CN116106599A - 高精度交流阻抗检测设备及其校准算法 - Google Patents

高精度交流阻抗检测设备及其校准算法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种高精度交流阻抗检测设备，包括机箱、主控电路板、测试线、调零板，所述机箱内部设置有主控电路板，所述主控电路板通过测试线与所述调零板相连接，本发明的有益效果在于：设计合理，结构简单、抗干扰能力强、测试准确度高；主控电路板采用隔离电源设置，降低模块之间的信号干扰，采用FPGA与采样模块、激励模块组成，有效降低外界干扰提高测试精度，并且提供更多数据支持，满足用户多样化测试需求；通过DFT算法可以得到电阻、电压、复阻抗、电抗及相位五种类型值，为测量分析提供多维度数据支持，采用精巧的校准算法有效滤除磁场产生的感应电压干扰，可推广应用到电池阻抗分析及高精密毫欧电阻测量领域。

Description

高精度交流阻抗检测设备及其校准算法
技术领域
本发明涉及一种电池内阻测试仪技术领域，尤其涉及一种高精度交流阻抗检测设备及其校准算法。
背景技术
在工业生产和科学研究中，经常遇到微小电阻的测量问题，也经常把电阻率测量当成一种对材料的结构和物质形态变化进行监测的手段。例如，电池的内阻大小是反映它电流输出能力的重要参数，由于电池内阻一般为毫欧级，特别是大容量的动力电池其内阻将是微欧级，对于信号处理精度要求非常严格；电池内阻测试仪是用来测量电池内阻的仪器，按用途可分为专用型和通用型，按原理可分为交流注入法、直流放电法等。常用的基于交流注入法原理制造的电池内阻测试仪一般由交流恒流源、锁相放大单元、交流电圧测量单元、比较与报警电路以及控制及指示（显示）等部分组成；而随着近几年新能源产业的快速发展，对电池的检测效率要求越来越高，这也使得交流内阻测量方法应用越来越广泛，并加上现有交流内阻仪不足之处；电池状态的重要标志之一就是它的内阻，不同类型的电池内阻不同，相同类型的电池，由于内部化学特性的不一致，内阻也不一样。正常情况下，内阻小的电池的大、电流放电能力强，内阻大的电池放电能力弱。无论是电池即将失效、容量不足或是充放电不当，都能从它的内阻变化中体现出来。因此可以通过测量电池内阻，对其工作状态进行评估。目前，电池内阻测试的基本方法是采用交流注入法，使用相敏检测，但是在注入电流较小的情况下，相应会十分微弱，容易被噪声干扰；
中国专利CN218601458U一种电池内阻测试仪校准辅助装置，其特征在于：包括有电池内阻测试仪校准装置、收音麦克风、被检电池内阻测试仪和电脑，所述的电池内阻测试仪校准装置包括有多功能校准源和交流标准阻抗箱，所述的多功能校准源、交流标准阻抗箱和被检电池内阻测试仪均与电脑连接，收音麦克风位于被检电池内阻测试仪的侧面，收音麦克风的输出端连接电脑输入端；解决了本实用新型根据校准规范规定，对电池内阻测试仪的电池内阻预置报警功能和直流电压预置报警功能进行校准；通过将5520A多功能校准源和电池内阻测试仪连接到电脑端，并通过收音麦克风确定被校仪器的报警预置功能（通过报警音确定），并将结果反馈至电脑端，通过电脑软件（5520A配套）记录报警时的标准值，与被校的电池内阻测试仪的预置值相比对，得出校准结果，操作简单，效率高，解决了现有技术人工完成多量程多点测量的问题；
中国专利CN206684201U一种正弦恒流源激励的微电阻内阻测试仪 ,其特征在于具有：进行频率选择的正弦波发生电路；移相电路，该电路的输入端接正弦波产生电路的输出端；正弦交流激励电路，该电路的输入端接移相电路的输出端；待测电路，该电路的输入端接正弦交流激励电路的输出端； 差分放大电路，该电路的输入端接待测电路的输出端；调理电路A，该电路的输入端接差分放大电路的输出端；调理电路B，该电路的输入端接正弦波发生电路的输出端；数据采集与显示电路，该电路的输入端接调理电路A和调理电路B的输出端；解决了采用了正弦波发生电路、正弦交流激励电路、差分放大电路、移相电路、锁相放大电路、调理电路A、调理电路B，正弦波发生电路的频率选择远离工频，避开了工频强电的干扰；将正弦交流激励电路经隔直电容接入被测电阻，然后将内阻响应电压信号送人高阻低噪声运算放大器提取出响应信号并送入调理电路A，本装置选择交流测试激励电流频率选用1kHz，避开了工频信号对测试设备的干扰，采用四探针法接入待测微电阻， 配合高阻AD620的仪用放大器放大，克服了探针引线电阻对测试的影响，采用基于AD630的锁相放大对测量信号进行处理，从噪声信号中分离出待测信号。利用已知信号频率移相后构成的锁相放大电路的参考信号，锁定后的信号在很大程度上克服了内部噪声和外部电磁干扰的影响。
中国专利CN211653095U一种电池内阻测试仪，其特征在于：所述的电池内阻测试仪包括交流放大模块（1）、相敏检测模块Ⅰ（2）、相敏检测模块Ⅱ（3）、滤波器Ⅰ（4）、滤波器Ⅱ（5）、单片机（6）、整形电路模块（7）、基准信号模块（8）；交流放大模块（1）的输出端与相敏检测模块Ⅰ（2）输入端连接，相敏检测模块Ⅰ（2）输出端与滤波器Ⅰ（4）输入端连接，滤波器Ⅰ（4）输出端与单片机（6）输入端连接，基准信号模块（8）的输出端与整形电路模块（7）输入端连接，整形电路模块（7）输出端与相敏检测模块Ⅱ（3）输入端连接，相敏检测模块Ⅱ（3）输出端与滤波器Ⅱ（5）输入端连接，滤波器Ⅱ（5）输出端与单片机（6）输入端连接；解决了采用交流注入法无需放电负载，电流较小，容易做到体积小、省电、便携，使用相敏检测，测量精度高、速度快；能够正确测量、显示外接电池的内阻及其电压大小，能够手动选择量程并且测量需要达到±1％以内的精度要求；可以满足手持设备的要求，可以对其内部可充电电池进行充电操作，并且实时显示当前所处的充电状态；能够自动记忆上次关机或断电操作之前仪器所使用的量程；通过放大器和有源滤波器以减小噪声并准确测得电池两端的响应。
发明内容
本发明的目的在于解决上述技术问题而提供的一种新型的高精度交流阻抗检测设备及其校准算法，并且设计合理、结构简单、抗干扰能力强、测试准确度高。
本发明是通过以下技术方案来实现的：一种高精度交流阻抗检测设备，包括机箱、主控电路板、测试线、调零板，所述机箱内部设置有主控电路板，所述主控电路板通过测试线与所述调零板相连接。
作为进一步地，所述主控电路板采用隔离电源设置，降低模块之间的信号干扰，所述主控电路板由主控MCU模块、FPGA模块、采样模块、激励模块组成，所述主控MCU模块与FPGA模块电性连接，所述主控MCU模块与FPGA模块为主电源供电，所述主电源隔离出两套电源分别给采样模块与激励模块供电，所述FPGA模块通过隔离芯片与所述采样模块、激励模块信号连接，所述测试线分别与所述采样模块、激励模块电性连接。
作为进一步地，所述测试线采用四线制测量，所述测试线包括两条电压测量导线和两条电流激励导线，在机箱内部的电压测量导线与电流激励导线分开走线，在机箱外部电压测量导线与电流激励导线并行走线。
作为进一步地，所述两条电压测量导线在所述机箱内部固定区域布线，形成环路面积S1，所述两条电流激励导线在所机箱内部固定区域布线，环路面积S2。
作为进一步地，所述两条电压测量导线和两条电流激励导线分别与所述机箱内部固定区域布线，形成磁通面积为S1及磁通面积为S2，并且所述两条电压测量导线和两条电流激励导线在机箱外部形成共同磁通面积为S3，S2、S3有电流流过存在磁通变化会对电压测量导线产生感应电压，同时S2还会使机箱的金属外壳产生涡流，涡流又会对S1产生感应电压，S1受到电流激励导线及机箱外部的金属外壳涡流双重影响。
作为进一步地，所述机箱四周外部设有金属外壳。
另一方面，一种高精度交流阻抗检测的校准算法，包括如下步骤：
（1）当主控MCU模块发出测量指令给FPGA模块，FPGA模块接收指令后控制激励模块的DAC产生1KHz正弦波信号，再通过运放电路产生1KHz交变恒流源信号，交变恒流源信号施加到被测调零板上，同时交变恒流源信号的电流也会被激励模块的ADC采样，采样模块的ADC采集被测调零板上的电压变化信号，然后上传给FPGA模块进行DFT计算，最终得出被测调零板上的阻抗传给主控MCU模块；
（2）采样模块与激励模块的ADC采样数据会同步上传给FPGA模块，该同步信号由FPGA模块发出，FPGA模块会同时对两路ADC数据进行DFT计算，并且综合计算结构得出被测调零板上的阻抗；
（3）若激励模块的DAC产生1KHz正弦波信号为I = k1 * sin(t + θ)，k1为电流幅值，θ为电流相位，交变的磁场与电流同相位，而感应电压的相位则超前磁场90°，则S1受到S2的感应电压为：V1’ = k2 * sin(t + θ + 90°)。
作为进一步地，根据步骤（3）中的S2对机箱外部的金属外壳内部产生涡流磁场为90°，而该涡流磁场对S1产生的感应电压为180°，则S1受到的涡流影响产生感应电压为：V1’’ = k3 * sin(t + θ + 90° + 90°) = k3 * sin(t + θ + 180°)，最终S1受到总感应电压为：V1 = V1’ + V1’’ = k2 * sin(t + θ + 90°) + k3 * sin(t + θ + 180°) = k2* cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)；S3受到的感应电压为：V2 = k4 * sin(t + θ + 90°)= k4 * cos(t + θ)，并且最终得出电压采样线受到的感应电压总和为：V = V1 + V2 = k2* cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) + k4 * cos(t + θ) = (k2 + k4) * cos(t + θ) -k3 * sin(t + θ)。
作为进一步地，当S3的两条电压测量导线和两条电流激励导线延伸在机箱外部的金属外壳时，则机箱内部的S1与S2未变化，则S1受到的感应电压不变为：V1 = k2 * cos(t+ θ) - k3 * sin(t + θ)，S3受到的感应电压变为：V3 = k5 * cos(t + θ)，则最终电压采样线受到的感应电压总和为：V’ = V1 + V3 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) +k5 * cos(t + θ) = (k2 + k5) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)。
作为进一步地，将对机箱外部的金属外壳外部的电压采样线受到的感应电压总和为V’减去对机箱内部的电压采样线受到的感应电压总和为V，得出△V = V’ - V = (k2 +k5) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) - (k2 + k4) * cos(t + θ) + k3 * sin(t + θ)= (k5 - k4) * cos(t + θ)，则相减后就滤除了涡流影响只有电流线感应电压影响，并且通过三角函数变换可得：△V =(K5 - K4) * [cos(t) * cos(θ) - sin(t) * sin(θ)] =(K5 - K4) * cos(θ) * cos(t) - (K5 - K4) * sin(θ) * sin(t)，通过DFT计算可以得到(K5 - K4) * cos(θ)及 (K5 - K4) * sin(θ)，由于△V只受到电流线感应电压影响，可计算出电流线感应电压的相位：θ1 = arctan(- (K5 - K4) * sin(θ) / (K5 - K4) * cos(θ))，由于机箱外部的金属外壳涡流感应电压超前电流线感应电压90°，则机箱外部的金属外壳涡流感应电压相位：θ2 = θ1 + 90°，V的值包含电流线感应电压和机箱外部的金属外壳涡流感应电压，V =(k2 + k4) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)三角函数变换得到V =(k2 + k4) *[cos(t) * cos(θ) - sin(t) * sin(θ)] - k3 * [sin(t) * cos(θ) + sin(θ) * cos(t)] = [(k2 + k4) * cos(θ) - k3 * sin(θ)] * cos(t) - [(k2 + k4) *sin(θ) + k3 * cos(θ)] * sin(t)，通过对V进行DFT计算，即可得到 [(k2 + k4) * cos(θ) - k3 * sin(θ)]及[(k2 + k4) * sin(θ) + k3 * cos(θ)]，则V的幅值为Q=，该幅值只有电流线感应电压和机壳涡流感应电压两种电压值，这两种电压值相位分别为θ1与θ2，其中θ2 = θ1 + 90°也就是这两种电压值是正交关系，即可求出涡流感应电压值V4 = Q *sin(θ1) ，V4在测试过程中始终不变，是一个常量。
本发明的有益效果在于：
（1）设计合理，结构简单、抗干扰能力强、测试准确度高；
（2）主控电路板采用隔离电源设置，降低模块之间的信号干扰，采用FPGA与采样模块、激励模块组成，有效降低外界干扰提高测试精度，并且提供更多数据支持，满足用户多样化测试需求；
（3）通过DFT算法可以得到电阻、电压、复阻抗、电抗及相位五种类型值，为测量分析提供多维度数据支持，采用精巧的校准算法有效滤除磁场产生的感应电压干扰，可推广应用到电池阻抗分析及高精密毫欧电阻测量领域。
【附图说明】
图1为本发明高精度交流阻抗检测设备结构示意图；
图2为本发明高精度交流阻抗检测设备原理图；
图3为本发明1KHz正弦信号产生电路图；
图4为本发明1KHz正弦波恒流源产生电路图；
附图标记：1、机箱；2、主控电路板；21、主控MCU模块；22、FPGA模块；23、采样模块；24、激励模块；3、测试线；31、电压测量导线；32、电流激励导线；4、调零板。
【具体实施方式】
下面结合附图及具体实施方式对本发明做进一步描述：
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请技术领域的技术人员通常理解的含义相同；本文中在申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请；本申请的说明书和权利要求书及上述附图说明中的术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。本申请的说明书和权利要求书或上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。
在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
为实现上述目的，实施例中参考图1所示，一种高精度交流阻抗检测设备，包括机箱1、主控电路板2、测试线3、调零板4，所述机箱1内部设置有主控电路板2，所述主控电路板2通过测试线3与所述调零板4相连接。
本实施例地，所述主控电路板2采用隔离电源设置，降低模块之间的信号干扰，所述主控电路板2由主控MCU模块21、FPGA模块22、采样模块23、激励模块24组成，所述主控MCU模块21与FPGA模块22电性连接，所述主控MCU模块21与FPGA模块22为主电源供电，所述主电源隔离出两套电源分别给采样模块23与激励模块24供电，所述FPGA模块22通过隔离芯片与所述采样模块23、激励模块24信号连接，所述测试线3分别与所述采样模块23、激励模块24电性连接。
本实施例地，所述主控MCU模块21：发送测量指令、数据上传及测量显示；所述FPGA模块22：1KHz正弦波信号生成、同步信号生成、测量信号采样、数据DFT计算及FIR滤波处理；所述激励模块24：产生1KHz正弦波交流恒流源；所述采样模块23：采样被测物电压信号。
本实施例地，所述测试线3采用四线制测量，所述测试线3包括两条电压测量导线31和两条电流激励导线32，在机箱1内部的电压测量导线31与电流激励导线32分开走线，在机箱1外部的电压测量导线31与电流激励导线32并行走线。
作为优选地，所述两条电压测量导线31在所述机箱1内部固定区域布线，形成环路面积S1，所述两条电流激励导线32在所机箱1内部固定区域布线，环路面积S2。
作为优选地，所述两条电压测量导线31和两条电流激励导线32分别与所述机箱1内部固定区域布线，形成磁通面积为S1及磁通面积为S2，并且所述两条电压测量导线31和两条电流激励导线32延伸在机箱1外部形成共同磁通面积为S3，S2、S3有电流流过存在磁通变化会对电压测量导线产生感应电压，同时S2还会使机箱1的金属外壳产生涡流，涡流又会对S1产生感应电压，S1受到电流激励导线及机箱1外部的金属外壳涡流双重影响。
作为优选地，所述机箱1四周外部设有金属外壳。
本实施例地，所述激励模块24由DAC + ADC电路构成，DAC产生1KHz正弦波信号然后生成1KHz正弦波电流激励信号，ADC可以实时检测电流信号，所述采样模块23由两个ADC电路构成，一个负责采样直流电压信号，一个负责交流电压信号。
本实施例地，本发明专利的高精度交流阻抗检测设备采用的是交流方法测试阻抗，通过施加一个正弦电流信号给被测物，然后获取被测物的电压变化信号，由于被测物的电压变化信号频率与施加的电流信号相同，就可以通过DFT计算提取与电流频率一致信号的幅值和相位，从而就能得到需要测量的阻抗值。
在测量电池内阻时，由于所测量的内阻通常特别小，通常在毫欧级别，而施加给电池的电流又不能太大通常在百毫安级别。这样能采集到的电压信号非常小通常在毫伏级别，这么小的信号很容易受到噪声干扰。噪声源除了外界随机噪声、电网工频噪声还有常常被忽视的磁场产生的感应电压。感应电压来源两部分，其一是激励电流产生的感应电压，其二是机箱1的金属机壳涡流产生的感应电压。激励电流产生的感应电压是随着电流增大而增大，在大容量动力电池或者1毫欧内的电阻施加的电流通常大于100毫安，此时感应电压对测试影响很大。高精度交流阻抗检测设备一般采用金属外壳，除了可以保护设备还可以屏蔽外界干扰，但金属在电流作用下会产生涡流，而涡流又会产生磁场，该磁场同样会让电压采样线感应出电压。虽然机箱1的金属机壳涡流产生的感应电压非常微弱，但同样会影响测量精度。
外界随机噪声、电网工频噪声的频率与信号频率差异较大，可以通过锁相放大或DFT有效滤除，而激励电流产生的感应电压及机箱1的金属机壳涡流产生的感应电压的频率与信号频率一致很难通过传统方法滤除。
激励电流产生的感应电压一部分在设备内部，一部分在机箱1外部，机箱1内部的感应电压大小不变，而在机箱1外部的会随着测试线红黑表笔围成的面积变化而变化。机箱1的金属机壳涡流产生的感应电压在机箱内部，它的幅值不变。传统校准方法只能滤除激励电流产生的感应电压，而无法滤除机壳涡流产生的感应电压，高精度交流阻抗检测设备将设计出一种高精度交流阻抗检测的校准算法可以很好的滤除这两种感应电压，极大的提高设备测量精度。
本实施例中参考图2所示，一种高精度交流阻抗检测的校准算法，包括如下步骤：
（1）当主控MCU模块21发出测量指令给FPGA模块22，FPGA模块22接收指令后控制激励模块24的DAC产生1KHz正弦波信号，再通过运放电路产生1KHz交变恒流源信号，交变恒流源信号施加到被测调零板4上，同时交变恒流源信号的电流也会被激励模块24的ADC采样，采样模块23的ADC采集被测调零板4上的电压变化信号，然后上传给FPGA模块22进行DFT计算，最终得出被测调零板4上的阻抗传给主控MCU模块21；
（2）采样模块23与激励模块24的ADC采样数据会同步上传给FPGA模块22，该同步信号由FPGA模块22发出，FPGA模块22会同时对两路ADC数据进行DFT计算，并且综合计算结构得出被测调零板4上的阻抗；
（3）若激励模块24的DAC产生1KHz正弦波信号为I = k1 * sin(t + θ)，k1为电流幅值，θ为电流相位，交变的磁场与电流同相位，而感应电压的相位则超前磁场90°，则S1受到S2的感应电压为：V1’ = k2 * sin(t + θ + 90°)。
本实施例地，由于1KHz正弦波信号是FPGA模块22控制DAC生成，在FPGA模块22精准时序控制下正弦波的频率误差能降至±0.02Hz，增强了信号稳定性；传统内阻仪只能测量电阻及电压值，而本高精度交流阻抗检测设备通过DFT算法可以得到电阻、电压、复阻抗、电抗及相位五种类型值，提供了更多数据支持，满足用户多样化测试需求；DFT算法对采样数据的频率要求非常高，微小的频率差异就会造成频率泄漏或重叠，影响测量精度。而本高精度交流阻抗检测设备的激励正弦波电流频率误差可以低至±0.02Hz，同时激励模块24的电流采集、电流产生及采样模块电压采集都是由FPGA模块22同步控制，这样数据的频率一致非常高，从而提高了测量精度。此外FPGA模块22中还加入了FIR带通滤波器，只提取1KHz频率下的信号，去除空间50Hz/60Hz低频电网噪声及开关电源高频噪声，进一步提高测量精度。参考图3：DAC（DAC904）接收到FPGA的控制信号，会在IOUT_P与IOUT_N产生两路互补正弦波电流信号。R510及R517会把两路互补电流信号转换为正弦波电压信号，最后由INA189进行单端放大输出，产生幅度较大的正弦波电压信号。参考图4：该电路为电压推完电路，可以输出大电流。DDS_IN为1KHz正弦波电压信号输入端，经过三极管放大输出1KHz正弦波电流信号。
本实施例地，当测试线3接调零板4 A点处，调零板4上被测物值的阻值为0，这样只需考虑磁场的感应电压影响，根据步骤（3）中的S2对机箱1外部的金属外壳内部产生涡流磁场为90°，而该涡流磁场对S1产生的感应电压为180°，则S1受到的涡流影响产生感应电压为：V1’’ = k3 * sin(t + θ + 90° + 90°) = k3 * sin(t + θ + 180°)，最终S1受到总感应电压为：V1 = V1’ + V1’’ = k2 * sin(t + θ + 90°) + k3 * sin(t + θ + 180°) =k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)；S3受到的感应电压为：V2 = k4 * sin(t + θ +90°) = k4 * cos(t + θ)，并且最终得出电压采样线受到的感应电压总和为：V = V1 + V2= k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) + k4 * cos(t + θ) = (k2 + k4) * cos(t +θ) - k3 * sin(t + θ)。
本实施例地，当把测试线3接到调零板4 B点处，测试线3变化的只有S3区域，两条电压测量导线31和两条电流激励导线32在机箱1外部形成共同磁通面积为S3时，则机箱1内部的S1与S2未变化，则S1受到的感应电压不变为：V1 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t +θ)，S3受到的感应电压变为：V3 = k5 * cos(t + θ)，则最终电压采样线受到的感应电压总和为：V’ = V1 + V3 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) + k5 * cos(t + θ) = (k2+ k5) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)。
本实施例地，当把测试线3接到调零板4 B点处时，对机箱1外部的金属外壳外部的电压采样线受到的感应电压总和为V’减去测试线3接调零板4 A点处时，对机箱外1部的金属外壳内部的电压采样线受到的感应电压总和为V，得出△V = V’ - V = (k2 + k5) *cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) - (k2 + k4) * cos(t + θ) + k3 * sin(t + θ) = (k5- k4) * cos(t + θ)，则相减后就滤除了涡流影响只有电流线感应电压影响，并且通过三角函数变换可得：△V =(K5 - K4) * [cos(t) * cos(θ) - sin(t) * sin(θ)] = (K5 -K4) * cos(θ) * cos(t) - (K5 - K4) * sin(θ) * sin(t)，通过DFT计算可以得到(K5 -K4) * cos(θ)及 (K5 - K4) * sin(θ)，由于△V只受到电流线感应电压影响，可计算出电流线感应电压的相位：θ1 = arc tan(- (K5 - K4) * sin(θ) / (K5 - K4) * cos(θ))，由于机箱1外部的金属外壳涡流感应电压超前电流线感应电压90°，则机箱1外部的金属外壳涡流感应电压相位：θ2 = θ1 + 90°，V的值包含电流线感应电压和机箱1外部的金属外壳涡流感应电压，V =(k2 + k4) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)三角函数变换得到V = (k2+ k4) *[cos(t) * cos(θ) - sin(t) * sin(θ)] - k3 * [sin(t) * cos(θ) + sin(θ) *cos(t)] = [(k2 + k4) * cos(θ) - k3 * sin(θ)] * cos(t) - [(k2 + k4) * sin(θ) +k3 * cos(θ)] * sin(t)，通过对V进行DFT计算，即可得到 [(k2 + k4) * cos(θ) - k3 *sin(θ)]及[(k2 + k4) * sin(θ) + k3 * cos(θ)]，则V的幅值为Q=，该幅值只有电流线感应电压和机箱1的金属外壳涡流感应电压两种电压值，这两种电压值相位分别为θ1与θ2，其中θ2 = θ1 + 90°也就是这两种电压值是正交关系，即可求出涡流感应电压值V4 = Q * sin(θ1) ，V4在测试过程中始终不变，是一个常量，通过上述算法可以得出激励电流产生的感应电压相位及涡流感应电压值。激励电流产生的感应电压相位超前测量内阻信号90°，这样对测量信号进行DFT计算就能滤除。涡流感应电压值恒定不变，从测量信号减去它就可以滤除其干扰。
根据上述说明书的揭示和教导，本发明所属领域的技术人员还可以对上述实施方式进行适当的变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体实施方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (10)

1.一种高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：包括机箱、主控电路板、测试线、调零板，所述机箱内部设置有主控电路板，所述主控电路板通过测试线与所述调零板相连接。
2.根据权利要求1所述的高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：所述主控电路板采用隔离电源设置，降低模块之间的信号干扰，所述主控电路板由主控MCU模块、FPGA模块、采样模块、激励模块组成，所述主控MCU模块与FPGA模块电性连接，所述主控MCU模块与FPGA模块为主电源供电，所述主电源隔离出两套电源分别给采样模块与激励模块供电，所述FPGA模块通过隔离芯片与所述采样模块、激励模块信号连接，所述测试线分别与所述采样模块、激励模块电性连接。
3.根据权利要求2所述的高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：所述测试线采用四线制测量，所述测试线包括两条电压测量导线和两条电流激励导线，在机箱内部电压测量导线与电流激励导线分开走线，在机箱外部电压测量导线与电流激励导线并行走线。
4.根据权利要求3所述的高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：所述两条电压测量导线在所述机箱内部固定区域布线，形成环路面积S1，所述两条电流激励导线在所机箱内部固定区域布线，环路面积S2。
5.根据权利要求4所述的高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：所述两条电压测量导线和两条电流激励导线分别与所述机箱内部固定区域布线，形成磁通面积为S1及磁通面积为S2，并且所述两条电压测量导线和两条电流激励导线在机箱外部形成共同磁通面积为S3，S2、S3有电流流过存在磁通变化会对电压测量导线产生感应电压，同时S2还会使机箱的金属外壳产生涡流，涡流又会对S1产生感应电压，S1受到电流激励导线及机箱外部的金属外壳涡流双重影响。
6.根据权利要求1所述的高精度交流阻抗检测设备，其特征在于：所述机箱四周外部设有金属外壳。
7.一种高精度交流阻抗检测的校准算法，其特征在于，包括如下步骤：
（1）当主控MCU模块发出测量指令给FPGA模块，FPGA模块接收指令后控制激励模块的DAC产生1KHz正弦波信号，再通过运放电路产生1KHz交变恒流源信号，交变恒流源信号施加到被测调零板上，同时交变恒流源信号的电流也会被激励模块的ADC采样，采样模块的ADC采集被测调零板上的电压变化信号，然后上传给FPGA模块进行DFT计算，最终得出被测调零板上的阻抗传给主控MCU模块；
（2）采样模块与激励模块的ADC采样数据会同步上传给FPGA模块，该同步信号由FPGA模块发出，FPGA模块会同时对两路ADC数据进行DFT计算，并且综合计算结构得出被测调零板上的阻抗；
（3）若激励模块的DAC产生1KHz正弦波信号为I = k1 * sin(t + θ)，k1为电流幅值，θ为电流相位，交变的磁场与电流同相位，而感应电压的相位则超前磁场90°，则S1受到S2的感应电压为：V1’ = k2 * sin(t + θ + 90°)。
8.根据权利要求6所述的高精度交流阻抗检测的校准算法，其特征在于：根据步骤（3）中的S2对机箱内部产生涡流磁场为90°，而该涡流磁场对S1产生的感应电压超前磁场90°，则S1受到的涡流影响产生感应电压为：V1’’ = k3 * sin(t + θ + 90° + 90°) = k3 *sin(t + θ + 180°)，最终S1受到总感应电压为：V1 = V1’ + V1’’ = k2 * sin(t + θ +90°) + k3 * sin(t + θ + 180°) = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)；S3受到的感应电压为：V2 = k4 * sin(t + θ + 90°) = k4 * cos(t + θ)，并且最终得出电压采样线受到的感应电压总和为：V = V1 + V2 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) + k4 *cos(t + θ) = (k2 + k4) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)。
9.根据权利要求7所述的高精度交流阻抗检测的校准算法，其特征在于：当S3的两条电压测量导线和两条电流激励导线延伸在机箱外部的金属外壳时，则机箱内部的S1与S2未变化，则S1受到的感应电压不变为：V1 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)，S3受到的感应电压变为：V3 = k5 * cos(t + θ)，则最终电压采样线受到的感应电压总和为：V’ = V1+ V3 = k2 * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) + k5 * cos(t + θ) = (k2 + k5) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)。
10.根据权利要求7或8所述的高精度交流阻抗检测的校准算法，其特征在于：将对机箱外部的金属外壳外部的电压采样线受到的感应电压总和为V’减去对机箱内部的电压采样线受到的感应电压总和为V，得出△V = V’ - V = (k2 + k5) * cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ) - (k2 + k4) * cos(t + θ) + k3 * sin(t + θ) = (k5 - k4) * cos(t + θ)，则相减后就滤除了涡流影响只有电流线感应电压影响，并且通过三角函数变换可得：△V =(K5 - K4) * [cos(t) * cos(θ) - sin(t) * sin(θ)] = (K5 - K4) * cos(θ) * cos(t)- (K5 - K4) * sin(θ) * sin(t)，通过DFT计算可以得到(K5 - K4) * cos(θ)及 (K5 -K4) * sin(θ)，由于△V只受到电流线感应电压影响，可计算出电流线感应电压的相位：θ1= arctan(- (K5 - K4) * sin(θ) / (K5 - K4) * cos(θ))，由于机箱外部的金属外壳涡流感应电压超前电流线感应电压90°，则机箱外部的金属外壳涡流感应电压相位：θ2 = θ1+ 90°，V的值包含电流线感应电压和机箱外部的金属外壳涡流感应电压，V =(k2 + k4) *cos(t + θ) - k3 * sin(t + θ)三角函数变换得到V = (k2 + k4) *[cos(t) * cos(θ) -sin(t) * sin(θ)] - k3 * [sin(t) * cos(θ) + sin(θ) * cos(t)] = [(k2 + k4) *cos(θ) - k3 * sin(θ)] * cos(t) - [(k2 + k4) * sin(θ) + k3 * cos(θ)] * sin(t)，通过对V进行DFT计算，即可得到 [(k2 + k4) * cos(θ) - k3 * sin(θ)]及[(k2 + k4) *sin(θ) + k3 * cos(θ)]，则V的幅值为Q=，该幅值只有电流线感应电压和机壳涡流感应电压两种电压值，这两种电压值相位分别为θ1与θ2，其中θ2 = θ1 + 90°也就是这两种电压值是正交关系，即可求出涡流感应电压值V4 = Q *sin(θ1) ，V4在测试过程中始终不变，是一个常量。
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