CN116015344B - 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及*** - Google Patents

无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及*** Download PDF

Info

Publication number
CN116015344B
CN116015344B CN202211569732.3A CN202211569732A CN116015344B CN 116015344 B CN116015344 B CN 116015344B CN 202211569732 A CN202211569732 A CN 202211569732A CN 116015344 B CN116015344 B CN 116015344B
Authority
CN
China
Prior art keywords
module
random
code
hopping
time
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202211569732.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN116015344A (zh
Inventor
孙岩博
张正勇
乔文昇
杜俊逸
肖磊
倪大冬
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
CETC 10 Research Institute
Institute of Systems Engineering of PLA Academy of Military Sciences
Original Assignee
CETC 10 Research Institute
Institute of Systems Engineering of PLA Academy of Military Sciences
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by CETC 10 Research Institute, Institute of Systems Engineering of PLA Academy of Military Sciences filed Critical CETC 10 Research Institute
Priority to CN202211569732.3A priority Critical patent/CN116015344B/zh
Publication of CN116015344A publication Critical patent/CN116015344A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN116015344B publication Critical patent/CN116015344B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***，属于无人机通信领域，包括步骤：引入随机过程设置速率匹配模块参数、随机调制模块参数、跳码扩频模块参数、随机相位旋转模块参数、随机跳时模块参数、跳频模块参数和阵列切换模块参数，生成抗控制抗截获通信波形。本发明非平稳抗侦测通信波形具备抗检测能力、抗参数测量能力、抗信号识别能力、抗解调能力及抗多普勒能力强的特点，且业务信息速率和扩频速率设置灵活。

Description

无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***
技术领域
本发明涉及无人机通信领域，更为具体的，涉及一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***。
背景技术
无人机通信是否具备优越的抗控制及抗截获能力已成为无人机平台提高生存能力关键因素。然而通信速率越高、容量越大、距离越远意味着被截获的风险越大，如何在保证高速率、远距离传输时，尽可能提高无人机通信的抗截获能力，是一个亟待解决的难题。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***，具备非平稳抗侦测通信波形具备抗检测能力、抗参数测量能力、抗信号识别能力、抗解调能力及抗多普勒能力强的特点，且业务信息速率和扩频速率设置灵活。
本发明的目的是通过以下方案实现的：
一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，包括步骤：
引入随机过程设置速率匹配模块参数、随机调制模块参数、跳码扩频模块参数、随机相位旋转模块参数、随机跳时模块参数、跳频模块参数和阵列切换模块参数，生成抗控制抗截获通信波形。
进一步地，在生成抗控制抗截获通信波形之后，还包括步骤：在接收端接收所述抗控制抗截获通信波形。
进一步地，所述引入随机过程设置速率匹配模块参数、随机调制模块参数、跳码扩频模块参数、随机相位旋转模块参数、随机跳时模块参数、跳频模块参数和阵列切换模块参数，包括如下子步骤：
S1，产生时隙内传递用户数据的业务信息，经CRC编码模块、Turbo编码模块和速率匹配模块得到编码序列C，速率匹配模块由随机码率生成模块控制以得到不同码率的编码序列，其中随机码率生成模块由混沌随机过程产生第i个编码驻留时间的实值li经量化器得到量化值gi以指引码率控制器从码率集合中随机选取当前使用的编码码率；
S2，编码序列C经随机调制模块得到调制序列M，随机调制模块由随机调制生成模块控制，其中随机调制生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个调制驻留时间的实值oi经量化器得到量化值pi以指引调制控制器从调制集合中随机选取当前使用的调制类型；
S3，调制序列M经跳码扩频模块得到跳码扩频序列S，跳码扩频模块由跳码生成模块控制，其中跳码生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个跳码驻留时间的实值yi经量化器得到量化值zi以指引跳码控制器从跳码序列集合中随机选取当前使用的扩频增益和扩频速率的扩频码序列，扩频速率和业务信息速率的本振频率是非同源的，不同扩频码具备良好的互相关特性；
S4，跳码扩频序列S经随机相位旋转模块得到业务信息基带信号D，随机相位旋转模块由随机相位生成模块控制，其中随机相位生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个相位驻留时间的实值hi作为偏移相位，即：
Di＝Si×exp(-jcomplex2πhi)
其中Di和Si分别为第i个相位驻留时间的业务基带信号和跳码扩频信号，jcomplex为虚数标识；
S5，将时隙内随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块和随机相位生成模块所使用的混沌随机过程初始值作为通信波形特征参数指示信息，以指导接收端对业务基带信号的处理；
S6，将同步信息和通信波形特征参数指示信息经格式化模块组合后，采用固定图案依次经过随机调制模块、跳码扩频模块和随机相位旋转模块得到控制基带信号，其中扩频速率和控制信息速率的本振频率是同源的；
S7，将业务基带信号和控制基带信号经组帧模块后，得到时隙辐射信号F，经随机跳时模块产生辐射时间抖动，随机跳时模块由跳时生成模块控制，其中跳时生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个跳时驻留时间的实值hi经量化器得到量化值ci以指引跳时控制器从跳时集合中随机选取当前使用的辐射起始时间；
S8，随机跳时模块输出的基带信号TH，经过阵列切换模块随机选择一维线性阵列本次切换驻留时间内导通的阵元组合，然后导通阵元通道内的延迟幅相加权模块分别对基带信号TH进行延迟、幅相加权处理，使得合成信号主波束对准我方接收机，阵列切换模块由阵列选择模块控制，其中阵列选择模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个阵列切换驻留时间的实值vi经量化器得到量化值ri以指引阵元选择控制器从最优阵列集合中随机选取当前使用的阵元组合；
S9，多路信号经延迟幅相加权模块处理后的信号向量U＝[U1,U2,…,UN]，经上变频处理和数模转换处理，最后由多阵元天线辐射至信道，其中N为多阵元天线的阵元数目，上变频的载波频率由跳频模块产生，跳频模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个频率驻留时间的实值xi经量化器得到量化值pi以指引跳频控制器从频率集合中随机选取当前使用的频率。
进一步地，所述在接收端接收所述抗控制抗截获通信波形，包括子步骤：
S10，接收端对接收信号进行下变频处理，再经模数转换模块及带通滤波器处理，得到数字中频信号IF，即：
式中IF(k)为第k个采样时刻中频信号，ψ(k)和n(k)为第k个采样时刻基带信号和高斯噪声，为接收中频频率，θ为相位偏差，T为采样时间；
S11，捕获模块根据已知的同步信息和固定图案的基带处理方式，得到本地同步基带信号，根据已知频率集合样本，同时对中频信号进行并行下变频处理，并与本地同步基带信号进行相关及门限检测，将过门限的最大相关峰值对应的频率和时刻估计作为当前时隙所采用的跳频频率和起始时刻；然后利用本地同步基带信号消除接收同步段信息相位，得到已消去信息相位后且长度为L0的接收同步信号y，即：
式中为多普勒频率，n'(k)为基带高斯噪声，y(k)为y的第k个采样时刻信号，*为共轭运算；对y依次进行前后时刻采样信号的相位差分，加权，累积平均操作，完成对Δf的最小均方无偏估计/>即：
式中为多普勒无偏估计，w(·)为加权窗函数，R(·)为时域自相关函数，arg(·)为取相位运算；最后利用多普勒无偏估计/>抵消掉多普勒线性相位的影响，估计出相位偏差/>即：
S12，跟踪模块根据捕获模块输出的多普勒无偏估计和相位偏差/>产生本地初始载波，分别基于已知的固定图案和控制信道提供的通信波形特征参数指示信息的基带处理方式分别再生经随机相位旋转后的控制信道和业务信道本地扩频信号，采用载波环路、码环路和调制符号环路联动的方式，将本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差作为输入，依次调整接收机载波本振频率、扩频码速率本振频率和信息速率本振频率，完成对接收控制信号和业务信号的载波相位同步、码元同步和调制符号同步；
S13，跟踪模块输出的已同步控制基带信号，根据已知的固定图案处理方式，依次进行解随机相位旋转模块、跳码解扩模块和基带解调模块得到波形特征指示参数；
S14，跟踪模块输出的已同步业务基带信号，根据控制基带信号解析出的通信波形特征参数指示信息的处理方式，依次经过解随机相位旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块和CRC译码模块恢复出业务信息。
进一步地，在步骤S8中，所述最优阵列集合满足如下约束条件：
S81，最小化阵列副瓣电平约束条件：
{asidelobe|Psidelobe≤Thsidelobe}
S＝{θ||θmin≤θ≤θd-Δθ/2∪θd+Δθ/2≤θ≤θmax}
式中Psidelobe为导通的阵列集合经幅相加权后的平均副瓣电平，Thsidelobe为平均副瓣门限，F(θ)为方向为θ的天线增益，S为副瓣角度范围，Snum为副瓣角度范围样本数，θmin为副瓣角度范围下限，θmax为副瓣角度范围上限，Δθ为3dB主瓣宽度，fn(θ)为第n个阵元方向图，θd为通信目标方向，asidelobe为满足Psidelobe≤Thsidelobe约束条件的阵列集合且a＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1，λ为载波波长，d为线性阵列相邻阵元间距；
最小化目标方向失真约束条件：
{atarget|Λtarget≤Thtarget}
Λtarget＝∑|DiF(θd)-Di|
式中Λtarget为目标方向失真度，Thtarget为目标方向失真度门限，Di为业务信息已调信号D的第i个调制星座点，atarget为满足Λtarget≤Thtarget约束条件的阵列集合且atarget＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1；
最大化非目标方向失真约束条件：
{anon-target|Λnon-target≥Thnon-target}
式中Λnon-target为非目标方向失真度，Thnon-target为非目标方向失真度门限，anon-target为满足Λnon-target≥Thnon-target约束条件的阵列集合且anon-target＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1，step为角度步长，Mmod为调制阶数；
S82，设定平均副瓣门限Thsidelobe、目标方向失真度门限Thtarget和非目标方向失真度门限Thnon-target，对步骤S81中三种约束条件下的数学模型进行求解，得到最优阵列集合，根据不同阵列切换驻留时间从最优阵列集合中随机选取阵列组合进行多阵元的辐射切换。
进一步地，在步骤S12中，所述本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差的计算方法分别如下：
载波相位差和载波频率差：首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道本地扩频信号ψ(k)，然后利用多普勒无偏估计和相位偏差/>初始化本地载波，对接收信号下变频处理后再与本地扩频信号ψ(k)进行相干积分后取相位操作，得到载波相位残差即：
式中Tcoh为相干积分时间，T为采样时间，*为取共轭运算，τi为第i个相干积分时间内本地扩频信号与接收信号码相位偏差，φi为第i个相干积分时间内载波相位残差，为第i个相干积分时间内接收机载波本振频率且初始化为/>为第i个相干积分时间内接收机载波初始相位且初始化为/>mod(a,b)为a对b求模操作；
通过对相邻两个相干积分时间载波相位残差进行差分运算，得到载波频率残差即：
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对φi和Fi进行滤波处理，完成对载波本振频率的更新，即：
ω1＝1.275×Bloop
式中c0，c1，c2，e0，e1和e2分别为无限长单位冲击响应数字滤波器权系数，ω1为振荡频率，K为环路增益，Bloop为环路带宽；
第i个相干积分时间内接收机载波初始相位更新为：
码相位偏差：
首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道本地扩频信号ψ(k)，然后对ψ(k)进行超前和滞后码相关间隔tdll操作，得到超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)，然后利用下变频后的接收基带信号分别与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)相干积分处理后完成码相位偏差运算，即：
式中和/>分别是第i个相干积分时间内接收基带信号与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)的积分结果，Ti code＝1/fi code为第i个相干积分时间内本地扩频码片持续时间，fi code为第i个相干积分时间内扩频码本振频率,/>和分别为第i个相干积分时间内接收噪声与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)的积分结果；
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对τi进行滤波处理，完成对扩频码本振频率的更新，即
ω2＝1.886×Bloop
式中K为环路增益，Bloop为环路带宽，ω2为振荡频率；
调制符号相位偏差：首先设定调制符号相关间隔tmll，分别提取[iTcoh-tmll,(i+1)Tcoh-tmll]，[iTcoh,(i+1)Tcoh]，[iTcoh+tmll,(i+1)Tcoh+tmll]积分时间内的接收信号，然后对三类信号下变频后与本地扩频信号进行相干积分处理，即：
式中，为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[iTcoh-tmll,(i+1)Tcoh-tmll]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[iTcoh+tmll,(i+1)Tcoh+tmll]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；Ti mod＝1/fi mod为第i个相干积分时间内本地调制符号持续时间，fi mod为第i个相干积分时间内信息速率本振频率；
然后利用相邻极性变化，通过/>和/>计算调制符号相位偏差/>即：
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对进行滤波处理，完成对信息速率本振频率的更新，即
ω2＝1.886×Bloop
式中K为环路增益，Bloop为环路带宽，ω2为振荡频率。
进一步地，在步骤S1中，包括子步骤：编码码率集合范围为{0.1,0.2,0.3,0.4,0.5,0.6,0.7,0.8}，混沌随机过程采用Logistic映射，量化器采用非线性量化方程：
式中，量化值gi＝j，q为码率集合样本数；
在步骤S2中，包括子步骤：调制集合为{2PSK,4PSK,8PSK,16PSK}，采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值pi＝j，j＝0,1...,q-1，q为调制集合样本数；
在步骤S3中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值zi＝j，j＝0,1...,q-1，q为跳码序列集合样本数；
在步骤S7中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值ci＝j，j＝0,1...,q-1，q为跳时集合样本数，跳时驻留时间为一个时隙时间长度；
在步骤S8中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值ri＝j，j＝0,1...,q-1，q为最优阵列集合样本数；
在步骤S9中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值pi＝j，j＝0,1...,q-1，q为频率集合样本数，频率驻留时间为一个时隙时间长度。
一种无人机抗控制抗截获通信波形生成装置，包括CRC编码模块、Turbo编码模块、速率匹配模块、随机调制模块、跳码扩频模块、随机相位旋转模块、随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块、随机相位生成模块、组帧模块、随机跳时模块、跳时生成模块、跳频模块、上变频模块、数模转换模块、阵列切换模块、阵元选择模块、延迟幅相加权模块和多阵元天线，且这些模块基于如上所述方法运行。
一种无人机抗控制抗截获通信波形接收装置，包括下变频模块、模数转换模块、带通滤波器、捕获模块、跟踪模块、解随机旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块、CRC译码模块，且这些模块基于如上所述方法运行。
一种无人机抗控制抗截获通信***，包括上所述的波形生成装置和波形接收装置。
本发明的有益效果包括：
(1)抗检测能力：本发明实施例技术方案根据最小化阵列副瓣电平准则、最小化目标方向失真准则和最大化非目标方向失真准则，构造最优阵列集合，通过随机过程控制阵列切换模块，从最优阵列集合中随机选取导通阵元并进行延迟幅相加权处理，通过电磁波干射效应，形成指向我方接收机的定向波束，在非合作方向形成低副瓣增益，降低空域暴露能量，减小第三方侦测平台检测性能。
(2)抗信号识别能力及抗解调能力：本发明实施例技术方案根据最小化阵列副瓣电平准则、最小化目标方向失真准则和最大化非目标方向失真准则，构造最优阵列集合，通过随机过程控制阵列切换模块，从最优阵列集合中随机选取导通阵元并进行延迟幅相加权处理，在保证我方接收机方向信号低失真度的情况下，最大化非合作方向失真度，使第三方侦测平台信号适应能力及信号识别性能降低。即使第三方侦测平台与我方接收机在相同方向，通过随机过程控制随机调制模块和随机相位旋转模块，以最大化辐射信号星座样式及不确定性，降低第三方侦测平台信号识别性能的同时，增加其对侦收信号正确解调的难度。
(3)抗参数测量能力：本发明实施例技术方案通过随机过程控制速率匹配模块，随机调制模块，跳码扩频模块，随机跳时模块和跳频模块，使调制符号速率、扩频码速率、扩频周期、辐射周期和载波频率动态变化，不具备循环平稳性，使第三方侦测平台无法通过长期观测实现对信号参数的稳定测量。
(4)业务信息速率和扩频速率设置灵活且抗多普勒能力强：本发明实施例技术方案业务信息速率与扩频速率的本振是非同源的，业务信息速率与扩频速率可以相互独立设置，增加了参数设计的灵活性。由于相对运动对两个本振频率引入的多普勒影响不同，业务信息和扩频码相位跳变存在不确定的关系，导致相干积分时间下码元与调制符号不同步，接收机无法正确解调。本发明采用载波环路、码环路和调制符号环路联动的方式，计算本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差，经无限长单位冲击响应数字滤波器处理后依次调整接收机载波本振频率、扩频码速率本振频率和信息速率本振频率，完成对业务信号的载波相位同步、码元同步和调制符号同步，增强接收机抗多普勒的能力。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例的无人机抗控制抗截获通信波形时隙示意图；
图2a为本发明实施例的无人机抗控制抗截获通信波形发射与接收处理第一示意图；
图2b为本发明实施例的无人机抗控制抗截获通信波形发射与接收处理第二示意图；
图3a为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第一示意图；
图3b为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第二示意图；
图3c为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第三示意图；
图3d为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第四示意图；
图3e为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第五示意图；
图3f为本发明实施例的所提的最优阵列集合实施例及其我方接收机和第三方侦测平台接收信号调制星座第六示意图；
图4a为本发明实施例的所提的跟踪模块与传统Garder方法跟踪模块的抗多普勒能力第一比较示意图；
图4b为本发明实施例的所提的跟踪模块与传统Garder方法跟踪模块的抗多普勒能力第二比较示意图。
具体实施方式
本说明书中所有实施例公开的所有特征，或隐含公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合和/或扩展、替换。
鉴于背景中的问题，本发明的发明人进一步认识到：目前，抗控制抗截获技术在无人机通信应用中主要采用混合扩频体系，集成了扩频/跳频/跳时技术，采用信道编码与高频谱效能调制级联编码调制方案，其效果体现在：
1)采用多频点且高速跳频方式，第三方侦测平台由于无法跟踪如此快速的频率跳变而产生带宽失配；
2)采用扩频调制方式，使得信号功率谱展宽淹没于噪声之下，则侦测信号变得非常困难；
3)采用了高增益信道编码，带来纠错码增益；
4)改变发射时刻(引入发射抖动，相当于跳时)，由于发射时刻的随机性，使得第三方侦测平台无法对准通信信号，同样引入了时间失配损耗。
综上所述，目前无人机通信以跳频技术、扩频技术和跳时技术为主，辐射段内信号参数单一，使得通信信号在时频域和调制星座呈现稳定的规则分布特性，易被第三方侦测平台参数测量及识别。因此，在经历了创造性的思考后，本发明技术方案从抑制和消除传统通信信号中存在的可攻击统计特征的思路出发，旨在构造一种无人机抗控制抗截获通信波形，使其具有时域、频域及调制域的时变特征，使得空间传播的无线通信信号具有很强的不可预测和不可重构特征，以及明显的非平稳统计特征和非各态历经性质，使得第三方侦测平台无法通过长期观测通信信号来获得通信参数进而获得控制参数，可以实现真正意义上的物理层安全通信。
进一步的发明构思中，针对通信信号易被检测，参数测量和调制识别的技术问题，本发明技术方案提出一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方案，通过引入随机过程设置速率匹配模块参数、跳码扩频模块参数、随机跳时模块参数及跳频模块参数，以抑制和消除传统通信信号中存在的可检测、可攻击统计特征，使第三方侦测平台信号适应能力、参数测量等性能降低，同时通过引入随机过程设置随机相位旋转模块参数、随机调制模块参数和阵列切换模块参数，在我方接收机方向形成定向波束的同时，使非合作方向形成低增益旁瓣且原始基带信号星座发生严重失真，降低第三方侦测平台信号检测及调制识别的性能。
具体而言，如图1所示，本发明技术方案提供的无人机抗控制抗截获通信波形以时隙为单位猝发通信。时隙辐射段消息主要包括控制信息和业务信息。控制信息用于传输同步信息和通信波形特征参数指示信息，业务信息用于指引业务信息的处理方式。业务信息用于传输用户消息。控制信息采用固定图案依次经过随机调制模块、跳码扩频模块和随机相位旋转模块得到控制基带信号，其中扩频速率和控制信息速率的本振频率是同源的。业务信息采用通信波形特征参数指示信息的随机图案依次经过随机调制模块、跳码扩频模块和随机相位旋转模块得到业务基带信号，其中扩频速率和控制信息速率的本振频率是非同源的。
如图2a～图2b所示，本发明技术方案提供的无人机抗控制抗截获通信波形设计方案，实际包括了设计方法、***结构和相应应用装置，其中***结构主要包括CRC编码模块、Turbo编码模块、速率匹配模块、随机调制模块、跳码扩频模块、随机相位旋转模块、随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块、随机相位生成模块、格式化模块、组帧模块、随机跳时模块、跳时生成模块、跳频模块、上变频模块、数模转换模块、阵列切换模块、阵元选择模块、延迟幅相加权模块、多阵元天线、下变频模块、模数转换模块、带通滤波器、捕获模块、跟踪模块、解随机旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块、CRC译码模块，其中设计方法的具体实现步骤如下：
1)首先产生时隙内传递用户消息的业务信息，经CRC编码模块、Turbo编码模块和速率匹配模块得到编码序列C，速率匹配模块由随机码率生成模块控制以得到不同码率的编码序列，其中随机码率生成模块由混沌随机过程产生第i个编码驻留时间的实值li经量化器得到gi以指引码率控制器从码率集合中随机选取当前使用的编码码率，码率集合范围为{0.1,0.2,0.3,0.4,0.5,0.6,0.7,0.8}，混沌随机过程采用Logistic映射，量化器采用非线性量化方程：
式中，量化值gi＝j，q为码率集合样本数。
2)编码序列C经随机调制模块得到调制序列M，随机调制模块由随机调制生成模块控制，其中随机调制生成模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个调制驻留时间的实值oi经量化器得到pi以指引调制控制器从调制集合中随机选取当前使用的调制类型，调制集合为{2PSK,4PSK,8PSK,16PSK}，采用步骤1)中的非线性量化方程，满足量化值pi＝j，j＝0,1...,q-1，q为调制集合样本数。
3)调制序列M经跳码扩频模块得到跳码扩频序列S，跳码扩频模块由跳码生成模块控制，其中跳码生成模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个跳码驻留时间的实值yi经量化器得到zi以指引跳码控制器从跳码序列集合中随机选取当前使用的扩频增益和扩频速率的扩频码序列，扩频速率和业务信息速率的本振频率是非同源的，不同扩频码具备良好的互相关特性，采用步骤1)中的非线性量化方程，满足量化值zi＝j，j＝0,1...,q-1，q为跳码序列集合样本数。
4)跳码扩频序列S经随机相位旋转模块得到业务信息基带信号D，随机相位旋转模块由随机相位生成模块控制，其中随机相位生成模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个相位驻留时间的实值hi作为偏移相位，即：
Di＝Si×exp(-jcomplex2πhi)
其中Di和Si分别为第i个相位驻留时间的业务基带信号和跳码扩频信号，jcomplex为虚数标识。
5)将时隙内随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块和随机相位生成模块所使用的混沌随机过程初始值作为通信波形特征参数指示信息，以指导接收端对业务基带信号的处理。
6)将同步信息和通信波形特征参数指示信息经格式化模块组合后，采用固定图案依次经过随机调制模块、跳码扩频模块和随机相位旋转模块得到控制基带信号，其中扩频速率和控制信息速率的本振频率是同源的。
7)将业务基带信号和控制基带信号经组帧模块后，得到时隙辐射信号F，经随机跳时模块产生辐射时间抖动，随机跳时模块由跳时生成模块控制，其中跳时生成模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个跳时驻留时间的实值hi经量化器得到ci以指引跳时控制器从跳时集合中随机选取当前使用的辐射起始时间，采用步骤1)中的非线性量化方程，满足量化值ci＝j，j＝0,1...,q-1，q为跳时集合样本数，跳时驻留时间为一个时隙时间长度。
8)随机跳时模块输出的基带信号TH，经过阵列切换模块随机选择一维线性阵列本次切换驻留时间内导通的阵元组合，然后导通阵元通道内的延迟幅相加权模块分别对基带信号TH进行延迟、幅相加权处理，使得合成信号主波束对准我方接收机，阵列切换模块由阵列选择模块控制，其中阵列选择模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个阵列切换驻留时间的实值vi经量化器得到ri以指引阵元选择控制器从最优阵列集合中随机选取当前使用的阵元组合，采用步骤1)中的非线性量化方程，满足量化值ri＝j，j＝0,1...,q-1，q为最优阵列集合样本数。
9)多路信号经延迟幅相加权模块处理后的信号向量U＝[U1,U2,…,UN]，经上变频处理和数模转换处理，最后由多阵元天线辐射至信道，其中N为多阵元天线的阵元数目，上变频的载波频率由跳频模块产生，跳频模块由步骤1)中的混沌随机过程产生第i个频率驻留时间的实值xi经量化器得到pi以指引跳频控制器从频率集合中随机选取当前使用的频率，采用步骤1)中的非线性量化方程，满足量化值pi＝j，j＝0,1...,q-1，q为频率集合样本数，频率驻留时间为一个时隙时间长度。
10)接收端首先对接收信号进行下变频处理，再经模数转换模块及带通滤波器处理，得到数字中频信号IF，即：
式中IF(k)为第k个采样时刻中频信号，ψ(k)和n(k)为第k个采样时刻基带信号和高斯噪声，为接收中频频率，θ为相位偏差，T为采样时间。
11)捕获模块根据已知的同步信息和固定图案的基带处理方式，得到本地同步基带信号，根据所有已知频率集合样本，同时对中频信号进行并行下变频处理，并与本地同步基带信号进行相关及门限检测，将过门限的最大相关峰值对应的频率和时刻估计作为当前时隙所采用的跳频频率和起始时刻。然后利用本地同步基带信号消除接收同步段信息相位，得到已消去信息相位后且长度为L0的接收同步信号y，即：
式中为多普勒频率，n'(k)为基带高斯噪声，y(k)为y的第k个采样时刻信号，*为共轭运算。对y依次进行前后时刻采样信号的相位差分，加权，累积平均操作，完成对Δf的最小均方无偏估计/>即：
式中为多普勒无偏估计，w(·)为加权窗函数，R(·)为时域自相关函数，arg(·)为取相位运算。最后利用多普勒无偏估计/>抵消掉多普勒线性相位的影响，估计出相位偏差/>即：
12)跟踪模块根据捕获模块输出的多普勒无偏估计和相位偏差/>产生本地初始载波，分别基于已知的固定图案和控制信道提供的通信波形特征参数指示信息的基带处理方式分别再生经随机相位旋转后的控制信道和业务信道本地扩频信号，采用载波环路、码环路和调制符号环路联动的方式，将本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差作为输入，依次调整接收机载波本振频率、扩频码速率本振频率和信息速率本振频率，完成对接收控制信号和业务信号的载波相位同步、码元同步和调制符号同步。
13)跟踪模块输出的已同步控制基带信号，根据已知的固定图案处理方式，依次进行解随机相位旋转模块、跳码解扩模块和基带解调模块得到波形特征指示参数。
14)跟踪模块输出的已同步业务基带信号，根据控制基带信号解析出的通信波形特征参数指示信息的处理方式，依次经过解随机相位旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块和CRC译码模块恢复出业务信息。
在上述实施例技术方案中，进一步的实施方式，步骤8)中所提的最优阵列集合满足如下约束条件：
a)最小化阵列副瓣电平
{asidelobe|Psidelobe≤Thsidelobe}
S＝{θ|θmin≤θ≤θd-Δθ/2∪θd+Δθ/2≤θ≤θmax}
式中Psidelobe为导通的阵列集合经幅相加权后的平均副瓣电平，Thsidelobe为平均副瓣门限，F(θ)为方向为θ的天线增益，S为副瓣角度范围，Snum为副瓣角度范围样本数，θmin为副瓣角度范围下限，θmax为副瓣角度范围上限，Δθ为3dB主瓣宽度，fn(θ)为第n个阵元方向图，θd为通信目标方向，asidelobe为满足Psidelobe≤Thsidelobe约束条件的阵列集合且a＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1，λ为载波波长，d为线性阵列相邻阵元间距。
b)最小化目标方向失真
{atarget|Λtarget≤Thtarget}
Λtarget＝∑|DiF(θd)-Di|
式中Λtarget为目标方向失真度，Thtarget为目标方向失真度门限，Di为业务信息已调信号D的第i个调制星座点，atarget为满足Λtarget≤Thtarget约束条件的阵列集合且atarget＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1；
c)最大化非目标方向失真
{anon-target|Λnon-target≥Thnon-target}
式中Λnon-target为非目标方向失真度，Thnon-target为非目标方向失真度门限，anon-target为满足Λnon-target≥Thnon-target约束条件的阵列集合且anon-target＝[a1,a2,...,an]，an为第n个阵元导通开关，取值为0或1，step为角度步长，Mmod为调制阶数。
依次设定平均副瓣门限Thsidelobe、目标方向失真度门限Thtarget和非目标方向失真度门限Thnon-target，对上述三种约束下的数学模型进行求解，得到最优阵列集合，根据不同阵列切换驻留时间从最优阵列集合中随机选取阵列组合进行多阵元的辐射切换。
在上述实施例技术方案中，进一步的实施方式，步骤12)中跟踪模块的本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差的计算方法如下：
a)载波相位差和载波频差
首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道本地扩频信号ψ(k)，然后利用多普勒无偏估计和相位偏差/>初始化本地载波，对接收信号下变频处理后再与本地扩频信号ψ(k)进行相干积分后取相位操作，得到载波相位残差即：
式中Tcoh为相干积分时间，T为采样时间，*为取共轭运算，τi为第i个相干积分时间内本地扩频信号与接收信号码相位偏差，φi为第i个相干积分时间内载波相位残差，为第i个相干积分时间内接收机载波本振频率且初始化为/>为第i个相干积分时间内接收机载波初始相位且初始化为/>mod(a,b)为a对b求模操作。
通过对相邻两个相干积分时间载波相位残差进行差分运算，得到载波频率残差即：
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对φi和Fi进行滤波处理，完成对载波本振频率的更新，即：
/>
ω1＝1.275×Bloop
式中c0，c1，c2，e0，e1和e2分别为无限长单位冲击响应数字滤波器权系数，ω1为振荡频率，K为环路增益，Bloop为环路带宽。
第i个相干积分时间内接收机载波初始相位更新为
b)码相位偏差
首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道本地扩频信号ψ(k)，然后对ψ(k)进行超前和滞后码相关间隔tdll操作，得到超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)，然后利用下变频后的接收基带信号分别与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)相干积分处理后完成码相位偏差运算，即：
式中和/>分别是第i个相干积分时间内接收基带信号与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)的积分结果，Ti code＝1/fi code为第i个相干积分时间内本地扩频码片持续时间，fi code为第i个相干积分时间内扩频码本振频率/>和/>分别为第i个相干积分时间内接收噪声与超前本地扩频信号ψ(k+tdll)和滞后本地扩频信号ψ(k-tdll)的积分结果。
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对τi进行滤波处理，完成对扩频码本振频率的更新，即
/>
ω2＝1.886×Bloop
式中K为环路增益，Bloop为环路带宽，ω2为振荡频率。
c)调制符号相位偏差
首先设定调制符号相关间隔tmll，分别提取[iTcoh-tmll,(i+1)Tcoh-tmll]，[iTcoh,(i+1)Tcoh]，[iTcoh+tmll,(i+1)Tcoh+tmll]积分时间内的接收信号，然后对三类信号下变频后与本地扩频信号进行相干积分处理，即：
式中，为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[iTcoh-tmll,(i+1)Tcoh-tmll]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[iTcoh+tmll,(i+1)Tcoh+tmll]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[iTcoh,(i+1)Tcoh]内接收噪声与本地信号的积分结果；Ti mod＝1/fi mod为第i个相干积分时间内本地调制符号持续时间，fi mod为第i个相干积分时间内信息速率本振频率。
然后利用相邻极性变化，通过/>和/>计算调制符号相位偏差/>即：/>
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对进行滤波处理，完成对信息速率本振频率的更新，即
ω2＝1.886×Bloop
式中K为环路增益，Bloop为环路带宽，ω2为振荡频率。
除了上述实施方式，本发明技术方案还包括如下实施方式：提供一种无人机抗控制抗截获通信波形生成装置，包括CRC编码模块、Turbo编码模块、速率匹配模块、随机调制模块、跳码扩频模块、随机相位旋转模块、随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块、随机相位生成模块、组帧模块、随机跳时模块、跳时生成模块、跳频模块、上变频模块、数模转换模块、阵列切换模块、阵元选择模块、延迟幅相加权模块和多阵元天线，且这些模块基于如上述实施方式中的方法运行。
除了上述实施方式，本发明技术方案还包括如下实施方式：提供一种无人机抗控制抗截获通信波形接收装置，包括下变频模块、模数转换模块、带通滤波器、捕获模块、跟踪模块、解随机旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块、CRC译码模块，且这些模块基于如上述实施方式中的方法运行。
除了上述实施方式，本发明技术方案还包括如下实施方式：提供一种无人机抗控制抗截获通信***，包括如上述实施方式中的波形生成装置和波形接收装置。
需要说明的是，在本发明权利要求书中所限定的保护范围内，上述实施方式均可以从上述具体实施方式中，例如公开的技术原理，公开的技术特征或隐含公开的技术特征等，以合乎逻辑的任何方式进行组合和/或扩展、替换。
如图3a～图3f所示，当天线阵元数目N为20，平均副瓣门限为-15dB，目标方向失真度门限为0.1，非目标方向失真度门限为0.5时，图3a给出了本发明实施例技术方案所提的满足上述约束条件的最优阵列集合中的5个组合，图3b为5种最优阵列组合的天线方向图，由图可知，通过电磁波干射效应，可形成指向我方接收机的定向波束，在非合作方向形成低副瓣增益，降低空域暴露能量，减小第三方侦测平台检测性能。假设当前调制驻留时间下的调制方式为8PSK，从最优阵列集合中随机选取导通阵元并进行延迟幅相加权处理，如图3c所示，在主瓣方向我方接收机接收的调制星座失真度低，如图3d所示，第三方侦测平台在非合作方向由于阵列组合的随机切换导致侦收信号幅相动态变化，同时受到随机相位旋转模块的处理，侦收信号的相位也会发生随机旋转，造成严重失真，导致第三方侦测平台无法有效识别，如图3e所示，在我方接收机方向的第三方侦测平台虽然受随机切换阵列组合的影响较小，但仍然会受到随机相位旋转模块处理所带来的相位旋转，使第三方侦测平台适应能力及信号识别性能降低，如图3f所示在主瓣方向我方接收机可对侦收信号正确接收解调，由于第三方侦测平台在合作与非合作方向的调制星座发生失真，进而影响后续信号的盲解调。
如图4a～图4b所示，在环路增益K＝1，环路带宽Bloop＝0.7Hz，振荡频率ω2＝0.892Hz，调制符号相关间隔tmll＝0.2，码相关间隔tdll＝0.5，归一化载噪比为50dB·Hz，扩频速率和业务信息速率的本振频率是非同源的，分别设为24Kbps和5MHz，起始多普勒频率抖动范围为-5KHz～5KHz，多普勒加速度为1KHz/s的实施例下，如图4a所示，随着多普勒频率增加，传统Garder方法跟踪模块无法准确跟踪多普勒动态变化，造成多普勒频率跟踪失锁；然而在相同条件下，如图4b所示，本发明技术方案所提的跟踪模块可以准确跟踪多普勒动态变化，具备更强的抗多普勒能力。
描述于本发明实施例中所涉及到的单元可以通过软件的方式实现，也可以通过硬件的方式来实现，所描述的单元也可以设置在处理器中。其中，这些单元的名称在某种情况下并不构成对该单元本身的限定。
根据本发明实施例的一个方面，提供了一种计算机程序产品或计算机程序，该计算机程序产品或计算机程序包括计算机指令，该计算机指令存储在计算机可读存储介质中。计算机设备的处理器从计算机可读存储介质读取该计算机指令，处理器执行该计算机指令，使得该计算机设备执行上述各种可选实现方式中提供的方法。
作为另一方面，本发明实施例还提供了一种计算机可读介质，该计算机可读介质可以是上述实施例中描述的电子设备中所包含的；也可以是单独存在，而未装配入该电子设备中。上述计算机可读介质承载有一个或者多个程序，当上述一个或者多个程序被一个该电子设备执行时，使得该电子设备实现上述实施例中所述的方法。
本发明未涉及部分均与现有技术相同或可采用现有技术加以实现。
上述技术方案只是本发明的一种实施方式，对于本领域内的技术人员而言，在本发明公开了应用方法和原理的基础上，很容易做出各种类型的改进或变形，而不仅限于本发明上述具体实施方式所描述的方法，因此前面描述的方式只是优选的，而并不具有限制性的意义。
除以上实例以外，本领域技术人员根据上述公开内容获得启示或利用相关领域的知识或技术进行改动获得其他实施例，各个实施例的特征可以互换或替换，本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，包括步骤：
引入随机过程设置速率匹配模块参数、随机调制模块参数、跳码扩频模块参数、随机相位旋转模块参数、随机跳时模块参数、跳频模块参数和阵列切换模块参数，生成抗控制抗截获通信波形；
所述引入随机过程设置速率匹配模块参数、随机调制模块参数、跳码扩频模块参数、随机相位旋转模块参数、随机跳时模块参数、跳频模块参数和阵列切换模块参数，包括如下子步骤：
S1，产生时隙内传递用户数据的业务信息，经CRC编码模块、Turbo编码模块和速率匹配模块得到编码序列C，速率匹配模块由随机码率生成模块控制以得到不同码率的编码序列，其中随机码率生成模块由混沌随机过程产生第i个编码驻留时间的实值l i经量化器得到量化值g i以指引码率控制器从码率集合中随机选取当前使用的编码码率；
S2，编码序列C经随机调制模块得到调制序列M，随机调制模块由随机调制生成模块控制，其中随机调制生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个调制驻留时间的实值o i经量化器得到量化值p i以指引调制控制器从调制集合中随机选取当前使用的调制类型；
S3，调制序列M经跳码扩频模块得到跳码扩频序列S，跳码扩频模块由跳码生成模块控制，其中跳码生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个跳码驻留时间的实值y i经量化器得到量化值z i以指引跳码控制器从跳码序列集合中随机选取当前使用的扩频增益和扩频速率的扩频码序列，扩频速率和业务信息速率的本振频率是非同源的，不同扩频码具备良好的互相关特性；
S4，跳码扩频序列S经随机相位旋转模块得到业务信息基带信号D，随机相位旋转模块由随机相位生成模块控制，其中随机相位生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个相位驻留时间的实值h i作为偏移相位，即：
其中和/>分别为第i个相位驻留时间的业务基带信号和跳码扩频基带信号，/>为虚数标识；
S5，将时隙内随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块和随机相位生成模块所使用的混沌随机过程初始值作为通信波形特征参数指示信息，以指导接收端对业务基带信号的处理；
S6，将同步信息和通信波形特征参数指示信息经格式化模块组合后，采用固定图案依次经过随机调制模块、跳码扩频模块和随机相位旋转模块得到控制基带信号，其中扩频速率和控制信息速率的本振频率是同源的；
S7，将业务基带信号和控制基带信号经组帧模块后，得到时隙辐射信号F，经随机跳时模块产生辐射时间抖动，随机跳时模块由跳时生成模块控制，其中跳时生成模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个跳时驻留时间的实值h i经量化器得到量化值c i以指引跳时控制器从跳时集合中随机选取当前使用的辐射起始时间；
S8，随机跳时模块输出的基带信号TH，经过阵列切换模块随机选择一维线性阵列本次切换驻留时间内导通的阵元组合，然后导通阵元通道内的延迟幅相加权模块分别对基带信号TH进行延迟、幅相加权处理，使得合成信号主波束对准我方接收机，阵列切换模块由阵列选择模块控制，其中阵列选择模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个阵列切换驻留时间的实值v i经量化器得到量化值r i以指引阵元选择控制器从最优阵列集合中随机选取当前使用的阵元组合；
S9，多路信号经延迟幅相加权模块处理后的信号向量U=[U 1, U 2, …, U N]，经上变频处理和数模转换处理，最后由多阵元天线辐射至信道，其中N为多阵元天线的阵元数目，上变频的载波频率由跳频模块产生，跳频模块由步骤S1中的混沌随机过程产生第i个频率驻留时间的实值x i经量化器得到量化值p i以指引跳频控制器从频率集合中随机选取当前使用的频率。
2.根据权利要求1所述的无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，在生成抗控制抗截获通信波形之后，还包括步骤：在接收端接收所述抗控制抗截获通信波形。
3.根据权利要求2所述的无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，所述在接收端接收所述抗控制抗截获通信波形，包括子步骤：
S10，接收端对接收信号进行下变频处理，再经模数转换模块及带通滤波器处理，得到数字中频信号IF，即：
式中为第/>个采样时刻中频信号，/>和/>为第/>个采样时刻基带信号和高斯噪声，/>为接收中频频率，/>为相位偏差，/>为采样时间；
S11，捕获模块根据已知的同步信息和固定图案的基带处理方式，得到本地同步基带信号，根据已知频率集合样本，同时对中频信号进行并行下变频处理，并与本地同步基带信号进行相关及门限检测，将过门限的最大相关峰值对应的频率和时刻估计作为当前时隙所采用的跳频频率和起始时刻；然后利用本地同步基带信号消除接收同步段信息相位，得到已消去信息相位后且长度为L 0的接收同步信号y，即：
式中， />为多普勒频率，/>为基带高斯噪声，/>为y的第/>个采样时刻信号，*为共轭运算；对y依次进行前后时刻采样信号的相位差分，加权，累积平均操作，完成对/>的最小均方无偏估计/>，即：
式中，为多普勒无偏估计，/>为加权窗函数，/>为时域自相关函数，/>为取相位运算；L 0/2为加权变量数目，最后利用多普勒无偏估计/>抵消掉多普勒线性相位的影响，估计出相位偏差/>，即：
S12，跟踪模块根据捕获模块输出的多普勒无偏估计和相位偏差/>产生本地初始载波，分别基于已知的固定图案和控制信道提供的通信波形特征参数指示信息的基带处理方式分别再生经随机相位旋转后的控制信道和业务信道本地扩频基带信号，采用载波环路、码环路和调制符号环路联动的方式，将本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差作为输入，依次调整接收机载波本振频率、扩频码速率本振频率和信息速率本振频率，完成对接收控制信号和业务信号的载波相位同步、码元同步和调制符号同步；
S13，跟踪模块输出的已同步控制基带信号，根据已知的固定图案处理方式，依次进行解随机相位旋转模块、跳码解扩模块和基带解调模块得到波形特征指示参数；
S14，跟踪模块输出的已同步业务基带信号，根据控制基带信号解析出的通信波形特征参数指示信息的处理方式，依次经过解随机相位旋转模块、跳码解扩模块、基带解调模块、Turbo译码模块和CRC译码模块恢复出业务信息。
4.根据权利要求1所述的无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，在步骤S8中，所述最优阵列集合满足如下约束条件：
S81，最小化阵列副瓣电平约束条件：
式中为导通的阵列集合经幅相加权后的平均副瓣电平，/>为平均副瓣门限，为方向为/>的天线增益，/>为副瓣角度范围，/>为副瓣角度范围样本数，/>为副瓣角度范围下限，/>为副瓣角度范围上限，/>为3dB主瓣宽度，/>为第n个阵元方向图，为通信目标方向，/>为满足/>约束条件的阵列集合且/>，为第n个阵元导通开关，取值为0或1，/>为载波波长，/>为线性阵列相邻阵元间距；
最小化目标方向失真约束条件：
式中为目标方向失真度，/>为目标方向失真度门限，/>为业务信息已调信号D的第i个调制星座点，/>为满足/>约束条件的阵列集合且/>，/>为第n个阵元导通开关，取值为0或1；
最大化非目标方向失真约束条件：
式中为非目标方向失真度，/>为非目标方向失真度门限，/>为满足约束条件的阵列集合且/>，/>为第n个阵元导通开关，取值为0或1，/>为角度步长，/>为调制阶数；
S82，设定平均副瓣门限、目标方向失真度门限/>和非目标方向失真度门限，对步骤S81中三种约束条件下的数学模型进行求解，得到最优阵列集合，根据不同阵列切换驻留时间从最优阵列集合中随机选取阵列组合进行多阵元的辐射切换。
5.根据权利要求3所述的无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，在步骤S12中，所述本地信号与接收信号的载波相位差、载波频率差、码相位差和调制符号相位差的计算方法分别如下：
载波相位差和载波频率差：首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道的扩频基带信号，然后利用多普勒无偏估计/>和相位偏差/>初始化本地载波，对接收信号下变频处理后再与本地控制信道或业务信道的扩频基带信号/>进行相干积分后取相位操作，得到载波相位残差即：
式中为相干积分时间，/>为采样时间，/>为取共轭运算，/>为第i个相干积分时间内本地扩频基带信号与接收信号码相位偏差，/>为第i个相干积分时间内载波相位，/>为第i个相干积分时间内接收机载波本振频率且初始化为/>，/>为第i个相干积分时间内接收机载波初始相位且初始化为/>，/>为/>对/>求模操作；
通过对相邻两个相干积分时间载波相位残差进行差分运算，得到载波频率残差即：
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对和/>进行滤波处理，完成对载波本振频率的更新，即：
， />为第i个相干积分时间内载波相位，/>表示第i个相干积分时间内载波相位残差；
式中，/>，/>，/>，/>和/>分别为无限长单位冲击响应数字滤波器权系数，/>为振荡频率，/>为环路增益，/>为环路带宽；
第i个相干积分时间内接收机载波初始相位更新为
码相位偏差：
首先再生第i个相干积分时间内经随机相位旋转后的控制信道或业务信道的扩频基带信号，然后对/>进行超前和滞后码相关间隔/>操作，得到超前本地扩频基带信号和滞后本地扩频基带信号/>，然后利用下变频后的接收基带信号分别与超前本地扩频基带信号/>和滞后本地扩频基带信号/>相干积分处理后完成码相位偏差运算，即：
式中和/>分别是第i个相干积分时间内接收基带信号与超前本地扩频基带信号和滞后本地扩频基带信号/>的积分结果，/>为第i个相干积分时间内本地扩频码片持续时间，/>为第i个相干积分时间内扩频码本振频率,/>和分别为第i个相干积分时间内接收噪声与超前本地扩频基带信号/>和滞后本地扩频基带信号/>的积分结果；
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对进行滤波处理，完成对扩频码本振频率的更新，即
式中为环路增益，/>为环路带宽，/>为振荡频率；
调制符号相位偏差：首先设定调制符号相关间隔，分别提取[/>,]，[/>, />]，[/>, />]积分时间内的接收信号，然后对三类信号下变频后与本地扩频基带信号进行相干积分处理，即：
式中，为相关积分时间[/>, />]内接收信号与本地信号的积分结果，为相关积分时间[/>, />]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[/>, />]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[/>, />]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为相关积分时间[, />]内接收信号与本地信号的积分结果，/>为相关积分时间[, />]内接收噪声与本地信号的积分结果；/>为第i个相干积分时间内本地调制符号持续时间，/>为第i个相干积分时间内信息速率本振频率；
然后利用相邻极性变化，通过/>和/>计算调制符号相位偏差/>，即：
最后利用无限长单位冲击响应数字滤波器对进行滤波处理，完成对信息速率本振频率的更新，即
式中为环路增益，/>为环路带宽，/>为振荡频率。
6.根据权利要求1所述的无人机抗控制抗截获通信波形设计方法，其特征在于，
在步骤S1中，包括子步骤：编码码率集合范围为{0.1, 0.2, 0.3, 0.4, 0.5, 0.6,0.7, 0.8}，混沌随机过程采用Logistic映射，量化器采用非线性量化方程：
式中，量化值g i=j，为码率集合样本数；
在步骤S2中，包括子步骤：调制集合为{2PSK, 4PSK, 8PSK, 16PSK}，采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值p i=j，，/>为调制集合样本数；
在步骤S3中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值z i=j，，/>为跳码序列集合样本数；
在步骤S7中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值c i=j，，/>为跳时集合样本数，跳时驻留时间为一个时隙时间长度；
在步骤S8中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值r i=j，，/>为最优阵列集合样本数；
在步骤S9中，包括子步骤：采用步骤S1中的非线性量化方程，满足量化值p i=j，，/>为频率集合样本数，频率驻留时间为一个时隙时间长度。
7.一种无人机抗控制抗截获通信波形生成装置，其特征在于，包括CRC编码模块、Turbo编码模块、速率匹配模块、随机调制模块、跳码扩频模块、随机相位旋转模块、随机码率生成模块、随机调制生成模块、跳码生成模块、随机相位生成模块、组帧模块、随机跳时模块、跳时生成模块、跳频模块、上变频模块、数模转换模块、阵列切换模块、阵元选择模块、延迟幅相加权模块和多阵元天线，且这些模块基于如权利要求1所述方法运行。
8.一种无人机抗控制抗截获通信***，其特征在于，包括如权利要求7所述的波形生成装置和波形接收装置。
CN202211569732.3A 2022-12-08 2022-12-08 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及*** Active CN116015344B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211569732.3A CN116015344B (zh) 2022-12-08 2022-12-08 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211569732.3A CN116015344B (zh) 2022-12-08 2022-12-08 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN116015344A CN116015344A (zh) 2023-04-25
CN116015344B true CN116015344B (zh) 2024-04-30

Family

ID=86022223

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211569732.3A Active CN116015344B (zh) 2022-12-08 2022-12-08 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116015344B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116484180B (zh) * 2023-06-21 2023-09-22 中国人民解放军国防科技大学 一种提取通信信号基因的***与方法
CN117558119B (zh) * 2024-01-11 2024-04-16 国网冀北电力有限公司 一种无人机与控制终端之间的安全检测方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8275020B1 (en) * 2009-02-13 2012-09-25 Frost Edward G Secure communication using a non-differentiable waveform
CN102739590A (zh) * 2011-04-14 2012-10-17 苏州东奇信息科技有限公司 伪随机序列相位调制的cp-ebpsk通信***及其通信方法
CN103957026A (zh) * 2014-04-14 2014-07-30 武汉大学 一种基于混沌序列的跳码扩频通信***
CN111183749B (zh) * 2015-07-17 2017-11-10 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种长短码联合扩频体制无人机数据链路发信机
CN113225102A (zh) * 2021-04-13 2021-08-06 南京理工大学 一种基于随机连续相位调制信号的低信噪比码捕获方法
CN113872724A (zh) * 2021-09-24 2021-12-31 天津津航计算技术研究所 一种基于WFrFT和调制跳变的抗截获装置及方法
CN114337730A (zh) * 2021-11-26 2022-04-12 中国航空无线电电子研究所 一种基于随机排序的跳频序列生成方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9648444B2 (en) * 2014-01-06 2017-05-09 Brian G. Agee Physically secure digital signal processing for wireless M2M networks

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8275020B1 (en) * 2009-02-13 2012-09-25 Frost Edward G Secure communication using a non-differentiable waveform
CN102739590A (zh) * 2011-04-14 2012-10-17 苏州东奇信息科技有限公司 伪随机序列相位调制的cp-ebpsk通信***及其通信方法
CN103957026A (zh) * 2014-04-14 2014-07-30 武汉大学 一种基于混沌序列的跳码扩频通信***
CN111183749B (zh) * 2015-07-17 2017-11-10 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种长短码联合扩频体制无人机数据链路发信机
CN113225102A (zh) * 2021-04-13 2021-08-06 南京理工大学 一种基于随机连续相位调制信号的低信噪比码捕获方法
CN113872724A (zh) * 2021-09-24 2021-12-31 天津津航计算技术研究所 一种基于WFrFT和调制跳变的抗截获装置及方法
CN114337730A (zh) * 2021-11-26 2022-04-12 中国航空无线电电子研究所 一种基于随机排序的跳频序列生成方法

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Low probability of intercept R-Conjugate CDMA codes;S. Sud;《IEEE Southeastcon 2009》;20090724;全文 *
Low-PAPR Waveforms with Shaped Spectrum for Enhanced Low Probability of Intercept Noise Radars;Savci, K.;《Remote Sens.》;20210617;全文 *
一种抗扩频参数测量的低截获波形设计;孙岩博;《电讯技术》;20210409;全文 *
二维随机跳频***性能分析;宁晓燕;《哈尔滨工程大学学报》;20220321;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN116015344A (zh) 2023-04-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN116015344B (zh) 无人机抗控制抗截获通信波形设计方法、装置及***
CN113225102B (zh) 一种基于随机连续相位调制信号的低信噪比码捕获方法
CN110278170B (zh) 基于最大似然的短波通信频偏估计方法
CN103023831A (zh) 一种适用于突发波形的载波频偏估计方法
CN103281280A (zh) 基于旋转平均周期图和解调软信息的载波同步方法
CN202906963U (zh) 相干解调频移键控调制信号的频率偏移估计***
CN111800364B (zh) 基于波形匹配的编码cpm信号频偏估计和校正方法
CN112422168B (zh) 大动态卫星通信***中的信号调制解调方法和***
CN102857448B (zh) 一种短波变速通信***及其使用的多径估计与分离方法
CN114584444B (zh) 一种基于循环矩特征的Multi-h CPM调制指数估计方法
Farhang et al. Multi-receiver modulation classification for satellite communications signals
Chayot et al. Joint channel and carrier frequency estimation for M-ary CPM over frequency-selective channel using PAM decomposition
CN101982945A (zh) 一种基于混沌理论的频谱感知方法
Kirillov et al. Algorithms to form and process signals for multilevel defense of transmitted data based on the principles of cognitive and software-defined radio
He et al. Proposed OFDM modulation for future generations of GNSS signal system
CN110971550B (zh) 一种alpha稳定分布噪声下FSK信号参数联合估计方法
Nezami Techniques for acquiring and tracking MIL-STD-181B signals
Wang et al. Second Order Time-Frequency Modulation in Satellite High-Mobility Communications
Lan et al. A pipelined synchronization approach for satellite-based automatic identification system
Yue et al. Multiple Satellites Collaboration for Joint Code-aided CFOs and CPOs Estimation
CN113676215B (zh) 一种高动态环境下双m元编码扩频方法及***
CN114205196B (zh) 一种存在相偏的环境下对mpsk信号snr盲估计方法
Liu BPSK/BOC Modulation Signal System for GPS Satellite Navigation Signals
WO1993022854A1 (en) Radio communication modem for receiving and estimating a transmitted symbol
Morelli et al. Low complexity SNR estimation for transmissions over time-varying flat-fading channels

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant