CN115765636A - 一种双频大回退负载调制次序功率放大器及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种双频大回退负载调制次序功率放大器及其设计方法，包括功率分配器、相位调整线、主功率放大电路、辅助功率放大电路、耦合合路器、电抗调制网络以及50欧姆输入输出阻抗线，其中功率分配器将输入信号分为两路分别与主功率放大电路和经过相位调整线进行相位补偿后与辅助功率放大电路连接。主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出端分别接入耦合合路器的耦合端和直通端，耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，耦合合路器的输入端作为整个电路的输出端。本发明采用了一种成本更低，配置更简单的合路网络来进行负载调制，相比于同样作为负载调制类型的双频Doherty功率放大器降低了电路结构的复杂度。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体是一种双频大回退次序功率放大器及其设计方法。
背景技术
对于现代和未来的无线通信***来说，能源使用将会是一个重要的话题。功率放大器作为射频前端中耗能最多的器件，其效率的高低对于绿色能源发展至关重要。基站发射机中往往会使用高峰均功率比的调制信号，这需要功率放大器在一个较宽的回退范围内保持高效率。为了在一个宽的动态范围内维持高效率，可以通过对晶体管的负载进行动态调制来实现。目前常见的负载调制技术是Doherty功放技术，虽然传统的Doherty功放结构简单，可实现回退范围广，但是为了满足当前对于带宽的需求尤其是多频段设计时往往需要复杂的负载调制网络设计，并且可实现的带宽也十分有限。
针对目前技术中存在的空缺，有必要进行研究，来实现一种结构简单的负载调制多频功率放大器，并在此基础上实现高效率和宽频带的特性。
发明内容
为了解决上述现有技术中存在的技术问题，本发明提出了一种双频大回退负载调制次序功率放大器及其设计方法，采用了四端口耦合器来作为功率合成结构，并在耦合器的隔离端加入了电抗调制网络来进行负载调制。
为了克服现有技术存在的技术缺陷，所发明采取的技术方案如下：
一种双频大回退负载调制次序功率放大器,包括功率分配器、相位调整线、主功率放大电路、辅助功率放大电路、耦合合路器、电抗调制网络以及50欧姆输入输出阻抗线。
所述功率分配器将射频输入信号分为两路分别与主功率放大电路和加入相位调整线进行了相位补偿后的辅助功率放大电路的输入端连接。主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出端分别接入分支线耦合合路器的耦合端和直通端，耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，耦合合路器的输入端作为整个电路的输出端。
所述主功率放大电路由主功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和主功率放大电路输出匹配网络组成。辅助功率放大电路由辅助功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和辅助功率放大电路输出匹配网络组成。
作为优选的技术方案，所述耦合合路器采用分支线耦合器结构，耦合度为3dB，带宽需包含两个设计频带。
作为优选的技术方案，所述功率分配器为一阶威尔金森功分器，采用等分设计，带宽需包含两个设计频带。
作为优选的技术方案，所述主功率放大电路输入匹配网络、主功率放大电路输出匹配网络、辅助功率放大电路输入匹配网络和辅助功率放大电路输出匹配网络分别采用五段式阶跃阻抗微带线进行匹配，在需包含两个设计频带的范围内进行最佳输入输出阻抗匹配。
作为优选的技术方案，所述的耦合合成器可以根据理想的3dB正交耦合器，得到如下的4端口归一化阻抗矩阵：
I1、I2、I3和I4分别为耦合器四个端口的电流，V1、V2、V3和V4分别为对应的端口电压，由此可以得到4个关系式：
所述主功率放大电路偏置在AB类，辅助功率放大电路偏置在C类，当输入信号处于低功率区域时，主功放进入开启状态，此时辅助功放关闭，即I2＝0，且耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，输入端与输出负载Z0连接，经过归一化可得：
V3/I3＝-1 (3)
V4/I4＝-jX (4)
其中X表示归一化后的电抗值，将公式(3),(4)带入公式(2)中化简可得到：
Ra＝∞ (6)
其中Rm和Ra分别表示端口1和端口2的输入阻抗。在到达回退区域时，辅助放大电路开启，此时
α表示不同偏置下主辅功放的漏极电流之比，θp表示主功率放大电路和辅助功率放大电路的相位之差，带入公式(2)中可以得到:
此时整个电路开始进行负载调制直到饱和状态。在耦合器的带宽范围内可以通过对电抗调制网络进行设计从而控制两个频点的阻抗为纯实数从而实现双频带的高效率和良好的输出功率。
作为优选的技术方案，所述电抗调制网络由一段或多段的微带线组成。
作为优选的技术方案，所述相位调整线由一根电长度可以任意选择的50欧姆微带线组成。
本发明还公开了一种双频大回退负载调制次序功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：
步骤S1：根据所需功放要求的频段及其他指标选择合适的主辅晶体管的偏置电压，并进行负载牵引得到满足最优效率和增益的输入输出阻抗值。
步骤S2：根据负载牵引出的最佳输入输出阻抗值分别对主功率放大电路和辅助功率放大电路进行输入输出匹配电路设计。
步骤S3：根据所需频段设计功分器。
步骤S4：设计耦合合成网络，电抗调制网络，相位调整线。首先设计出满足频段的3dB分支线四端口耦合器，通过下式分别求出低功率区域和高功率区域的主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出阻抗Rm和Ra与电抗值X的关系式，使Rm和Ra的值在史密斯圆图上处于所需频段的位置靠近实轴区域，得到两个频段中心频点处的等效电抗值。
根据实际情况选择合适的相位调整线来满足设计要求并根据电抗值设计出满足条件的电抗调制网络。
步骤S5：根据设计的耦合合成器选择进行后匹配电路设计。
步骤S6：搭建整体电路，进行整体优化。
与现有技术相比，本发明由如下技术效果：
1.本发明采用了一种新型端接电抗调制网络的分支线耦合器作为功率合成网络进行负载调制，结构相比于双频Doherty功放更为简单。
2.本发明实现了在1.75-1.95GHz和2.4-2.6GHz的两个200MHz带宽的双频带大回退负载调制次序功率放大器，并实现了较高的回退效率，在回退效率和带宽上相比于同类型负载调制放大器具有优势。
附图说明
图1是为本发明的整体电路原理图；
图2是为本发明实施例1的整体电路结构图；
图3是本发明实施例1的耦合合成器的S参数示意图；
图4是本发明实施例1耦合合成器端接电抗调制网络后耦合端和直通端的输入阻抗在频段范围内的史密斯圆图位置示意图；
图5是本发明实施例1整体电路的S参数测试结果示意图；
图6是本发明实施例1的1.75-1.95GHz大信号测试结果示意图；
图7是本发明实施例1的2.4-2.6GHz大信号测试结果示意图；
具体实施方式
以下是本发明的具体实施例并结合附图对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
参见图1，所示为本发明提出的双频大回退负载调制次序功率放大器的整体电路原理图。包括功率分配器、相位调整线、主功率放大电路、辅助功率放大电路、耦合合路器、电抗调制网络以及50欧姆输入输出阻抗线。
在本实施例中，参见图2，功率分配器将射频输入信号分为两路分别与主功率放大电路和加入了一根50欧姆电长度为90度的相位调整线TL1进行了相位补偿后的辅助功率放大电路的输入端连接。主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出端分别与耦合合路器网络中的微带线TL3和TL7串联，并且TL3与TL7分别在两端并联了微带线TL5和TL6，之后TL3又与TL4串联，TL7与微带线TL8串联。TL4与TL8的右端并联了一段微带线TL9。TL4与电抗调制网络相连接，TL8与50欧姆阻抗连接作为整个电路的输出端。
在本实施例中，所述主功率放大电路由主功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和主功率放大电路输出匹配网络组成。辅助功率放大电路由辅助功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和辅助功率放大电路输出匹配网络组成。
在本实施例中，所述功率分配器为一阶威尔金森功分器，采用等分设计，带宽为1.6-2.7GHz。
在本实施例中，所述主功率放大电路输入匹配网络、主功率放大电路输出匹配网络、辅助功率放大电路输入匹配网络和辅助功率放大电路输出匹配网络分别采用五段式阶跃阻抗微带线进行匹配，在1.6-2.7GHz的范围内进行最佳输入输出阻抗匹配。
在本实施例中，所述耦合合路器采用分支线耦合器结构，耦合度为3dB，带宽为1.6-2.7GHz。参见图3为本实施例耦合合路器的S参数示意图，可以看出在1.6-2.7GHz范围内S11小于-15dB。所述的耦合合成器可以根据理想的3dB正交耦合器，得到如下的4端口归一化阻抗矩阵：
I1、I2、I3和I4分别为耦合器四个端口的电流，V1、V2、V3和V4分别为对应的端口电压，由此可以得到4个关系式：
所述主功放电路偏置在AB类，辅助功放偏置在C类，当输入信号处于低功率区域时，主功放进入开启状态，此时辅助功放关闭，即I2＝0，且耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，输入端与输出负载Z0连接，经过归一化可得：
V3/I3＝-1 (3)
V4/I4＝-jX (4)
其中X表示归一化后的电抗值，将公式(3),(4)带入公式(2)中化简可得到：
Ra＝∞ (6)
其中Rm和Ra分别表示端口1和端口2的输入阻抗。在到达回退区域时，辅助放大电路开启，此时
α表示不同偏置下主辅功放的漏极电流之比，θp表示主辅功放电路的相位之差，带入公式(2)中可以得到:
此时整个电路开始进行负载调制直到饱和状态。在耦合器的带宽范围内可以通过对电抗调制网络进行设计从而控制两个频点的阻抗为纯实数从而实现双频带的高效率和良好的输出功率。
在本实施例中，所述电抗调制网络由一段终端短路的微带线TL2组成，长为10.1mm，宽为1.6mm。参见图4为本实施例耦合合成器端接电抗调制网络后耦合端和直通端的输入阻抗在频段范围内的史密斯圆图位置示意图，可以看出在1.75-1.95GHz与2.4-2.6GHz的频带内耦合端和直通端的输入阻抗均在实轴附近。
在本实施例中，所述相位调整线由一根电长度为90度的50欧姆微带线TL1组成，宽为1.6mm，长为20.3mm。
参见图5为本发明实施例双频大回退负载调制次序功率放大器的S参数测试结果示意图，可以看出在1.75-1.95GHz和2.4-2.6GHz范围内S11小于-10dB，小信号增益S21大于10dB。
参见图6和图7为本发明实施例双频大回退负载调制次序功率放大器的大信号测试结果示意图，由于耦合合路器的直通端和耦合端的输入阻抗在1.75-1.95GHz和2.4-2.6GHz范围内均在实轴附近，因此在两个频段内保持了较高的回退效率和输出功率。本实施例设计了一款输出功率为10瓦的双频带大回退功率放大器，在1.75-1.95GHz范围内，回退效率为48-58％，饱和效率为63.9-
72.3％，输出功率为39-40.1dBm，增益为5.4-7.6dB。在2.4-2.6GHz范围内，回退效率为47-56％，饱和效率为56-70.6％。输出功率为39.5-40.1dBm，增益为7.7-7.9dB。
本发明还公开了一种双频大回退负载调制次序功率放大器的设计方法，具体包括以下步骤：
步骤S1：根据所需功放要求的频段及其他指标选择合适的主辅晶体管的偏置电压，并进行负载牵引得到满足最优效率和增益的输入输出阻抗值。
步骤S2：根据负载牵引出的最佳输入输出阻抗值分别对主功率放大电路和辅助功率放大电路进行输入输出匹配电路设计。
步骤S3：根据所需频段设计功分器。
步骤S4：设计耦合合成网络，电抗调制网络，相位调整线。首先设计出满足频段的3dB分支线四端口耦合器，通过下式分别求出低功率区域和高功率区域的主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出阻抗Rm和Ra与电抗值X的关系式，使Rm和Ra的值在史密斯圆图上处于所需频段的位置靠近实轴区域，得到两个频段中心频点处的等效电抗值。
根据实际情况选择合适的相位调整线来满足设计要求并根据电抗值设计出满足条件的电抗调制网络。
步骤S5：根据设计的耦合合成器选择进行后匹配电路设计。
步骤S6：搭建整体电路，进行整体优化。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
Claims (10)
1.一种双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，包括功率分配器、相位调整线、主功率放大电路、辅助功率放大电路、耦合合路器、电抗调制网络以及50欧姆输入输出阻抗线；所述功率分配器将射频输入信号分为两路，一路与主功率放大电路相连接，另一路通过相位调整线进行了相位补偿后与辅助功率放大电路相连接；所述主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出端分别接入分支线耦合合路器的耦合端和直通端，耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，耦合合路器的输入端作为放大器的输出端。
2.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，所述耦合合路器采用分支线耦合器结构，耦合度为3dB，带宽包含设计频段。
3.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，所述耦合合成器采用理想的3dB正交耦合器结构设计得到，其中，
4端口归一化阻抗矩阵：
I1、I2、I3和I4分别为耦合器四个端口的电流，V1、V2、V3和V4分别为对应的端口电压，由此可以得到4个关系式：
所述主功率放大电路偏置设置在AB类，辅助功率放大电路偏置设置在C类，当输入信号处于低功率区域时，主功率放大电路进入开启状态，此时辅助功率放大电路关闭，即I2＝0，且耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，输入端与输出负载Z0连接，经过归一化可得：
V3/I3＝-1 (3)
V4/I4＝-jX (4)
其中，X表示归一化后的电抗值，将公式(3),(4)带入公式(2)中化简可得到：
Ra＝∞ (6)
其中，Rm和Ra分别表示端口1和端口2的输入阻抗；在到达回退区域时，辅助功率放大电路开启，此时
α表示不同偏置下主辅功放的漏极电流之比，θp表示主辅功放电路的相位之差，带入公式(2)中可以得到:
此时整个电路开始进行负载调制直到饱和状态；在耦合器的带宽范围内可以通过对电抗调制网络进行设计从而控制两个频点的阻抗为纯实数从而实现双频带的高效率和良好的输出功率。
4.根据权利要求3所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，耦合合路器包括微带线TL3、TL4、TL5、TL6、TL7、TL8和TL9，其中，主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出端分别与耦合合路器网络中的微带线TL3和TL7串联，并且TL3与TL7分别在两端并联了微带线TL5和TL6，之后TL3又与TL4串联，TL7与微带线TL8串联；TL4与TL8的右端并联了一段微带线TL9；TL4与电抗调制网络相连接，TL8与50欧姆阻抗连接作为整个电路的输出端。
5.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，主功率放大电路由主功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和主功率放大电路输出匹配网络组成；
辅助功率放大电路由辅助功率放大电路输入匹配网络、晶体管、偏置电路和辅助功率放大电路输出匹配网络组成。
6.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，所述功率分配器为威尔金森功率分配器，带宽包含设计频段。
7.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，所述主功放输入匹配网络、主功放输出匹配网络、辅助功放输入匹配网络和辅助功放输出匹配网络分别采用阶跃阻抗微带线来进行匹配，在包含设计频段范围内进行最佳输入输出阻抗匹配。
8.根据权利要求1所述的双频大回退负载调制次序功率放大器，其特征在于，所述电抗调制网络由一段或多段微带线组成。
9.一种双频大回退负载调制次序功率放大器的设计方法，其特征在于，具体包括以下步骤：
步骤S1：根据所需功放要求的频段及其他指标选择合适的主辅晶体管的偏置电压，并进行负载牵引得到满足最优效率和增益的输入输出阻抗值；
步骤S2：根据负载牵引出的最佳输入输出阻抗值分别对主功率放大电路和辅助功率放大电路进行输入输出匹配电路设计；
步骤S3：根据所需频段设计功分器；
步骤S4：设计耦合合成器，电抗调制网络，相位调整线；首先设计出满足频段的3dB分支线四端口耦合器，通过下式分别求出低功率区域和高功率区域的主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出阻抗Rm和Ra与电抗值X的关系式，使Rm和Ra的值在史密斯圆图上处于所需频段的位置靠近实轴区域，得到两个频段中心频点处的等效电抗值：
选择合适的相位调整线来满足设计要求并根据电抗值设计出满足条件的电抗调制网络；
步骤S5：根据设计的耦合合成器选择进行后匹配电路设计；
步骤S6：搭建整体电路，进行整体优化。
10.根据权利要求9所述的双频大回退负载调制次序功率放大器的设计方法，其特征在于，步骤S3中，耦合合成器采用理想的3dB正交耦合器结构设计得到，其中，
4端口归一化阻抗矩阵：
I1、I2、I3和I4分别为耦合器四个端口的电流，V1、V2、V3和V4分别为对应的端口电压，由此可以得到4个关系式：
所述主功率放大电路偏置设置在AB类，辅助功率放大电路偏置设置在C类，当输入信号处于低功率区域时，主功放进入开启状态，此时辅助功放关闭，即I2＝0，且耦合合路器的隔离端口与电抗调制网络连接，输入端与输出负载Z0连接，经过归一化可得：
V3/I3＝-1 (3)
V4/I4＝-jX (4)
其中，X表示归一化后的电抗值，将公式(3),(4)带入公式(2)中化简可得到：
Ra＝∞ (6)
其中，Rm和Ra分别表示端口1和端口2的输入阻抗；在到达回退区域时，辅助放大电路开启，此时
α表示不同偏置下主辅功放的漏极电流之比，θp表示主功率放大电路和辅助功率放大电路的相位之差，带入公式(2)中可以得到:
此时整个电路开始进行负载调制直到饱和状态；在耦合器的带宽范围内可以通过对电抗调制网络进行设计从而控制两个频点的阻抗为纯实数从而实现双频带的高效率和良好的输出功率。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117176091A (zh) * | 2023-11-02 | 2023-12-05 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法 |
| CN117353260A (zh) * | 2023-11-02 | 2024-01-05 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种基于平衡功放的能量过冲抑制电路及其控制方法 |
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| CN117353260A (zh) * | 2023-11-02 | 2024-01-05 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种基于平衡功放的能量过冲抑制电路及其控制方法 |
| CN117176091B (zh) * | 2023-11-02 | 2024-04-05 | 深圳市恒运昌真空技术股份有限公司 | 一种射频电源的平衡功放拓扑电路及其控制方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| CB02 | Change of applicant information |
Country or region after: Zhong Guo Address after: 310018 Xiasha Higher Education Zone, Hangzhou, Zhejiang Applicant after: HANGZHOU DIANZI University Applicant after: Hangzhou University of Electronic Science and Technology Fuyang Institute of Electronic Information Co.,Ltd. Address before: 311400 3rd floor, building 3, Yinhu Huayuan, Yinhu street, Fuyang District, Hangzhou City, Zhejiang Province Applicant before: Hangzhou University of Electronic Science and Technology Fuyang Institute of Electronic Information Co.,Ltd. Country or region before: Zhong Guo Applicant before: HANGZHOU DIANZI University |
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| CB02 | Change of applicant information |