SPI连接至FLASH2进行温度压力的数据存储。
配置STM32F4内部的通用定时器TIM2，修改寄存器TIM2_CCR1以实现脉宽控制，并将TIM2_CH1重映射到引脚PA1（这里通过设置寄存器的数值来调整频率，通过TIM_Pulse来调整占空比），产生频率为500KHZ、占空比为50%的PWM方波脉冲（这里设置一次产生8个脉冲）作为初始发射信号。产生的PWM电平信息由芯片PA1引脚引出，可使用示波器进行测量与观察，其中VDD为供电引脚。
在本发明实施例中，***的发射模块12负责对生成的发射信号进行信号反向和变压器放大的功能。微处理器（Micro programmed Control Unit，MCU）产生的PWM脉冲信号依次经过施密特反相器和变压器耦合放大最终驱动水声换能器5-1完成信号发射。
在本发明实施例中，本***的电源模块8采用单电源供电的方式，使用STM32F4内部的ADC完成信号采集，故只能采集电压幅度为正的信号。而MCU产生的是负向PWM脉冲信号，因此为方便后续AD采样和信号处理，必须设计一反相模块，将负向脉冲转换为正向脉冲信号。
如图5反向电路原理图所示，该反向电路选用NC7SZ14P5X芯片，作为一款带施密特触发器输入的单通道反相器，采用CMOS工艺制造，能以超快的速度完成高输出驱动，并且在其正常工作电压范围内能够保持较低的静态功耗。该器件的额定工作电压范围为1.65V至5.5V，本发明采用单电源VCC=5V供电，芯片输入端最高可承受6V的电压。PWM波由A引脚输入芯片，经过芯片反相后由Y引脚输出，使信号变为均为正值。主控芯片PA1引脚输出的PWM波形首先经过NC7SZ14P5X芯片进行反向与触发，将PWM拉高后由4号引脚输出至信号发送原件。
水声换能器5-1需要高达几十至几百伏电压驱动才能正常完成信号发射，因此需要引入功率放大功能。变压器作为一种电磁元件，利用电磁感应的原理来改变电压输出，因此广泛应用于电路的阻抗变换、匹配和隔离等方面。本***对变压器采用24V直流供电，通过控制作为变压器开关的场效应管（MOSFET）对变压器进行开合，MOSFET是一种利用场效应原理工作的半导体器件，与晶体三极管相比，具有输入阻抗高、驱动功率小、开关速度快、无二次击穿、导通特性呈纯阻性、功耗小及易于集成等特点。MOSFET应用于开关电路时可以完全取代普通的晶体三极管，因此选用MOSFET作为变压器耦合放大模块的开关。
如图6功率放大电路原理中，功率放大器将正向PWM脉冲信号通过变压器耦合放大为大功率的震荡波信号，进而驱动水声换能器完成信号发送。P2为变压器一次线圈侧，24V供电由Q1场效应管UMW7N65控制，当信号经过触发器后至场效应管的源级，源极有信号时场效应管接通，24V直流电压经RC滤波后与地接通，变压器得以输出。其中当次级线圈有电流导通时，换能器两端承受较大的电压，这里设计加入钳位电路（如图7，由两个反向并联的二极管D2、二极管D3组成），限制回流信号电压幅度以保护变压器；该图为变压器右侧电路，发射信号经过变压器变压后以高电压输出，使本***中使用的自发自收型换能器能够合理进行超声信号的收发。
（4）在本发明实施例中，本***的换能器模块14暂定使用的水声换能器5-1型号为DYW-500-E，其属于压电陶瓷换能器。由最大输出功率定理可知，当输入电源与负载相匹配时，可以得到最大输出功率；而当负载与功率放大模块阻抗相差较大时，不仅无法获得较大的输出功率，造成输出效率低，严重的还会烧毁电路元件。水声换能器作为功率放大模块的负载，无论是磁致伸缩换能器还是本发明使用的压电换能器，均不是纯电阻性负载。因此，阻抗匹配的目的是将负载的电抗性转换为电阻性，以提高负载上的功率因数。本发明将采用串并联匹配电感来改变负载的阻抗特性，如图8换能器阻抗匹配的等效电路所示，换能器的阻值很高且属于电容性负载，无法用功放直接驱动，因此需要进行阻抗匹配。阻抗匹配主要使用调谐匹配，其将功放的电容性负载转换为电阻性负载，从而使负载上的有效功率达到最大，常使用谐振法完成阻抗匹配。
（5）在本发明实施例中，***的接收模块13需要完成三极管放大、带通滤波放大、波形整形等功能。由于采用收发合置设计，为了防止电压幅度较大的发送信号直接损坏放大电路模块，在该模块前级加入钳位保护电路（由两个反向并联的二极管组成），将水声换能器接收的信号幅度限制在1V以内。首先需对接收信号进行放大，三极管放大电路如图9所示，该部分电路为接收放大部分。当自发自收的换能器将接收信号传至该电路时（TRANS+），接收信号经过MMBT9018H三极管组成的共射放大电路后进行下一步处理，该步处理后的信号为SIG_IN。
选取晶体三极管MMBT9018H搭建阻容耦合共射放大电路。如图9所示，信号通过耦合电容C91以电压的形式加到三极管的基极（B极）和发射极（E极）之间，并以电流的形式通过B极和E极，电子（负电荷）的传递方向为E极到B极。VCC5和R15用来提供B极、E极接面适当的正向偏压以及可使三极管进入线性工作区的电流。VCC5和R14用来提供基极、集电极（C极）接面适当的反向偏压，电子（负电荷）的传递方向为B极到C极。C极收集大量电子（负电荷），少数空穴（正电荷）漂移到B极并与B极的空穴一起复合掉部分E极到C极的电子（负电荷）。由于E极的电子浓度大于B极，所以电源在补充空穴的同时带来了从E极到B极再到C极的大量电子。三极管完成放大电流作用，放大了的信号电流通过R14在C极上产生压降，这个压降即是输出端信号电压，最终通过电容C20耦合完成信号输出。
水声信道背景噪声强，多途效应复杂等因素的影响，换能器所接收到的回波信号会叠加其他频率的分量或噪声，在经过三极管无差别放大后，无关频段的噪声也相应被放大。为方便后续采样以及信号处理，该部分通过设计模拟滤波器将无关频段噪声分量滤除，从而得到纯净的目标频率信号。此处选择AD8052作为集成运放芯片，其是一款低成本、高速、电压反馈型放大器，其低失真和快速稳定的特性能较好的满足有源滤波器设计需求。带通滤波电路如图10所示，SIG_IN信号经过由AD8052芯片组成的双核集成运放芯片，SIG_IN由6号引脚-IN2引脚输出，1号引脚OUT1输出，最终得到SIG_OUT信号。该芯片与其设计的***电路构成了本***的带通滤波器，该设计使得该有源滤波器有着低成本、高速、合理的增益带宽积以及压摆率。为方便分析，将图10简化为图11，该图11为带通滤波器的设计原理图，依据于此我们在本例中设计了基于运放芯片的负反馈无限增益带通滤波器。二阶带通滤波原理图所示的电路图设置电阻R111、电阻R112、电阻R113的阻值和电容C111、电容C112的容值，依据以下公式计算性能指标以设计滤波器；
Figure SMS_14
（2）
Figure SMS_15
（3）
Figure SMS_16
（4）
经计算取中心频率为
Figure SMS_17
，通带宽度为B，通带电压放大倍数为/>
Figure SMS_18
。
由于***的发射信号频率为500KHZ，故接收到回波信号的目标频率也为500KHZ。经计算取图10中的电阻R11、电阻R13等于电阻R10、电阻R12=5.6kΩ，图10中的电阻R20、电阻R21等于51kΩ，图11中的电容C111=电容C112=27pF，计算可得该滤波器的理论参数如下：中心频率f 0 =493.28KHZ，通带宽度B=231.16KHZ，通带电压放大倍数A uo =4.55。
为提高后续A/D采样精度和阈值检测算法的准确性，将经过带通滤波放大模块的信号做进一步处理，将其整形为峰值突出的信号并对其做一定程度的拉高处理。如图12所示，对数放大模块选用高速电压输出的对数放大器AD8310。该芯片不但具有较好的稳定性和较宽的动态范围，适用于脉冲调制、功率控制能诸多方向，而且功耗低、体积小、成本低。此外，AD8310的响应时间快，驱动负载能力强，这使得它非常适用于信号衰减到分贝级要求的电路，运算放大模块选择低功率运算放大器MCP6001，其具有1MHz增益带宽积和90°相位容限，可采用单电源供电，供电电压范围为1.8V至5.5V，最小供电电流仅为100μA，信号由AD8310的INHI引脚输入，经过该芯片高速电压输出后再经过电源供电的运放MCP6001再次放大最终得到峰值突出的有效信号。采集到信号经过带通滤波电路后由SIG OUT输入至AD8310对数放大模块，从模块输出的信号继续输入运算放大器MCP6001，再次放大后达到整形目的。整形放大电路如图12所示，为提高后续A/D采样精度和阈值检测算法的准确性，将带通滤波后的信号对其进行一定程度的拉高整形。该部分电路主要由集成芯片AD8310的INHI引脚输入，VOUT引脚输出，其当作对数放大使用、运放MCP6001当作运算放大器使用。最终输出SIG_AD信号将进入主芯片的PA2引脚进行A/D转换后进行计算。
在本发明实施例中，为解决抗干扰问题，将电子舱4设计为金属舱体保护***内部的硬件电路***，金属仓体自身就有着比较好的屏蔽能力，可以减少外部工作环境中的电磁干扰。为进一步提高***抗干扰能力，对电路设计采取以下几种措施：
①滤波放大模块采取分级滤波、虚地等方式来减小外界噪声源干扰，利用无源低通RC滤波消除高频段的混叠噪声，以此进一步提高抗干扰能力；
②对于关键模块的布线设计，应尽可能加宽电源线，在芯片的供电输入端加入旁路电容（旁路电容要尽可能靠近芯片放置），滤除纹波噪声，以创造良好纯净的电源环境。同时，对于关键信号线应与其他节点保持一定的距离，严格遵循3W原则（线中心距大于等于3倍线宽时，保证70%的线间电场互不干扰），以减少线与线之间串扰和耦合的可能，提高***的可靠性；
③对于PCB的相邻平面走线成正交结构，走线避免出现锐角或直角，转弯尽可能平滑，遵循“短、顺、平”的走线原则。为保证***稳定性，对电源线和电源地线都进行加粗处理，并需遵循环路最小规则，以减小外界电磁干扰对信号环路的影响。
实施例2，本发明实施例提供的***的数据传输模式除无线数据传输通信之外，还预留了SD卡存储、卫星通信转发两种数据传输方式，根据需求进行简单改造即可实现不同方式的数据传输。
在本发明实施例中，可根据不同水域情况对程序进行相应修改，确定不同的脉冲发射频率进而更换不同参数的换能器，改造方便。
需要说明的是，上述装置/单元之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，其具体功能及带来的技术效果，具体可参见方法实施例部分，此处不再赘述。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本发明的保护范围。上述***中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
基于上述记载的实施例，本发明还提供了一种计算机设备，该计算机设备包括：至少一个处理器、存储器以及存储在所述存储器中并可在所述至少一个处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述任意各个方法实施例中的步骤。
基于上述记载的实施例，本发明还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时可实现上述各个方法实施例中的步骤。
基于上述记载的实施例，本发明还提供了一种信息数据处理终端，所述信息数据处理终端用于实现于电子装置上执行时，提供用户输入接口以实施如上述各方法实施例中的步骤，所述信息数据处理终端不限于手机、电脑、交换机。
基于上述记载的实施例，本发明还提供了一种服务器，所述服务器用于实现于电子装置上执行时，提供用户输入接口以实施如上述各方法实施例中的步骤。
基于上述记载的实施例，本发明还提供了一种计算机程序产品，当计算机程序产品在电子设备上运行时，使得电子设备执行时可实现上述各个方法实施例中的步骤。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明实现上述实施例方法中的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质至少可以包括：能够将计算机程序代码携带到拍照装置/终端设备的任何实体或装置、记录介质、计算机存储器、只读存储器（Read-Only Memory，ROM）、随机存取存储器（Random AccessMemory，RAM）、电载波信号、电信信号以及软件分发介质。例如U盘、移动硬盘、磁碟或者光盘等。
基于上述记载的实施例，本发明进行如下实验，包括：对未进行封装的和水密性加工的设备进行可行性检测实验，***主体不入水，仅令水声换能器入水，试验在高150毫米，长450毫米的水槽中进行。将驱动程序下载至主控芯片中后，使水声换能器垂直没入水中。
使用示波器对STM32F4的PA1引脚发出频率为500KHZ、占空比为50%、周期数为8的反极性PWM脉冲信号，经过反相器后再通过变压器模块将其放大为大功率震荡波信号，其示波器输出效果如图13所示。
在水下固定换能器探头与反射壁之间的距离，换能器发射的声信号碰到反射壁后，反射产生回波信号并被换能器所接收，并将声信号转换为电信号后传输给接收模块。经过接收模块放大、滤波和整形处理后进行采样，再通过阈值监测得到时间差，最后解算出声速。
图14中可以看到，经过整形后的三个信号波形的幅度依次减小，这与理论相一致。图14中的三个信号波峰（从左到右）分别是发射信号、一次回波和二次回波经过整形放大处理后的结果，可以看到三个信号的波峰高度同样逐次降低，达到预期结果。
根据图14上的回波波形，在芯片内部烧写使用阈值检测法和多次测量求平均的程序，将计算后的数据直接通过RS485接口端口在计算机上读出。
以上所述，仅为本发明较优的具体的实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种自主升降式水下声速测量方法，其特征在于，所述自主升降式水下声速测量方法包括：利用位于水下的声速测量装置（5）对在固定距离处的反射回波时延进行测量，主控核心（10）的CPU通过脉冲时间法对测量的反射回波时延进行处理，计算出实时的水下声速数据。
2.根据权利要求1所述的自主升降式水下声速测量方法，其特征在于，所述脉冲时间法包括：所述声速测量装置（5）测量时，水声换能器（5-1）发射一高频脉冲，在距离水声换能器（5-1）的L处设置一反射体挡板，高频声脉冲经过反射体（5-2）反射后被水声换能器（5-1）接收；主控核心（10）的CPU通过测量水声换能器（5-1）在固定距离处的反射回波时延直接计算声速，计算公式为：
Figure QLYQS_1
（1）
其中，
Figure QLYQS_2
为脉冲发射至接收的时间差，单位为秒，L单位为米，c为水声换能器5-1在固定距离处的水中声速，单位米/秒。
3.根据权利要求2所述的自主升降式水下声速测量方法，其特征在于，所述主控核心（10）的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据中，所述CPU配合DMA（Direct Memory Access）直接存储器访问控制器进行声速数据的处理，包括：将DMA控制器搭载的RAM（Random Access Memory）随机存取存储器分为大小相同的两个数据存储区Buffer_1和Buffer_2，当Buffer_1在DMA传输数据量达到上限时，DMA给CPU发送一个中断，通过对应的中断服务函数内判断是哪一个数据存储区即将溢出；
所述CPU将DMA的目标缓冲指向Buffer_2，同时完成对Buffer_1内数据的实时处理；当DMA给Buffer_2传输的数据到达存储上限后，发给CPU一个新的中断信号，如此循环交替采集存储并处理，实现数据的实时处理；在CPU进行回波信号的峰值阈值检测中，在峰值处提取五十个采样点大于设定阈值以判断是否为应取信号，最终挑选出精确的采样点确定发射与接收信号的精确时间差，时间数据在主控核心（10）的电路板内的传输并进行数字信号处理利用公式（1）解算出实时的水下声速数据。
4.根据权利要求1所述的自主升降式水下声速测量方法，其特征在于，所述主控核心（10）的CPU对测量的反射回波时延利用脉冲时间法计算出实时的水下声速数据后，通过控制释放装置（6）在预定深度释放重块（7），浮力大于重力，浮出水面；通过天线（1）与水面平台或无人机进行数据无线通信传输，完成水下预定深度的声速剖面测量。
5.一种的自主升降式水下声速测量***，其特征在于，实施权利要求1-4任意一项所述自主升降式水下声速测量方法，所述自主升降式水下声速测量***包括：电源模块（8）、无线通信模块（9）、主控核心（10）、升降控制模块（11）、发射模块（12）、接收模块（13）以及换能器模块（14）；
所述电源模块（8）用于为各用电模块提供电力供应；
换能器模块（14）用于测量水下某一固定距离处的反射回波时延；
接收模块（13）用于接收反射回波时延数据；
主控核心（10）用于对反射回波时延进行计算，解算出实时的水下声速数据；并将是否上浮指令发送无线通信模块（9）、升降控制模块（11）；
发射模块（12）用于将主控核心（10）解算出实时的水下声速数据进行发至换能器模块（14）；
无线通信模块（9）用于将主控核心（10）的测量数据与外部设备进行通信；
升降控制模块（11）用于执行主控核心（10）的上浮指令。
6.根据权利要求5所述的自主升降式水下声速测量***，其特征在于，所述发射模块（12）配置有STM32F4的TIM2计数器，驱动发送设定频率、占空比和信号峰-峰值的PWM脉冲信号，经过反相模块处理后转换为正向脉冲，最后，正向的PWM脉冲经过变压器耦合放大，驱动声速测量装置（5）的水声换能器（5-1）完成信号发送；
所述接收模块（13），利用三极管放大电路对水声换能器（5-1）发送的信号进行无差别放大，放大后的信号通过二阶有源带通滤波放大电路将所需频段的信号滤出，随后将信号经整形放大电路整形，并进行拉高处理，最终由三极管放大电路的引脚输入至带通滤波电路，同步开启模拟数字转换器进行信号采集，并使能DMA功能辅助完成信号传输，DMA传输将数据从ADC的输出复制到存储地址空间。
7.根据权利要求6所述的自主升降式水下声速测量***，其特征在于，所述三极管放大电路将正向PWM脉冲信号通过变压器耦合放大为大功率的震荡波信号，驱动水声换能器完成信号发送；当次级线圈有电流导通时，水声换能器两端承加入由两个反向并联的二极管P、二极管D3组成的钳位电路，限制回流信号电压幅度保护变压器。
8.根据权利要求6所述的自主升降式水下声速测量***，其特征在于，所述带通滤波电路用于将无关频段噪声分量滤除，得到纯净的目标频率信号；此带通滤波电路设置电阻R1、电阻R2、电阻R3的阻值和电容C1、电容C2的容值，依据以下公式计算性能指标以设计带通滤波电路；
Figure QLYQS_3
（2）
Figure QLYQS_4
（3）
Figure QLYQS_5
（4）
经计算取中心频率为
Figure QLYQS_6
，通带宽度为B，通带电压放大倍数为/>
Figure QLYQS_7
。
9.一种自主升降式水下声速测量仪，其特征在于，实施权利要求1-4任意一项所述自主升降式水下声速测量方法，所述自主升降式水下声速测量仪包括：天线（1）、浮子（2）、连接杆（3）、电子舱（4）、声速测量装置（5）、释放装置（6）和重物（7）；
通过调整浮子（2）与配重（7）的浮重比使***完成下沉与测量结束后的自主上浮；天线（1）安装在浮子（2）上部，用于与外部进行通信；浮子（2）通过连接杆（3）与电子舱（4）连接；电子舱（4）的下端安装有声速测量装置（5）；所述声速测量装置（5）通过释放装置（6）与重物（7）连接。
10.根据权利要求9所述的自主升降式水下声速测量仪，其特征在于，所述电子舱（4）设计为金属舱体，用于安装权利要求5所述的自主升降式水下声速测量***。
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