CN115941413B - 一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 - Google Patents
一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115941413B CN115941413B CN202211280553.8A CN202211280553A CN115941413B CN 115941413 B CN115941413 B CN 115941413B CN 202211280553 A CN202211280553 A CN 202211280553A CN 115941413 B CN115941413 B CN 115941413B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- signal
- ofdm
- navigation
- symbol
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 47
- 230000004927 fusion Effects 0.000 title claims abstract description 40
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 title claims abstract description 15
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 81
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 42
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims abstract description 38
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 20
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims abstract description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 13
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 6
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical group [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 claims 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000011161 development Methods 0.000 description 3
- 229910052741 iridium Inorganic materials 0.000 description 3
- GKOZUEZYRPOHIO-UHFFFAOYSA-N iridium atom Chemical compound [Ir] GKOZUEZYRPOHIO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000007500 overflow downdraw method Methods 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000000474 nursing effect Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
本发明一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法，首先进行通信信息串并转换与导航信息基带扩频；对通信信息与导航信息进行基带调制映射与功率分配；生成保护间隔符号，进行IFFT变换，并串转换与添加循环前缀，完成通导信号OFDM波形调制；经发射通道后通过发射天线进行播发；接收天线接收通导融合导航信号，经接收通道后变为数字采样信号；读取数字采样信号，进行导航信号检测；与接收机粗同步本地参考信号进行相关，实现粗同步，获取导航信号的粗同步时延估计值与粗同步多普勒估计值；解调导航信号，生成接收机精同步本地参考信号，与数字采样信号进行精同步，获取导航信号的精同步时延估计值与精同步多普勒估计值。
Description
技术领域
本发明公开了一种基于自主看护的高可靠通信***，本***属于深空探测中继通信领域。
背景技术
近年来，随着低轨通信卫星星座，特别是低轨宽带互联网星座迅速发展，基于低轨星座的导航增强也逐渐成为导航领域的热点。发展低轨导航增强已逐渐成为研究者们的共识，各国纷纷提出自己的低轨导航增强星座计划。
低轨导航发展方向分为两大类，一类是专用的低轨导航星座，但是建设成本高；第二类是发展低轨通导融合星座，通过通导融合，共享平台、频率、链路、地面站等资源，从而降低***建设成本。而且，通过频谱资源共享，能够扩展导航应用的频率资源，利用通信信号功率高的优势，有助于解决当前卫星导航应用面临的可用性、安全性难题。
低轨通导融合，首先要解决的是低轨通信与导航信号的融合。铱星next 播发了通导融合信号STL，通过对原铱星寻呼信道的信号重新设计实现，但是铱星通信信号和导航信号STL是相互独立的，没有实现信号层面的融合。
对于通信而言，通信业务是双向突发的，业务量随着时间变化，通过无线资源管理可进行资源的灵活分配，而且，低轨互联网星座通常采用OFDM波形。而导航业务通常是广播单向方式，信号频率、结构相对固定。因此，如何实现通信信号与导航信号的深度融合。并满足兼容性需求，是一个难题。
发明内容
本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提出了一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法，实现通信信号与导航信号的深度融合，满足兼容性要求的同时，可根据通信业务量需求，灵活分配功率，为导航信号分量提供更高的功率，提升导航信号的测量性能。
本发明的技术方案为：一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法，包括：
(1)进行通信信息串并转换与导航信息基带扩频；对串并转换后的通信信息与基带扩频后的导航信息进行基带调制映射与功率分配；生成保护间隔符号，进行IFFT变换，并串转换与添加循环前缀，完成统一的通导信号OFDM波形调制；经发射通道，DAC、变频、滤波、放大后通过发射天线进行播发；
(2)接收天线接收通导融合导航信号，经接收通道，LNA、下变频、滤波， ADC采样后变为数字采样信号；滑动读取数字采样信号，进行导航信号检测；检测到导航信号后，与接收机粗同步本地参考信号进行相关，实现粗同步，获取导航信号的粗同步时延估计值与粗同步多普勒估计值；解调导航信号，生成接收机精同步本地参考信号，再与数字采样信号进行精同步，获取导航信号的精同步时延估计值与精同步多普勒估计值。
所述通信信息串并转换，包括：
生成需要播发的串行的通信信息，得到由Nc*M个{0,1}序列构成的串行的通信信息，其中，Nc表示通信信号使用的子载波个数，M表示OFDM符号的个数；
将得到的串行的通信信息，进行1对Nc的串并转换，生成Nc路串并转换后的通信信息，每一路串并转换后的通信信息由M个{0,1}序列构成，第nc路通信信号记为bnc(s),nc＝1,2,…,Nc,s＝1,2,…M。
所述导航信息基带扩频，包括：
生成Nn路导航码序列，每路导航码序列都由M个{0,1}序列组成，记为cnn(s)， nn＝1,2,…,Nn,s＝1,2,…M，其中，Nn是导航信号占用的子载波数量；其中，当 s＝1,2,…,N0时，cnn(s)为全0或者全1序列，用于导航信号检测；当s＝N0+1,N0+2,…,M时，cnn(s),nn＝1,2,...,Nn是长度为M-N0的伪随机序列，所述伪随机序列为截短的 Gold序列或者weil序列，或者其他类型的伪随机序列；
生成由In个{0,1}序列构成的导航信息Inn，nn＝1,2,…,In，其中，0≤In≤Nn，导航信息包含卫星的轨道、钟差、时标信息；
从Nn个导航码序列cnn(s)中，选出In个码序列，对In个导航信息进行扩频，得到基带扩频后的Nn路{0,1}序列，每一路由M个{0,1}序列组成，记为Cnn(s)，其中，
当nn＝1,2,…,In时，有
式中，表示异或操作，NI是参与扩频的{0,1}序列数；
当nn＝In+1,In+2,…,Nn时，有
Cnn(s)＝cnn(s),s＝1,2,…,M。
所述进行基带调制映射与功率分配，包括：
将串并转换后的Nc路通信信息进行基带映射，采用BPSK映射，得到Nc路通信信号的BPSK映射符号：
snc,base(s)＝(1-2bnc(s)),nc＝1,2,…,Nc,s＝1,2，…,M；
导航信号的Nn路扩频序列Cnn(s)，经BPSK映射后，得到Nn路导航信号 BPSK映射符号：
其中，Pn表示导航信号BPSK映射后的功率；
为通信信号与导航信号分配功率，通信信号与导航信号的功率配比为Pc:Pn， Pc表示通信信号BPSK映射后的功率；生成功率分配后的通信信号映射符号记为snc(s),nc＝1,2,…,Nc,s＝1,2,…,M，生成功率分配后的导航信号映射符号记为snn(s),nn＝1,2,…,Nn,s＝1,2,…,M，
所述完成统一的通导信号OFDM波形调制，包括：
生成信号前的保护间隔符号snb0(s)＝0，nb0＝1,2,…,Nb0,s＝1,2,…,M；生成信号间的保护间隔符号snm0(s)＝0，nm0＝1,2,…,Nm0,s＝1,2,…,M；生成信号后的保护间隔符号sna0(s)＝0，na0＝1,2,…,Na0,s＝1,2,…,M；子载波间隔为Δf，最大多普勒为fmax， Nb0为的整数，Na0为/>的整数，Nm0为大于等于0的整数；总的子载波个数为N＝Nb0+Nc+Nm0+Nn+Na0；
从N路符号中每次各取一个符号，进行N点IFFT变换，得到一个OFDM 符号，每个OFDM符号包含N个样点值，第s个OFDM符号的第n个样点值记为：sOFDM(s,n)，s＝1,2,…,M，n＝1,2,…,N， sOFDM(s,n)＝IFFT{snb0(s),snc(s),snm0(s),snn(s),sna0(s)}；
将每个OFDM符号的N个样点值进行并串转换，转换后的第s个OFDM 符号的第n个样点值表示为：
SOFDM(s)＝[sOFDM(s,1)sOFDM(s,2)…sOFDM(s,N)]；
依次给M个OFDM符号添加循环前缀，循环前缀的样点数为NCP,NCP≥0的整数，不同的OFDM符号选择不同的NCP值，添加循环前缀后的第s个OFDM 符号表示为：
SOFDM,CP(s)＝[sOFDM(s,N-NNC+1)sOFDM(s,N-NNC+2)…sOFDM(s,N)sOFDM(s,1)sOFDM(s,2)…sOFDM(s,N)]。
所述导航信信号检测，包括：
6.1)发射的通导融合信号，经接收通道后，采样变为数字信号，读取长度为N0·TOFDM的数字信号；
6.2)将长度为N0·TOFDM的数字信号进行FFT变换，得到导航频段内的谱线值；
6.3)将谱线值与导航信号门限值THCW进行对比；如果超过门限值THCW的谱线个数满足不少于NTH个，则检测导航信号，完成导航信号检测过程；如果不满足，则转到步骤6.4)；门限值THCW与NTH值根据要求的虚警概率得到；
6.4)从上一次读取数字信号的中心时刻，即从N0·TOFDM/2时刻起，读取长度为N0·TOFDM的数字信号，转到步骤6.2)。
所述门限值THCW与NTH值根据要求的虚警概率得到，包括：
按照接收通道采样过程，仿真生成白噪声数字信号，进行FFT变换，得到谱线值；
选择一组THCW与NTH，如果谱线值大于THCW的个数超过NTH，则将虚警次数加1；
重复上述过程Ntotal次，得到总的虚警次数为Nfa，计算出虚警概率为
改变THCW与NTH的值，仿真得到相应的虚警概率；
根据要求的虚警概率，找到对应的一组THCW与NTH的值。
所述粗同步，包括：
完成导航信号检测后，从用于检测到导航信号的数字信号中心时刻，即从 N0·TOFDM/2时刻起，读取长度(M-NI)·TOFDM的采样数字信号，用于粗同步；这段采样数字信号记为：srec(ns·Tsample)，Tsample为采样间隔；
用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号snc(s)，按照所述的通导信号OFDM波形调制，生成第N0+1到第M-NI个OFDM符号，采样后得到长度为 (M-N0-NI)·TOFDM的参考信号，在后面补上长度为N0·TOFDM的全0样点值，得到粗同步本地参考信号sref,coarse(ns·Tsample)；
选择不同的多普勒与时延值，计算二维相关值：
式中，fc是接收信号的标称频率；
找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为粗同步得到的多普勒与时延估计值，
式中，为粗同步多普勒估计值，/>为粗同步时延估计值。
所述解调导航信号，包括：
完成粗同步后，从用于粗同步的数字信号之前时刻起，读取长度M·TOFDM的采样数字信号，记为：sdemo(ns·Tsample)；
使用粗同步估计的多普勒剥离采样数字信号sdemo(ns·Tsample)的载波，得到基带信号sbase(ns·Tsample)，/>
按照所述的通导信号OFDM波形调制的逆过程，去掉循环前缀，再进行串并转换为N路，通过N点FFT，得到N路映射符号的估计值，分别记为其中，/>为Nn路导航信号BPSK映射符号的估计值；
将扩频了导航信息的In路符号的估计值，与cnn(s),nn＝1,2,…,In进行相关，得到第nn个导航信息估计值为：/>获取所有In个导航信息估计值，即完成了导航信号的解调。
所述精同步，包括：
从用于粗同步的数字信号的时刻起，读取长度(M-N0)·TOFDM的采样数字信号，记为：srec,fine(ns·Tsample)；
用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号snc(s)，用估计的代替Inn，按照所述的通导信号OFDM波形调制，生成第N0+1到第M个OFDM符号，采样后得到长度为(M-N0)·TOFDM的参考信号，得到精同步本地参考信号 sref,fine(ns·Tsample)；
将srec,fine(ns·Tsample)与sref,fine(ns·Tsample)进行二维相关，多普勒维度在附近进行搜索，时延维度在/>附近进行搜索，计算相关值
找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为精同步得到的多普勒与时延估计值
式中，为精同步多普勒估计值，/>为精同步时延估计值。
本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)现有的通导融合方法，要么是将导航信号与通信信号直接叠加，要么是将导航信号分量调制到不同子载波上再进行时域叠加，通信信号和导航信号没有采用统一的OFDM波形生成，是一种松融合；本发明扩展子载波数量，将通信信号分量与导航信号分量采用统一的OFDM波形生成，实现通信信号与导航信号的深度融合。
(2)现有的通导融合方法，为了满足通信信号与导航信号的兼容性，要么限制导航信号的功率，要么采用严格约束的滤波器实现频分。本方法采用统一的OFDM波形实现通导融合，利用OFDM天然的正交性，可满足通信信号分量与导航信号分量的兼容性，降低了实现复杂度。
(3)现有的通导融合方法，为了满足兼容性要求，导航信号的功率通常是固定的，或者对导航信号的功率进行了限定。本发明可根据通信业务量，灵活调整分配给导航信号的功率，在通信业务量少时，实现高功率导航信号生成与播发。
附图说明
图1为本发明公开的高功率通导融合导航信号生成与接收方法框图。
图2为导航信息基带扩频示意图。
图3为通导融合信号频谱示意图。
图4为粗同步本地参考信号生成示意图。
图5为精同步本地参考信号生成示意图。
图6为导航信号精同步多普勒估计精度示意图。
具体实施方式
本发明从低轨通导融合需求出发，在通信信号的OFDM波形基础上，扩展子载波的数量，用于播发导航信号分量，将调制通信信号子载波与调制导航信号子载波，采用统一的OFDM生成，实现通导深度融合。通过灵活分配功率，在通信业务降低时，可以进一步提高导航信号的功率。通过特殊设计的本地复现信号，实现导航信号的多普勒和时延估计。
为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参考附图，对本发明进一步详细说明。
本发明公开的一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法如图1所示，包括：
(a)高功率通导融合导航信号生成与播发。
(1)通信信息串并转换。
1)生成需要播发的串行的通信信息，得到由Nc*M个{0,1}序列构成的串行的通信信息，其中，Nc表示通信信号使用的子载波个数，M表示OFDM符号的个数。
2)将1)中得到的串行的通信信息，进行1对Nc的串并转换，生成Nc路串并转换后的通信信息，每一路串并转换后的通信信息由M个{0,1}序列构成，第nc路通信信号记为bnc(s),nc＝1,2,...,Nc,s＝1,2,…M。
(2)导航信息基带扩频。
1)导航码序列生成。生成Nn路导航码序列，每路导航码序列都由M个{0,1} 序列组成，记为cnn(s)，nn＝1,2,...,Nn,s＝1,2,…M，其中，Nn是导航信号占用的子载波数量。其中，当s＝1,2,…,N0时，cnn(s)为全0或者全1序列，用于导航信号检测；当s＝N0+1,N0+2,…,M，时，cnn(s)，nn＝1,2,...,Nn都是长度为M-N0的伪随机序列，可以是截短的Gold序列或者weil序列，或者其他具有良好奇偶相关特性的伪随机序列。
2)导航信息生成。生成由In个{0,1}序列构成的导航信息Inn，nn＝1,2,…,In，其中，0≤In≤Nn，导航信息包含卫星的轨道、钟差、时标等信息。
3)基带扩频。从Nn个导航码序列cnn(s)中，选出In个码序列(例如，前In个码序列)，对In个导航信息进行扩频，得到基带扩频后的Nn路{0,1}序列，每一路由M个{0,1}序列组成，记为Cnn(s)，nn＝1,2,…,Nn,s＝1,2,...M，其中，
当nn＝1,2,…,In时，有
式中，表示异或操作，NI是参与扩频的{0,1}序列数。
当nn＝In+1,In+2,…,Nn时，有
Cnn(s)＝cnn(s),s＝1,2,…,M
基带扩频的过程如图2所示。
(3)基带调制映射与功率分配。
1)通信信号基带映射。将串并转换后的Nc路通信信息进行基带映射(采用BPSK、QPSK、MPS、QAM等映射方式)，采用BPSK映射时，得到Nc路通信信号的BPSK映射符号：
snc,base(s)＝(1-2bnc(s)),nc＝1,2,…,Nc,s＝,1,2,…,M
2)导航信号基带映射。导航信号的Nn路扩频序列Cnn(s)，经BPSK映射后，得到Nn路导航信号BPSK映射符号：
3)功率分配。为通信信号与导航信号分配功率，通信信号与导航信号的功率配比为Pc:Pn，生成功率分配后的通信信号映射符号记为
snc(s),nc＝1,2,…,Nc,s＝,1,2,…,M，生成功率分配后的导航信号映射符号记为
snn(s),nn＝1,2,…,Nn,s＝,1,2,…,M，
(4)通导信号OFDM波形调制。
1)生成保护间隔符号。生成信号前的保护间隔符号snb0(s)＝0， nb0＝1,2,…,Nb0,s＝,1,2,…,M；生成信号间的保护间隔符号snm0(s)＝0， nm0＝1,2,…,Nm0,s＝,1,2,…,M；生成信号后的保护间隔符号sna0(s)＝0， na0＝1,2,…,Na0,s＝,1,2,…,M。子载波间隔为Δf，最大多普勒为fmax，的整数，/>的整数，Nm0为大于等于0的整数。总的子载波个数为 N＝Nb0+Nc+Nm0+Nn+Na0，通常N选为是2的正整数幂。
2)IFFT变换。从N路符号中每次各取一个符号，进行N点IFFT变换，得到一个OFDM符号，每个OFDM符号包含N个样点值，第s个OFDM符号的第n个样点值记为：sOFDM(s,n)，s＝,1,2,…,M，n＝,1,2,…,N，
sOFDM(s,n)＝IFFT{snb0(s),snc(s),snm0(s),snn(s),sna0(s)}
3)并串转换。将每个OFDM符号的N个样点值进行并串转换，转换后的第s个OFDM符号的第n个样点值表示为：
SOFDM(s)＝[sOFDM(s,1)sOFDM(s,2)…sOFDM(s,N)]
4)添加循环前缀(CP)。依次给M个OFDM符号添加循环前缀，循环前缀的样点数为NCP,NCP≥0的整数，不同的OFDM符号可以选择不同的NCP值，添加CP后的第s个OFDM符号表示为：
SOFDM,CP(s)＝[sOFDM(s,N-NNC+1)sOFDM(s,N-NNC+2)…sOFDM(s,N)sOFDM(s,1)sOFDM(s,2)…sOFDM(s,N)]
(5)通导融合信号播发。
将添加CP后的M个OFDM符号依次经发射通道，DAC、变频、滤波、放大后通过天线播发。
生成与播发的通导融合信号频谱示意图如图3所示，图中，
(b)高功率通导融合导航信号接收。
(1)接收天线接收通导融合导航信号，经接收通道，LNA、下变频、滤波， ADC采样后变为数字采样信号；
(2)导航信信号检测。
1)读取采样后的数字信号。发射的通导融合信号，经接收通道后，采样变为数字信号，读取长度为N0·TOFDM的数字信号。
2)FFT变换。将长度为N0·TOFDM的数字信号进行FFT变换，得到导航频段内(含多普勒)的谱线值。
3)门限检测。将谱线值与导航信号门限值THCW进行对比。如果超过门限值THCW的谱线个数满足不少于NTH个，则检测导航信号，完成导航信号检测过程。如果不满足，则转到4)。门限值THCW与NTH值根据虚警概率得到。
4)滑动读取数字信号。从上一次读取数字信号的中心时刻，即从N0·TOFDM/2 时刻起，读取长度为N0·TOFDM的数字信号，转到步骤2)。
(3)粗同步。
1)读取用于粗同步的数字信号。完成导航信号检测后，从用于检测到导航信号的数字信号中心时刻，即从N0·TOFDM/2时刻起，读取长度(M-NI)·TOFDM的采样数字信号，用于粗同步。这段采样数字信号记为：srec(ns·Tsample)，Tsample为采样间隔。
2)生成粗同步本地参考信号。用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号 snc(s)，按照通导信号OFDM波形调制过程，生成第N0+1到第M-NI个OFDM 符号，采样后得到长度为(M-N0-NI)·TOFDM的信号，在后面补上长度为N0·TOFDM的全0样点值，得到粗同步本地参考信号sref,coarse(ns·Tsample)。粗同步本地参考信号生成过程如图4所示。
3)二维相关检测。选择不同的多普勒与时延值，计算二维相关值：
式中，fc是接收信号的标称频率。
4)多普勒与时延估计。找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为粗同步得到的多普勒与时延估计值，
式中，为粗同步多普勒估计值，/>为粗同步时延估计值。
(4)解调导航信号。
1)读取用于解调的数字信号。完成粗同步后，从用于粗同步的数字信号之前时刻起，读取长度M·TOFDM的采样数字信号，记为：sdemo(ns·Tsample)。
2)载波剥离。使用粗同步估计的多普勒剥离采样数字信号 sdemo(ns·Tsample)的载波，得到基带信号sbase(ns·Tsample)，/>
3)OFDM解调。按照步骤5所述的通导信号OFDM波形调制的逆过程，去掉CP，再进行串并转换为N路，通过N点FFT，得到N路映射符号的估计值，分别记为其中，/>为Nn路导航信号BPSK映射符号的估计值。
4)导航信息估计。将扩频了导航信息的In路符号的估计值，与cnn(s)进行相关，得到第nn个导航信息估计值为：/>
(5)精同步。
1)读取用于精同步的数字信号。从用于粗同步的数字信号的时刻起，读取长度(M-N0)·TOFDM的采样数字信号，记为：srec,fine(ns·Tsample)。
2)生成精同步本地参考信号。用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号 snc(s)，用估计的代替Inn，按照步骤5所述的通导信号OFDM波形调制，生成第N0+1到第M个OFDM符号，采样后得到长度为(M-N0)·TOFDM的参考信号，得到精同步本地参考信号sref,fine(ns·Tsample)。精同步本地参考信号生成过程如图5 所示。
3)二维相关检测。将srec,fine(ns·Tsample)与sref,fine(ns·Tsample)进行二维相关，多普勒维度在附近进行搜索，时延维度在/>附近进行搜索，计算相关值
4)多普勒与时延估计。找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为精同步得到的多普勒与时延估计值，
式中，为精同步多普勒估计值，/>为精同步时延估计值。
获取导航信息、多普勒估计值后，即可基于多普勒定位原理，进一步实现定位，通过时延估计值获取伪距，可进一步实现授时。图6给出了不同信噪比下，导航信号精同步多普勒估计精度示意图。
本发明未详细说明部分属本领域技术人员公知技术。
Claims (1)
1.一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法，其特征在于，包括：
进行通信信息串并转换与导航信息基带扩频；对串并转换后的通信信息与基带扩频后的导航信息进行基带调制映射与功率分配；生成保护间隔符号，进行IFFT变换，并串转换与添加循环前缀，完成统一的通导信号OFDM波形调制；经发射通道，DAC、变频、滤波、放大后通过发射天线进行播发；
接收天线接收通导融合导航信号，经接收通道，LNA、下变频、滤波，ADC采样后变为数字采样信号；滑动读取数字采样信号，进行导航信号检测；检测到导航信号后，与接收机粗同步本地参考信号进行相关，实现粗同步，获取导航信号的粗同步时延估计值与粗同步多普勒估计值；解调导航信号，生成接收机精同步本地参考信号，再与数字采样信号进行精同步，获取导航信号的精同步时延估计值与精同步多普勒估计值；
所述通信信息串并转换，包括：
生成需要播发的串行的通信信息，得到由Nc*M个{0,1}序列构成的串行的通信信息，其中，Nc表示通信信号使用的子载波个数，M表示OFDM符号的个数；
将得到的串行的通信信息，进行1对Nc的串并转换，生成Nc路串并转换后的通信信息，每一路串并转换后的通信信息由M个{0,1}序列构成，第nc路通信信号记为bnc(s),nc＝1,2,...,Nc,s＝1,2,...M；
所述导航信息基带扩频，包括：
生成Nn路导航码序列，每路导航码序列都由M个{0,1}序列组成，记为cnn(s)，nn＝1,2,...,Nn,s＝1,2,...M，其中，Nn是导航信号占用的子载波数量；其中，当s＝1,2,...,N0时，cnn(s)为全0或者全1序列，用于导航信号检测；当s＝N0+1,N0+2,...,M时，cnn(s),nn＝1,2,...,Nn是长度为M-N0的伪随机序列，所述伪随机序列为截短的Gold序列或者weil序列，或者其他类型的伪随机序列；
生成由In个{0,1}序列构成的导航信息Inn，nn＝1,2,…,In，其中，0≤In≤Nn，导航信息包含卫星的轨道、钟差、时标信息；
从Nn个导航码序列cnn(s)中，选出In个码序列，对In个导航信息进行扩频，得到基带扩频后的Nn路{0,1}序列，每一路由M个{0,1}序列组成，记为Cnn(s)，其中，
当nn＝1,2,…,In时，有
式中，表示异或操作，NI是参与扩频的{0,1}序列数；
当nn＝In+1,In+2,…,Nn时，有
Cnn(s)＝cnn(s),s＝1,2,…,M；
所述进行基带调制映射与功率分配，包括：
将串并转换后的Nc路通信信息进行基带映射，采用BPSK映射，得到Nc路通信信号的BPSK映射符号：
snc,base(s)＝(1-2bnc(s)),nc＝1,2,…,Nc,s＝1,2,…,M；
导航信号的Nn路扩频序列Cnn(s)，经BPSK映射后，得到Nn路导航信号BPSK映射符号：
其中，Pn表示导航信号BPSK映射后的功率；
为通信信号与导航信号分配功率，通信信号与导航信号的功率配比为Pc:Pn，Pc表示通信信号BPSK映射后的功率；生成功率分配后的通信信号映射符号记为snc(s),nc＝1,2,…,Nc,s＝1,2,…,M，生成功率分配后的导航信号映射符号记为snn(s),nn＝1,2,…,Nn,s＝1,2,…,M，
所述完成统一的通导信号OFDM波形调制，包括：
生成信号前的保护间隔符号snb0(s)＝0，nb0＝1,2,…,Nb0,s＝1,2,…,M；生成信号间的保护间隔符号snm0(s)＝0，nm0＝1,2,…,Nm0,s＝1,2,…,M；生成信号后的保护间隔符号sna0(s)＝0，na0＝1,2,…,Na0,s＝1,2,…,M；子载波间隔为Δf，最大多普勒为fmax，Nb0为的整数，Na0为/>的整数，Nm0为大于等于0的整数；总的子载波个数为N＝Nb0+Nc+Nm0+Nn+Na0；
从N路符号中每次各取一个符号，进行N点IFFT变换，得到一个OFDM符号，每个OFDM符号包含N个样点值，第s个OFDM符号的第n个样点值记为：sOFDM(s,n)，s＝1,2,…,M，n＝1,2,…,N，sOFDM(s,n)＝IFFT{snb0(s),snc(s),snm0(s),snn(s),sna0(s)}；
将每个OFDM符号的N个样点值进行并串转换，转换后的第s个OFDM符号的第n个样点值表示为：
SOFDM(s)＝[sOFDM(s,1) sOFDM(s,2) … sOFDM(s,N)]；
依次给M个OFDM符号添加循环前缀，循环前缀的样点数为NCP,NCP≥0的整数，不同的OFDM符号选择不同的NCP值，添加循环前缀后的第s个OFDM符号表示为：
SOFDM,CP(s)＝[sOFDM(s,N-NNC+1) sOFDM(s,N-NNC+2) … sOFDM(s,N) sOFDM(s,1) sOFDM(s,2)… sOFDM(s,N)]；
所述导航信号检测，包括：
6.1)发射的通导融合信号，经接收通道后，采样变为数字信号，读取长度为N0·TOFDM的数字信号；
6.2)将长度为N0·TOFDM的数字信号进行FFT变换，得到导航频段内的谱线值；
6.3)将谱线值与导航信号门限值THCW进行对比；如果超过门限值THCW的谱线个数满足不少于NTH个，则检测导航信号，完成导航信号检测过程；如果不满足，则转到步骤6.4)；门限值THCW与NTH值根据要求的虚警概率得到；
6.4)从上一次读取数字信号的中心时刻，即从N0·TOFDM/2时刻起，读取长度为N0·TOFDM的数字信号，转到步骤6.2)；
所述门限值THCW与NTH值根据要求的虚警概率得到，包括：
按照接收通道采样过程，仿真生成白噪声数字信号，进行FFT变换，得到谱线值；
选择一组THCW与NTH，如果谱线值大于THCW的个数超过NTH，则将虚警次数加1；
重复上述过程Ntotal次，得到总的虚警次数为Nfa，计算出虚警概率为
改变THCW与NTH的值，仿真得到相应的虚警概率；
根据要求的虚警概率，找到对应的一组THCW与NTH的值；
所述粗同步，包括：
完成导航信号检测后，从用于检测到导航信号的数字信号中心时刻，即从N0·TOFDM/2时刻起，读取长度(M-NI)·TOFDM的采样数字信号，用于粗同步；这段采样数字信号记为：srec(ns·Tsample)，Tsample为采样间隔；
用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号snc(s)，按照所述的通导信号OFDM波形调制，生成第N0+1到第M-NI个OFDM符号，采样后得到长度为(M-N0-NI)·TOFDM的参考信号，在后面补上长度为N0·TOFDM的全0样点值，得到粗同步本地参考信号sref,coarse(ns·Tsample)；
选择不同的多普勒与时延值，计算二维相关值：
式中，fc是接收信号的标称频率；
找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为粗同步得到的多普勒与时延估计值，
式中，为粗同步多普勒估计值，/>为粗同步时延估计值；
所述解调导航信号，包括：
完成粗同步后，从用于粗同步的数字信号之前时刻起，读取长度M·TOFDM的采样数字信号，记为：sdemo(ns·Tsample)；
使用粗同步估计的多普勒剥离采样数字信号sdemo(ns·Tsample)的载波，得到基带信号/>
按照所述的通导信号OFDM波形调制的逆过程，去掉循环前缀，再进行串并转换为N路，通过N点FFT，得到N路映射符号的估计值，分别记为其中，/>为Nn路导航信号BPSK映射符号的估计值；
将扩频了导航信息的In路符号的估计值，与cnn(s),nn＝1,2,...,In进行相关，得到第nn个导航信息估计值为：/>获取所有In个导航信息估计值，即完成了导航信号的解调；
所述精同步，包括：
从用于粗同步的数字信号的时刻起，读取长度(M-N0)·TOFDM的采样数字信号，记为：srec,fine(ns·Tsample)；
用Nc路全0符号替换Nc路通信映射符号snc(s)，用估计的代替Inn，按照所述的通导信号OFDM波形调制，生成第N0+1到第M个OFDM符号，采样后得到长度为(M-N0)·TOFDM的参考信号，得到精同步本地参考信号sref,fine(ns·Tsample)；
将srec,fine(ns·Tsample)与sref,fine(ns·Tsample)进行二维相关，多普勒维度在附近进行搜索，时延维度在/>附近进行搜索，计算相关值
找到最大二维相关值对应的多普勒与时延，即为精同步得到的多普勒与时延估计值
式中，为精同步多普勒估计值，/>为精同步时延估计值。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211280553.8A CN115941413B (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211280553.8A CN115941413B (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115941413A CN115941413A (zh) | 2023-04-07 |
| CN115941413B true CN115941413B (zh) | 2024-03-26 |
Family
ID=86699695
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202211280553.8A Active CN115941413B (zh) | 2022-10-19 | 2022-10-19 | 一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115941413B (zh) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117092668B (zh) * | 2023-10-18 | 2023-12-22 | 长沙北斗产业安全技术研究院股份有限公司 | 通导融合应用终端测试***及测试方法 |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103869335A (zh) * | 2014-02-24 | 2014-06-18 | 中国科学院光电研究院 | 一种复合载波导航信号的生成方法 |
| EP2978143A1 (en) * | 2014-07-22 | 2016-01-27 | Alcatel Lucent | A method of transmitting information, a method of receiving information, a relay station, and a node |
| CN106970382A (zh) * | 2017-03-22 | 2017-07-21 | 武汉大学 | 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测***及方法 |
| CN107483101A (zh) * | 2017-09-13 | 2017-12-15 | 中国科学院国家天文台 | 卫星导航通信终端、中心站、***及导航通信方法 |
| CN108234376A (zh) * | 2017-12-05 | 2018-06-29 | 深圳市锐能微科技有限公司 | 无线数据通信方法及装置 |
| US10491261B1 (en) * | 2014-11-06 | 2019-11-26 | Abdullah A. Al-Eidan | Multi carrier frequency modulation spread spectrum communication system |
| CN110703206A (zh) * | 2019-09-19 | 2020-01-17 | 上海船舶电子设备研究所(中国船舶重工集团公司第七二六研究所) | 水下uuv通信定位一体化*** |
| CN111781621A (zh) * | 2020-06-19 | 2020-10-16 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种基于低轨宽带互联网星座的导航方法及*** |
| CN112965089A (zh) * | 2021-02-05 | 2021-06-15 | 重庆两江卫星移动通信有限公司 | 一种获取通导一体低轨卫星高精度信号的方法及*** |
| CN113543066A (zh) * | 2021-06-07 | 2021-10-22 | 北京邮电大学 | 感通导指一体化交互与多目标应急组网方法及*** |
-
2022
- 2022-10-19 CN CN202211280553.8A patent/CN115941413B/zh active Active
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103869335A (zh) * | 2014-02-24 | 2014-06-18 | 中国科学院光电研究院 | 一种复合载波导航信号的生成方法 |
| EP2978143A1 (en) * | 2014-07-22 | 2016-01-27 | Alcatel Lucent | A method of transmitting information, a method of receiving information, a relay station, and a node |
| US10491261B1 (en) * | 2014-11-06 | 2019-11-26 | Abdullah A. Al-Eidan | Multi carrier frequency modulation spread spectrum communication system |
| CN106970382A (zh) * | 2017-03-22 | 2017-07-21 | 武汉大学 | 一种基于外辐射源雷达无人机实时监测***及方法 |
| CN107483101A (zh) * | 2017-09-13 | 2017-12-15 | 中国科学院国家天文台 | 卫星导航通信终端、中心站、***及导航通信方法 |
| CN108234376A (zh) * | 2017-12-05 | 2018-06-29 | 深圳市锐能微科技有限公司 | 无线数据通信方法及装置 |
| CN110703206A (zh) * | 2019-09-19 | 2020-01-17 | 上海船舶电子设备研究所(中国船舶重工集团公司第七二六研究所) | 水下uuv通信定位一体化*** |
| CN111781621A (zh) * | 2020-06-19 | 2020-10-16 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种基于低轨宽带互联网星座的导航方法及*** |
| WO2021253844A1 (zh) * | 2020-06-19 | 2021-12-23 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种基于低轨宽带互联网星座的导航方法及*** |
| CN112965089A (zh) * | 2021-02-05 | 2021-06-15 | 重庆两江卫星移动通信有限公司 | 一种获取通导一体低轨卫星高精度信号的方法及*** |
| CN113543066A (zh) * | 2021-06-07 | 2021-10-22 | 北京邮电大学 | 感通导指一体化交互与多目标应急组网方法及*** |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Design and performance analysis of multi-scale noma for future communication -positioning integration system;LU YIN;IEEE;20220114;全文 * |
| 基于改进POCET技术的通导一体化信号设计;贾高一;导航定位与授时;20220331;全文 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115941413A (zh) | 2023-04-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2365055C2 (ru) | Точное вхождение в синхронизм | |
| JP5477480B2 (ja) | 無線通信システムにおける正確な時間同期用の方法および装置 | |
| EP1792462B1 (en) | Noise variance estimation in wireless communications for diversity combining and log-likelihood scaling | |
| JP4057603B2 (ja) | 送信方法、受信方法、送信装置、受信装置 | |
| US9591598B2 (en) | Method of generating code sequence and method of transmitting signal using the same | |
| US20070189406A1 (en) | Method and apparatus for transmitting and receiving pilot symbols in orthogonal frequency-division multiplexing based communication systems | |
| US11005525B2 (en) | Methods for improving flexibility and data rate of chirp spread spectrum systems in LoRaWAN | |
| CN111836296A (zh) | 一体化波形通信测量*** | |
| CN113726713A (zh) | 一种时域复用频移啁啾键控调制及其正交调制扩展方法 | |
| US20080225689A1 (en) | Orthogonal frequency division multiplexing having tones with overlaid data and pilot symbols | |
| CN115941413B (zh) | 一种高功率通导融合导航信号生成与接收方法 | |
| EP1072137B1 (en) | Coarse frequency synchronisation in multicarrier systems | |
| US7280464B1 (en) | Featureless synchronization in multi-user OFDM | |
| CN111817814A (zh) | 一种基于ssb的5g nr信号屏蔽方法及*** | |
| US7072419B2 (en) | Data communication apparatus and method based on orthogonal frequency division multiple access | |
| Soderini et al. | Pseudorange measurements with LTE physical channels | |
| CN105141555A (zh) | 用于对ofdm信号执行信道估计的***和方法 | |
| KR100723634B1 (ko) | Ｏｆｄｍ 시스템에서 ｐｎ 수열을 이용한 프리엠블 수열생성 방법과, 시간 동기 및 주파수옵셋 추정 방법 | |
| CN101171766A (zh) | 用于在多载波多址接入***中接收信号的装置和方法 | |
| CN114079604B (zh) | 通信信号的接收方法、装置、计算机设备和存储介质 | |
| CN114285713A (zh) | 一种低轨宽带卫星时频偏估计方法及*** | |
| JP2000196560A (ja) | ディジタル通信装置 | |
| He et al. | Proposed OFDM modulation for future generations of GNSS signal system | |
| KR100391565B1 (ko) | 수정된 싱크보간법을 이용한 레일리페이딩 보상방법 | |
| Hasan et al. | Analytical evaluation of timing offset error in ofdm system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |