CN116068259B - 高精度零电流检测电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种高精度零电流检测电路及方法。其包括驱动电路以及自动调零比较器，开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持；整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，对电压比较器COMP1进行电压比较时生成的节点电压第一比较状态值，配置失调电压抵消电路利用所采样的失调电压对所述节点电压第一比较状态值处理，以得到抵消电压比较器COMP1失调电压的节点电压第二比较状态值，并将所述节点电压第二比较状态值输出。本发明能有效近似消除失因调电压引起的失调电流以及由延时所引起的延时误差电流，提高零电流检测的可靠性与精度。

Description

高精度零电流检测电路及方法
技术领域
本发明涉及一种检测电路及方法，尤其是一种高精度零电流检测电路及方法。
背景技术
在同步直流转直流(DC-DC)电路中，为了提高轻载效率，当同步整流管的电流降低到零时，必须将同步整流管及时关断，否则，对于降压型DC-DC电路，将有电流从输出流到地；对于升压型DC-DC电路，将有电流从输出流到输入电源，也即，对于降压型DC-DC电路以及升压型DC-DC电路，均会造成效率的降低。
在流过同步整流管的电流较大时，不能立即将所述同步整流管关断，否则，同步整流管关断后，电流将会从同步整流管的体二极管通过，此时，在同步整流二极管的压降将达到0.7V左右，同样会造成轻载效率的降低。因此，最理想的情况下为：流过同步整流管的电流降为0时，将同步整流管关断。
以直流降压型DC-DC电路的零电流检测为例，传统的电路如图1所示。图1中，在大电流DC-DC电路的零电流检测时，为了保证高效率，同步整流管(FET_LSD)的导通电阻一般很小。但由于图1中比较器U1会存在工艺是被导致的微小失调VOS，在所述微小失调VOS下也会导致较大电流偏差，具体则有：
VOS＝ΔI1rds
其中，rds为同步整流管的导通电阻，ΔI1即为失调误差电流。
由上述表达式可知，当微小失调VOS为5mV且导通电阻rds为10毫欧姆，时，那么，造成的失调误差电流ΔI1为500mA。
另外，比较器U1和驱动电路(图1中的DRIVER)的延时也会造成电流的偏差，如检测到了电流为零，但是由于比较器U1和驱动电路的延时，当同步功率管被关断时，电感电流又下降了一定值。假定驱动电路和比较器的延时为t，那么，由于延时造成的误差为：
其中，V0为输出的电压，L为电感的感值，ΔI2为延时误差电流。
由上述延时误差的表达式可知，当输出电压V0不同，延时误差电流ΔI2也将随之变化。传统电路无法克服ΔI2随输出电压V0变化而变化。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高精度零电流检测电路及方法，其能有效近似消除失因调电压引起的失调电流以及由延时所引起的延时误差电流，提高零电流检测的可靠性与精度。
按照本发明提供的技术方案，所述高精度零电流检测电路，包括：
驱动电路，产生用于驱动同步整流管FET_LSD开关状态的整流管驱动控制信号GT_LSD以及用于驱动控制开关管FET_HSD开关状态的开关管驱动控制信号GT_HSD，其中，整流管驱动控制信号GT_LSD与开关驱动控制信号GT_HSD相位互补；
自动调零比较器，在零电流检测时，用于对节点A的电压、节点B的电压进行比较，包括用于电压比较的电压比较器COMP1以及用于消除所述电压比较器COMP1失调电压的失调电压抵消电路，其中，
电压比较器COMP1通过失调电压抵消电路与驱动电路的输入端连接，且失调电压抵消电路接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD；
基于开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持，并经所述失调电压抵消电路输出低电平信号；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，对电压比较器COMP1进行电压比较时生成的节点电压第一比较状态值，配置失调电压抵消电路利用所采样的失调电压对所述节点电压第一比较状态值处理，以得到抵消电压比较器COMP1失调电压的节点电压第二比较状态值，并将所述节点电压第二比较状态值输出。
所述失调电压抵消电路包括采样保持器、电压比较器COMP2、输出连接电路以及用于配置所在失调电压抵消电路工作状态的开关单元组，其中，
电压比较器COMP1的差分输出端与采样保持器的差分输入端连接，采样保持器的差分输出端与电压比较器COMP2的差分输入端连接，电压比较器COMP2的输出端与输出连接电路连接，且通过输出连接电路接收开关管驱动控制信号GT_HSD；
基于开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置开关单元组，以使得电压比较器COMP1的差分输入端接地，电压比较器COMP2的差分输入端接偏置电压VB；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，配置开关单元组，以利用电压比较器COMP1进行零电流检测时所需的电压比较，并依次通过采样保持器、电压比较器COMP2以及输出连接电路输出所述节点电压第二比较状态值。
所述开关单元组包括开关SA1、开关SA2、开关SB1、开关SB2、开关SB3以及开关SB4，其中，
开关SA1的第一端连接节点B，开关SA1的第二端与开关SB1的第一端以及电压比较器COMP1的同相端连接，开关SB1的第二端、开关SB2的第一端均接地，开关SB2的第二端与开关SA2的第一端以及电压比较器COMP1的反相端，开关SA2的第二端连接节点A；
开关SB3的第一端与采样保持器的第一输出端OUT1以及电压比较器COMP2的反相输入端连接，开关SB3的第二端以及开关SB4的第一端连接偏置电压VB，开关SB4的第二端与采样保持器的第二输出端OUT2以及电压比较器COMP2的同相端连接。
基于高电平的开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时时，所述输出连接电路包括与门AND以及反相器INV，其中，
通过反相器INV的输入端接收开关管驱动控制信号GT_HSD，反相器INV的输出端连接与门AND的一输入端，电压比较器COMP2的输出端连接与门AND的另一输入端，与门AND的输出端与驱动电路适配连接。
还包括用于消除延时误差的延时误差电流消除电路，其中，
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，且配置自动调零比较器对节点A与节点B进行电压比较；
对节点A与节点B进行电压比较时，利用延时误差电流消除电路向节点B加载基于延时时间以及输出电压的整流管关断补偿电流，基于所加载的整流管关断补偿电流，使得节点A的电压与节点B的电压相等时，驱动电路控制整流管驱动控制信号GT_LSD关断同步整流管FET_LSD。
电压比较器COMP1的反相端与电阻R1的一端以及电流源IB1的输出端相互连接，以形成节点A，其中，电阻R1的另一端接地；
电压比较器COMP1的同相端与电阻R2的一端、电流源IB2的输出端以及延时误差电流消除电路适配连接，以形成节点B，其中，电流源IB2的电源端以及电流源IB1的电源端均与电压VDD连接，电阻R2的另一端与同步整流管FET_LSD的漏极端、控制开关管FET_HSD的源极端以及电感L的一端相互连接，以形成节点SW；
同步整流管FET_LSD的源极端接地，控制开关管FET_HSD的漏极端与电压VIN连接，同步整流管FET_LSD的栅极端接收驱动电路所输出的整流管驱动控制信号GT_LSD，控制开关管FET_HSD的栅极端接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD，通过电感L的另一端得到输出电压Vo。
所述延时误差电流消除电路包括与节点SW连接的节点电压采样-电流转换电路以及与所述节点电压采样-电流转化电路适配连接的电流镜，其中，
通过电流镜与节点B适配连接；
通过节点电压采样-电流转换电路将节点SW的电压转换为基于延时时间的补偿基准电流，所述补偿基准电流经电流镜形成整流管关断补偿电流，并加载至节点B。
所述节点电压采样-电流转换电路包括运算放大器AMP，其中，
运算放大器AMP的同相端与电阻R4的一端、电容C1的一端以及电阻R3的一端相互连接，以形成节点C；
电阻R3的另一端与节点SW连接，运算放大器AMP的反相端与NMOS管MN1的源极端以及电阻R5的一端连接，NMOS管MN1的栅极端与运算放大器AMP的输出端连接，NMOS管MN1的漏极端与电流镜适配连接；
电容C1的另一端、电阻R4的另一端以及电阻R5的另一端接地；
当电流源IB1所输出的电流与电流源IB2所输出的电流相等，且节点A的电压与节点B的电压相等时，则有：
其中，R2为电阻R2的阻值，R3为电阻R3的阻值，R4为电阻R4的阻值，t为驱动电路以及自动调零比较器的延时时间，rds为同步整流管FET_LSD的导通电阻，L为电感L的阻抗。
对电流镜，包括NMOS管MN2以及NMOS管MN3，其中，
NMOS管MN2的栅极端与NMOS管MN2的源极端、NMOS管MN1的漏极端以及NMOS管MN3的栅极端连接，NMOS管MN3的源极端与节点B连接，NMOS管MN3的漏极端以及NMOS管MN2的漏极端均与电压VDD连接。
一种高精度零电流检测方法，对降压型DC-DC电路，利用上述所述的零电流检测电路进行零电流检测。
本发明的优点：通过自动调零比较器能消除由电压比较器COMP1的失调电压引起的失调误差电流，利用延时误差电流消除电路消除延时时间引起的延时误差电流，提高零电流检测的可靠性与精度。
附图说明
图1为现有零电流检测电路的一种实施例。
图2为本发明零电流检测的一种实施例。
图3为本发明自动调零比较器在开关管驱动控制信号GT_HSD为高电平时的工作状态示意图。
图4为本发明自动调零比较器在整流管驱动控制信号GT_LSD为高平状态时的工作状态示意图。
具体实施方式
下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。
为了能有效近似消除失因调电压引起的失调电流，提高零电流检测的可靠性与精度，对高精度零电流检测电路，本发明的一种实施例中，包括：
驱动电路，产生用于驱动同步整流管FET_LSD开关状态的整流管驱动控制信号GT_LSD以及用于驱动控制开关管FET_HSD开关状态的开关管驱动控制信号GT_HSD，其中，整流管驱动控制信号GT_LSD与开关驱动控制信号GT_HSD相位互补；
自动调零比较器，在零电流检测时，用于对节点A的电压、节点B的电压进行比较，包括用于电压比较的电压比较器COMP1以及用于消除所述电压比较器COMP1失调电压的失调电压抵消电路，其中，
电压比较器COMP1通过失调电压抵消电路与驱动电路的输入端连接，且失调电压抵消电路接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD；
基于开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持，并经所述失调电压抵消电路输出低电平信号；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，对电压比较器COMP1进行电压比较时生成的节点电压第一比较状态值，配置失调电压抵消电路利用所采样的失调电压对所述节点电压第一比较状态值处理，以得到抵消电压比较器COMP1失调电压的节点电压第二比较状态值，并将所述节点电压第二比较状态值输出。
具体地，驱动电路主要用于产生整流管驱动控制信号GT_LSD以及开关管驱动控制信号GT_HSD，利用整流管驱动控制信号GT_LSD、开关管驱动控制信号GT_HSD分别驱动同步整流管FET_LSD、控制开关管FET_HSD相应的开关状态，所述的开关状态具体是指处于导通状态或处于关断状态，驱动电路可采用现有常用的形式，具体以能满足产生所需的整流管驱动控制信号GT_LSD以及开关管驱动控制信号GT_HSD为准。
图1和图2中示出了同步整流管FET_LSD以及控制开关管FET_HSD的一种实施例示意图，其中，同步整流管FET_LSD以及控制开关管FET_HSD均采用NMOS管形式，当然，同步整流管FET_LSD以及控制开关管FET_HSD还可以采用其他的实施形式，具体以能满足实际的应用场景要求为准。整流管驱动控制信号GT_LSD与开关驱动控制信号GT_HSD相位互补，具体是指同步整流管FET_LSD、控制开关管FET_HSD不会同时导通，也即当同步整流管FET_LSD处于导通状态时，控制开关管FET_HSD会处于关断状态，同理，当控制开关管FET_HSD处于导通状态时，同步整流管FET_LSD处于关断状态。
由上述说明可知，在进行零电流检测时，需要对节点A与节点B的电压比较，图1中，利用电压比较器U1实现电压比较，但由于电压比较器U1会存在失调电压，导致轻载效率的降低。本发明的一种实施例中，利用自动调零比较器实现电压检测，如图2所示，图2中，AUTO_ZERO COMP即为自动调零比较器，利用自动调零比较器，主要用于抵消/消除上述提到由失调电压引起的失调电流。
为了能实现零电流检测时的电压比较以及失调电压的消除，本发明的一种实施例中，自动调零比较器至少包括一电压比较器以及失调电压抵消电路，其中，电压比较器COMP1可用于对节点A与节点B相应的电压比较，失调电压抵消电路，用于抵消由电压比较器COMP1产生的失调电压。由1图和图2图示，电压比较器COMP1与失调电压抵消电路适配电连接，并通过失调电压抵消电路与驱动电路的输入端连接，图2中，整个自动调零比较器还需要接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD，具体地，开关管驱动控制信号GT_HSD需加载至失调电压抵消电路。
对上述提到的节点A、节点B等，图2中示出了一种实施例，具体地，电压比较器COMP1的反相端与电阻R1的一端以及电流源IB1的输出端相互连接，以形成节点A，其中，电阻R1的另一端接地；
电压比较器COMP1的同相端与电阻R2的一端、电流源IB2的输出端以及延时误差电流消除电路适配连接，以形成节点B，其中，电流源IB2的电源端以及电流源IB1的电源端均与电压VDD连接，电阻R2的另一端与同步整流管FET_LSD的漏极端、控制开关管FET_HSD的源极端以及电感L的一端相互连接，以形成节点SW；
同步整流管FET_LSD的源极端接地，控制开关管FET_HSD的漏极端与电压VIN连接，同步整流管FET_LSD的栅极端接收驱动电路所输出的整流管驱动控制信号GT_LSD，控制开关管FET_HSD的栅极端接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD，通过电感L的另一端得到输出电压Vo。
图2中，Ro为负载。对驱动电路，除与自动调零比较器适配连接外，还与外部的逻辑控制电路连接，即初始状态下，驱动电路所输出整流管驱动控制信号GT_LSD、开关管驱动控制信号GT_HSD相应的电平状态由逻辑控制电路控制，与自动调零比较器无关，具体与现有相一致。
当通过开关管驱动控制信号GT_HSD使得控制开关管FET_HSD导通时，则电压VIN通过控制开关管FET_HSD对电感L充电，流过电感L的电流IL电流逐渐增加。当通过整流管驱动控制信号GT_LS使得同步整流管FET_LSD导通时，电流从GND经同步整流管FET_LSD流向节点SW，在通过电感L得到输出电压Vo。
由上述说明书可知，控制开关管FET_HSD采用NMOS管时，则开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，此时，自动调零比较器输出低电平的信号。因此，控制开关管FET_HSD处于导通时，除了对电感L充电外，失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持，且经失调电压抵消电路输出低电平的信号，基于所述低电平的信号，驱动电路输出的开关管驱动控制信号GT_HSD保持为高电平状态。
下面对利用失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压采样与保持，且输出低电平状态的信号的过程进行具体说明。
本发明的一种实施例中，所述失调电压抵消电路包括采样保持器、电压比较器COMP2、输出连接电路以及用于配置所在失调电压抵消电路工作状态的开关单元组，其中，
电压比较器COMP1的差分输出端与采样保持器的差分输入端连接，采样保持器的差分输出端与电压比较器COMP2的差分输入端连接，电压比较器COMP2的输出端与输出连接电路连接，且通过输出连接电路接收开关管驱动控制信号GT_HSD；
开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置开关单元组，以使得电压比较器COMP1的差分输入端接地，电压比较器COMP2的差分输入端接偏置电压VB；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，配置开关单元组，以利用电压比较器COMP1进行零电流检测时所需的电压比较，并依次通过采样保持器、电压比较器COMP2以及输出连接电路输出所述节点电压第二比较状态值。
图3和图4中，示出了失调电压抵消电路的一种实施例，图中的Sample&Hold即为采样保持器。具体实施时，根据开关管驱动控制信号GT_HSD的电平状态，配置开关单元组，以能实现失调电压的采样保持，或者，实现利用电压比较器COMP1进行节点A、节点B相应电压的比较，并经电压比较器COMP2输出。
本发明的一种实施例中，所述开关单元组包括开关SA1、开关SA2、开关SB1、开关SB2、开关SB3以及开关SB4，其中，
开关SA1的第一端连接节点B，开关SA1的第二端与开关SB1的第一端以及电压比较器COMP1的同相端连接，开关SB1的第二端、开关SB2的第一端均接地，开关SB2的第二端与开关SA2的第一端以及电压比较器COMP1的反相端，开关SA2的第二端连接节点A；
开关SB3的第一端与采样保持器的第一输出端OUT1以及电压比较器COMP2的反相输入端连接，开关SB3的第二端以及开关SB4的第一端连接偏置电压VB，开关SB4的第二端与采样保持器的第二输出端OUT2以及电压比较器COMP2的同相端连接。
具体地，开关SA1、开关SA2、开关SB1、开关SB2、开关SB3以及开关SB4可采用常用的形式，如采用半导体全控开关形式，具体形式可根据需要选择，以能满足实际应用需求为准。
图3中，为配置开关单元组进行失调电压消除的状态示意图，图中，开关SA1、开关SA2处于关断打开状态，此时，节点A、节点B不与电压比较器COMP1连接，开关SB1、开关SB2、开关SB3以及开关SB4均保持闭合状态，对于偏置电压VB，需要位于电压比较器COMP2的共模输入电压范围内。
由上述说明以及图3可知，电压比较器COMP1的同相端、反相端通过开关SB1、开关SB2短接到GND，电压比较器COMP2的同相端、反相端通过开关SB3、开关SB4连接偏置电压VB。开关管驱动控制信号GT_HSD处于高电平状态，则利用输出连接电路输出低电平的信号。
具体实施时，即使电压比较器COMP1存在等效输入失调量VOS，假设电压比较器COMP1的增益为20倍，那么，在电压比较器COMP1输出的失调量为：
VOS_OUT＝20*VOS
其中，VOS_OUT为电压比较器COMP1在等效输入失调量VOS下的输出。
具体实施时，当采用采样保持器与电压比较器COMP1适配连接时，电压比较器COMP1在等效输入失调量VOS下的输出VOS_OUT为会保存在采样保持电路内；此外，采样保持电路的输出OUT1、输出OUT2都已经强行设置为VB。因此，从整体来看，对于电压比较器COMP1和采样保持电路组成的组合电路，其中，所述组合电路的两个差分输入相等，组合电路的两个差分输出OUT1、输出OUT2也相等，此时，整体来看失调量已近似为0。
整流管驱动控制信号GT_LSD处于高电平状态时，此时，同步整流管FET_LSD处于导通状态。同步整流管FET_LSD导通后，电流从GND通过同步整流管FET_LSD流向节点SW，再通过电感L输出，即得到输出电压VO。在相位内，流过电感L的电流IL逐步减小，如图4所示。
图4中，开关SA1导通，将电压比较器COMP1的同相端连接节点B，开关SA2导通，电压比较器COMP1的反相端连接节点A；同时，开关SB3和开关SB4都处于断开状态，此时，即实现对节点A与节点B电压的比较。在此相位的开始阶段，IL＞＞电流IB2，且R2>>rds，其中，电流IB2即为电流源IB2输出的电流，R2即为点电阻R2的阻值，rds即为同步整流管FET_LSD的导通电阻。
本发明的一种实施例中，基于高电平的开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，所述输出连接电路包括与门AND以及反相器INV，其中，
通过反相器INV的输入端接收开关管驱动控制信号GT_HSD，反相器INV的输出端连接与门AND的一输入端，电压比较器COMP2的输出端连接与门AND的另一输入端，与门AND的输出端与驱动电路适配连接。
图3和图4中示出了输出练级电路的一种实施例，开关管驱动控制信号GT_HSD与反相器INV的输入端连接，因此，当开关管驱动控制信号GT_HSD为高电平状态时，则经与门AND输出低电平，也即当开关管驱动控制信号GT_HSD为高电平时，则向驱动电路加载并保持低电平的信号，避免驱动电路输出的翻转。
由上述说明可知，当开关管驱动控制信号GT_HSD为高电平状态时，则不对节点A与节点B相应电压的进行比较，此时，经与门AND向驱动电路加载低电平的信号。而当开关管驱动控制信号GT_HSD为低电平状态时，则自动调零比较器利用电压比较器COMP1进行节点A与节点B相应电压的比较，并在节点A的电压与节点B相等时，向驱动电路加载一高电平的节点电压第二比较状态值，此时，驱动电路根据高电平的节点电压第二比较状态值使得整流管驱动控制信号GT_LSD为低电平，也即关断同步整流管FET_LSD。
工作时，只要当开关管驱动控制信号GT_HSD为高电平状态时，则对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持。当整流管驱动控制信号GT_LSD为高电平时，利用电压比较器COMP1对节点A、节点B的电压进行比较，以在比较后生成节点电压第一比较状态值。对节点电压第一比较状态值，具体与节点A的电压与节点B的电压相关，具体生成节点电压第一比较状态值的方式与现有相一致。
由于采样保持器内存储有电压比较器COMP1的失调电压，因此，可利用所采样保持的失调电压对节点电压第一比较状态值进行处理，以得到抵消电压比较器COMP1失调电压的节点电压第二比较状态值，所述节点电压第二比较状态值经电压比较器COMP1以及与门AND输出。
利用所采样保持的失调电压对节点电压第一比较状态值进行处理，具体是指将采样保持的失调电压与节点电压第一比较状态值进行运算，所述运算包括加减等本技术领域可抵消失调电压的运算方式，具体运算方式可根据需要选择，以能抵消或消除由电压比较器COMP1带来的失调电压为准。
当基于节点电压第二比较状态值确定节点A的电压与节点B的电压相等时，经与门AND输出高电平，则使得驱动电路输出整流管驱动控制信号GT_LSD翻转为低电平，即关断同步整流管FET_LST。
由上述说明可知，电压比较器COMP1采用是差分输入与差分输出形式，可以有效分别抵消开关SA1和开关SA2、开关SB1和开关SB2的开关噪声。采样保持电路也是采用双端输出的结构，也可以抵消开关SB3和开关SB4的开关噪声。因此，自动调零比较器相对于只有一级的单端输出比较器，具有抗噪声好、精度高的特点。此外，由于采用了两级结构，电压比较器COMP1可以将输入信号快速放大，并输入到电压比较器COMP2，因此，自动调零该比较器具有高增益、高速等特征。
由上述说明可知，驱动电路以及电压比较器COMP1工作时，会存在一延时时间，会导致延时误差电流的存在；为了消除延迟误差，本发明的一种实施例中，还包括用于消除延时误差的延时误差电流消除电路，其中，
在整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，且自动调零比较器配置处于对节点A与节点B进行电压比较；
对节点A与节点B进行电压比较时，利用延时误差电流消除电路向节点B加载基于延时时间以及输出电压的整流管关断补偿电流，基于所加载的整流管关断补偿电流，使得节点A的电压与节点B的电压相等时，驱动电路控制整流管驱动控制信号GT_LSD处于低电平状态，以关断同步整流管FET_LSD。
由上述说明可知，当同步整流管FET_LSD处于导通状态时，才会利用电压比较器COMP1进行节点A与节点B的电压比较。由上述说明可知，在节点A的电压与节点B的电压相等时，驱动电路将整流管驱动控制信号GT_LSD配置处于低电平状态，以关断同步整流管FET_LSD时，关断时，导致流过电感L不为零。
因此，为了避免在同步整流管FET_LSD在关断时电流不为0，本发明的一种实施例中，通过延时误差电流消除电路提供一整流管关断补偿电流，并将整流管关断补偿电流加载到节点B。此时，当节点A的电压与节点B的电压相等时，驱动电路经过延时时间使得整流管驱动控制信号GT_LSD配置处于低电平状态，以关断同步整流管FET_LSD，则关断同步整流管FET_LSD时，流过电感L的电流IL为0。
本发明的一种实施例中，所述延时误差电流消除电路包括与节点SW连接的节点电压采样-电流转换电路以及与所述节点电压采样-电流转化电路适配连接的电流镜，其中，
通过电流镜与节点B适配连接；
通过节点电压采样-电流转换电路将节点SW的电压转换为基于延时时间的补偿基准电流，所述补偿基准电流经电流镜形成整流管关断补偿电流，并加载至节点B。
具体地，通过节点电压采样-电流转换电路能对节点SW的电压转换为补偿基准电流，并通过电流镜形成整流管关断补偿电流，进而加载到节点B。补偿基准电路与延时时间相关，下面对得到补偿基准电流的过程进行具体说明。
本发明的一种实施例中，所述节点电压采样-电流转换电路包括运算放大器AMP，其中，
运算放大器AMP的同相端与电阻R4的一端、电容C1的一端以及电阻R3的一端相互连接，以形成节点C；
电阻R3的另一端与节点SW连接，运算放大器AMP的反相端与NMOS管MN1的源极端以及电阻R5的一端连接，NMOS管MN1的栅极端与运算放大器AMP的输出端连接，NMOS管MN1的漏极端与电流镜适配连接；
电容C1的另一端、电阻R4的另一端以及电阻R5的另一端接地；
当电流源IB1所输出的电流与电流源IB2所输出的电流相等，且节点A的电压与节点B的电压相等时，则有：
其中，R2为电阻R2的阻值，R3为电阻R3的阻值，R4为电阻R4的阻值，t为驱动电路以及自动调零比较器的延时时间，rds为同步整流管FET_LSD的导通电阻，L为电感L的阻抗。
对电流镜，包括NMOS管MN2以及NMOS管MN3，其中，
NMOS管MN2的栅极端与NMOS管MN2的源极端、NMOS管MN1的漏极端以及NMOS管MN3的栅极端连接，NMOS管MN3的源极端与节点B连接，NMOS管MN3的漏极端以及NMOS管MN2的漏极端均与电压VDD连接。
图2中示出了节点电压采样-电流转换电路以及电流镜的一种实施例，对图2中的电流镜，当NMOS管MN2与NMOS管MN3具有相同的宽长比时，则整流管关断补偿电流与补偿基准电流相等；当然，还可以调整NMOS管MN2与NMOS管MN3相应导电沟道的宽长比，具体以能满足实际的应用需求为准。
由上述说明可知，补偿基准电流的大小与延时时间直接相关，因此，需要配置整个电路的参数，以满足能消除延时时间的目的。下面对电路参数与延时时间的关系进行推导说明。在推导时，进行如下规定：NMOS管MN2与NMOS管MN3具有相同的导电沟道宽长比，且电流源IB1输出的电流IB1与电流源IB2输出的电流IB2相等。
由上述说明以及图2可得到，对节点SW，节点SW电压的约为：
VSW≈-ILrds (1)
节点B的电压为：
VB≈(IB2+IB3)R2-ILrds (2)
而节点A的电压为：
VA＝IB1R1 (3)
上述，VSW为节点SW的电压，VB为节点B的电压，VA为节点A的电压。
当流过电感L的电流IL较大时，则有VA>VB。当流过电感L的电流IL步降低时，电压VB逐渐上升，当VA＝VB时，自动调零比较器所输出电压变高，通过驱动电路关断同步整流功率管FET_LSD。
由于电压比较器COMP1和驱动电路存在固定延时t，从VA＝VB时刻到同步整流功率管FET_LSD被关断瞬间，这期间电感电流下降了
因此，当VA＝VB时，电感L电流IL的值应该为此时，同步整流管FET_LSD被关断时，电感电流才能刚好将到0。
将式(4)带入式(2)，并由VA＝VB且IB1＝IB2，整理可得，
其中，IB3即为整流管关断补偿电流。
由上述说明可知，NMOS管MN2和NMOS管MN3具有相同的导电沟道宽长比，且运算放大器AMP的两输入端电压相等，由此可得
式中，VC为节点C的电压，R5为电阻R5的阻值。
在降压型DC-DC中，节点SW的平均电压等于输出电压VO，在节点C到地之间增加电容C1，即可实现求平均电压的功能。因此，节点C的电压等于：
由式(5)、(6)和(7)可得
因此，根据式(8)配置电路参数时，即可得到与延时时间t相对应的整流管关断补偿电流，利用整流管关断补偿电流可实现对延时误差电流进行消除，提高降压DC-DC电路利用同步整流管FET_LSD进行零电流检测的可靠性与精度。
综上，可得到高精度零电流检测方法，本发明的一种实施例中，对降压型DC-DC电路，利用上述所述的零电流检测电路进行零电流检测。
具体地，根据上述说明，可得到进行零点检测的方法以及过程，零电流检测的具体方法可参考上述说明，此处不再赘述。

Claims (9)

1.一种高精度零电流检测电路，其特征是，包括：
驱动电路，产生用于驱动同步整流管FET_LSD开关状态的整流管驱动控制信号GT_LSD以及用于驱动控制开关管FET_HSD开关状态的开关管驱动控制信号GT_HSD，其中，整流管驱动控制信号GT_LSD与开关驱动控制信号GT_HSD相位互补；
自动调零比较器，在零电流检测时，用于对节点A的电压、节点B的电压进行比较，包括用于电压比较的电压比较器COMP1以及用于消除所述电压比较器COMP1失调电压的失调电压抵消电路，其中，
电压比较器COMP1通过失调电压抵消电路与驱动电路的输入端连接，且失调电压抵消电路接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD；
基于开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置失调电压抵消电路对电压比较器COMP1的失调电压进行采样与保持，并经所述失调电压抵消电路输出低电平信号；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，对电压比较器COMP1进行电压比较时生成的节点电压第一比较状态值，配置失调电压抵消电路利用所采样的失调电压对所述节点电压第一比较状态值处理，以得到抵消电压比较器COMP1失调电压的节点电压第二比较状态值，并将所述节点电压第二比较状态值输出；
所述失调电压抵消电路包括采样保持器、电压比较器COMP2、输出连接电路以及用于配置所在失调电压抵消电路工作状态的开关单元组，其中，
电压比较器COMP1的差分输出端与采样保持器的差分输入端连接，采样保持器的差分输出端与电压比较器COMP2的差分输入端连接，电压比较器COMP2的输出端与输出连接电路连接，且通过输出连接电路接收开关管驱动控制信号GT_HSD；
基于开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，配置开关单元组，以使得电压比较器COMP1的差分输入端接地，电压比较器COMP2的差分输入端接偏置电压VB；
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，配置开关单元组，以利用电压比较器COMP1进行零电流检测时所需的电压比较，并依次通过采样保持器、电压比较器COMP2以及输出连接电路输出所述节点电压第二比较状态值。
2.根据权利要求1所述高精度零电流检测电路，其特征是：所述开关单元组包括开关SA1、开关SA2、开关SB1、开关SB2、开关SB3以及开关SB4，其中，
开关SA1的第一端连接节点B，开关SA1的第二端与开关SB1的第一端以及电压比较器COMP1的同相端连接，开关SB1的第二端、开关SB2的第一端均接地，开关SB2的第二端与开关SA2的第一端以及电压比较器COMP1的反相端，开关SA2的第二端连接节点A；
开关SB3的第一端与采样保持器的第一输出端OUT1以及电压比较器COMP2的反相输入端连接，开关SB3的第二端以及开关SB4的第一端连接偏置电压VB，开关SB4的第二端与采样保持器的第二输出端OUT2以及电压比较器COMP2的同相端连接。
3.根据权利要求1所述高精度零电流检测电路，其特征是：基于高电平的开关管驱动控制信号GT_HSD驱动控制开关管FET_HSD导通时，所述输出连接电路包括与门AND以及反相器INV，其中，
通过反相器INV的输入端接收开关管驱动控制信号GT_HSD，反相器INV的输出端连接与门AND的一输入端，电压比较器COMP2的输出端连接与门AND的另一输入端，与门AND的输出端与驱动电路适配连接。
4.根据权利要求1至3任一项所述高精度零电流检测电路，其特征是：还包括用于消除延时误差的延时误差电流消除电路，其中，
基于整流管驱动控制信号GT_LSD驱动同步整流管FET_LSD导通时，且配置自动调零比较器对节点A与节点B进行电压比较；
对节点A与节点B进行电压比较时，利用延时误差电流消除电路向节点B加载基于延时时间以及输出电压的整流管关断补偿电流，基于所加载的整流管关断补偿电流，使得节点A的电压与节点B的电压相等时，驱动电路控制整流管驱动控制信号GT_LSD关断同步整流管FET_LSD。
5.根据权利要求4所述高精度零电流检测电路，其特征是：电压比较器COMP1的反相端与电阻R1的一端以及电流源IB1的输出端相互连接，以形成节点A，其中，电阻R1的另一端接地；
电压比较器COMP1的同相端与电阻R2的一端、电流源IB2的输出端以及延时误差电流消除电路适配连接，以形成节点B，其中，电流源IB2的电源端以及电流源IB1的电源端均与电压VDD连接，电阻R2的另一端与同步整流管FET_LSD的漏极端、控制开关管FET_HSD的源极端以及电感L的一端相互连接，以形成节点SW；
同步整流管FET_LSD的源极端接地，控制开关管FET_HSD的漏极端与电压VIN连接，同步整流管FET_LSD的栅极端接收驱动电路所输出的整流管驱动控制信号GT_LSD，控制开关管FET_HSD的栅极端接收驱动电路所输出的开关管驱动控制信号GT_HSD，通过电感L的另一端得到输出电压Vo。
6.根据权利要求5所述高精度零电流检测电路，其特征是：所述延时误差电流消除电路包括与节点SW连接的节点电压采样-电流转换电路以及与所述节点电压采样-电流转化电路适配连接的电流镜，其中，
通过电流镜与节点B适配连接；
通过节点电压采样-电流转换电路将节点SW的电压转换为基于延时时间的补偿基准电流，所述补偿基准电流经电流镜形成整流管关断补偿电流，并加载至节点B。
7.根据权利要求6所述高精度零电流检测电路，其特征是：所述节点电压采样-电流转换电路包括运算放大器AMP，其中，
运算放大器AMP的同相端与电阻R4的一端、电容C1的一端以及电阻R3的一端相互连接，以形成节点C；
电阻R3的另一端与节点SW连接，运算放大器AMP的反相端与NMOS管MN1的源极端以及电阻R5的一端连接，NMOS管MN1的栅极端与运算放大器AMP的输出端连接，NMOS管MN1的漏极端与电流镜适配连接；
电容C1的另一端、电阻R4的另一端以及电阻R5的另一端接地；
当电流源IB1所输出的电流与电流源IB2所输出的电流相等，且节点A的电压与节点B的电压相等时，则有：
其中，R2为电阻R2的阻值，R3为电阻R3的阻值，R4为电阻R4的阻值，t为驱动电路以及自动调零比较器的延时时间，rds为同步整流管FET_LSD的导通电阻，L为电感L的阻抗。
8.根据权利要求7所述高精度零电流检测电路，其特征是：对电流镜，包括NMOS管MN2以及NMOS管MN3，其中，
NMOS管MN2的栅极端与NMOS管MN2的源极端、NMOS管MN1的漏极端以及NMOS管MN3的栅极端连接，NMOS管MN3的源极端与节点B连接，NMOS管MN3的漏极端以及NMOS管MN2的漏极端均与电压VDD连接。
9.一种高精度零电流检测方法，其特征是，对降压型DC-DC电路，利用上述权利要求1～权利要求8中任一项所述的零电流检测电路进行零电流检测。
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