CN115693981A - 一种具有紧凑接收端的无线电能传输补偿拓扑结构及*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构，包括直流电源、逆变电路、原边补偿电路、发射接收线圈，整流滤波电路和负载。其中，原边补偿电路与逆变电路交流侧连接并且存在两条分支：一条支路为并联补偿电感，另一条支路为发射线圈与原边补偿电容的串联；副边接收线圈直接与整流电路交流侧两端相连。通过参数设计，该补偿拓扑结构可以实现负载无关的恒流输出，消除输入侧无功功率，实现逆变器的零电压开通。该补偿拓扑副边仅包含必要的接收线圈和整流滤波电路，且接收线圈感量和匝数可以设计为很小，从而大大降低接收端的成本、体积和重量，形成紧凑型接收端，因此具有现实意义和良好的应用前景。

Description

一种具有紧凑接收端的无线电能传输补偿拓扑结构及***
技术领域
本发明属于无线电能传输技术领域，具体涉及一种具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构。
背景技术
无线电能传输技术可以无接触的传递能量。与传统插电式充电技术对比，无线电能传输技术具有安全可靠，低人工维护，不惧恶劣天气，操作方便等优势。感应式无线电能传输技术依托松耦合变压器发射接收线圈之间的电磁感应传输能量。为了补偿松耦合变压器较大的漏感，通常需要在原副边各加入无源补偿电路，从而减小电路输入侧的无功功率，提高效率。
目前已经存在的补偿电路主要有S/S(串/串)、S/P(串/并)、P/S(并/串)、P/P(并/并)四种基本补偿拓扑，以及SP/S、S/SP、LCL、LCC、CLC等高阶补偿拓扑。四种基本补偿结构在传统设计方法下可以提供负载无关的电压增益或者电流跨导，且输入侧无功功率几乎被完全消除。
高阶补偿结构如SP/S结合了S/S和P/S的特点，构造了输出功率对线圈偏移不敏感的特性。LCL补偿用在原边可以提供负载无关的发射线圈电流，并且谐振条件不受线圈偏移影响。LCC补偿改进了LCL补偿，在继承了电路特性的同时减小了补偿电感的大小。CLC补偿和其他高阶补偿具有更多设计自由度，可以被用于电池恒压恒流充电场合或者被用于解决线圈偏移带来的输出波动问题。
在现有的补偿结构中，补偿电路结构设计没有充分的考虑副边接收端的紧凑性和功率密度。接收端除了必要的接收线圈之外还配置了补偿电容和电感等，这使得接收端功率密度存在很大的优化空间。在无线电能传输***的实际应用中，由于以下两点特征，***接收端的紧凑性和功率密度非常重要：
1.在实际应用场合中，往往只设置少量能量发送装置，而具有大量能量接收终端。例如智能移动设备无线充电、电动汽车无线充电、无人机无线充电、和电动自行车无线充电等场景。在这些应用场景中，往往一个充电桩或者充电板，要在不同时间段为大量电动汽车或者不同智能移动设备充电。
2.能量接收终端多是移动的物体，而能量发射端一般处于固定位置。因此，对于接收端的成本、体积、重量限制更为严格。综上，副边接收侧的紧凑性尤其重要。
针对以上两点问题，在IEEETransactionsonPower Electronics期刊发表的“Modelingand analysis of series-none compensation for wireless powertransfersystems with a strong coupling”(vol.34,no.2,pp.1209–1215,Feb.2019)和“A high-power wirelesscharging systemusing LCL-N topology to achieve acompactand lowcostreceiver”(vol.35,no.1,pp.131-137,Jan.2020)两文中分别介绍了S/N补偿结构和LCL/N补偿结构。两个补偿的副边都尽可能的实现了紧凑的接收端，接收端只存在整流桥和接收线圈。但是S/N补偿仅具有负载无关的恒压输出特性，不适用于以电池为负载的充电场合。并且其输入侧存在较大感性相角，逆变器功率因数较低。对于LCL-N补偿，其既不具有负载无关的恒压或者恒流输出特性，也无法实现逆变器的零相角与单位功率因数。目前在IPT技术的大多数应用中，负载采用电池负载，因此负载无关的恒流输出为必要的特性。逆变器的零相角和单位功率因数的实现则能尽可能的降低器件的应力和损耗，从而提高能量传输效率。
总之，针对现今无线电能传输领域的实际应用情况，目前常规的补偿电路设计没有充分的考虑副边接收侧的紧凑性和功率密度。已有的考虑副边接收侧紧凑性的技术方法无法实现逆变器零相角和单位功率因数，也没有为电池负载设计负载无关的恒流输出特性。
发明内容
鉴于上述情况，本发明的目的在于提出一种接收端非常紧凑的无线电能传输补偿拓扑结构。本发明的接收端仅仅包含必要的接收线圈和整流滤波电路，并且接收线圈可以尽可能的设计为小感量和小匝数，进一步降低接收端的重量、体积、和成本。此外，该补偿还具有负载无关的恒流输出能力、可以消除输入侧无功功率、并且自然的实现逆变器零电压开通。
为实现前述目的，本发明采用以下技术方案：
一种具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构，包括：直流电源、逆变电路、原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp、副边接收线圈Ls、整流滤波电路及负载；
所述逆变电路的直流侧与直流电源连接，用以将直流电源的输出直流电转化为高频交流电，逆变电路的交流侧两端与原边并联补偿电感L1两端连接；
所述原边串联补偿电容Cp一端与原边并联补偿电感L1的一端连接，原边串联补偿电容Cp的另一端与原边发射线圈Lp的一端连接，原边发射线圈Lp的另一端与原边并联补偿电感L1的另一端连接；
所述原边发射线圈Lp和副边接收线圈Ls之间通过电磁耦合传递能量，副边接收线圈Ls两端直接与整流电路交流侧两端相接，整流电路直流侧两端经过输出滤波与负载两端连接。
本发明从补偿电路设计的角度，从以下两个方面来实现紧凑型接收端：
1.从电路结构上：尽量减少副边接受侧补偿电路的元件数量，只保留必要的接收线圈。
2.从参数设计上：尽可能的设计小感量接收线圈，从而减小接收线圈的大小、体积和重量。
进一步的，所述逆变电路采用半桥逆变结构、全桥逆变结构或推挽式逆变结构等逆变结构。
进一步的，所述原边发射线圈部分或者副边接收线圈部分由磁芯和导线绕制的传能线圈组成，所述磁芯使用导磁材料。
进一步的，所述原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp、副边接收线圈Ls、以及耦合线圈互感M的参数设计满足如下谐振条件：
条件1：
Figure BDA0003920178170000031
条件2：L1Ls＝M2；
其中，ω为逆变器开关角频率。
进一步的，所述原边并联补偿电感L1可以在参数设计完成后进一步微调，从而在不改变功率特性的情况下产生略微感性或容性的输入阻抗角。
进一步的，所述原边并联补偿电感L1所在的并联支路上可以串联隔直电容，或是在逆变电路交流侧一端与原边补偿电路连接点之间增加串联隔直电容，以消除此并联支路上的直流电流分量。
本发明提出了一种具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构，与传统补偿结构不同，本发明仅在副边接收端保留必要线圈和整流滤波电路。副边不配置补偿电路，输出特性及无功补偿全部由原边补偿实现。因此，本发明的输出特性与传统S/S补偿结构一致，但是接收端被大大简化。
本发明的积极进步效果在于，本发明将副边接收端的功率密度和紧凑性作为设计重点，提出了能替代现有补偿拓扑且接收端非常紧凑的补偿拓扑结构，本发明的原边补偿电路与逆变电路交流侧连接并且存在两条分支：一条支路为并联补偿电感，另一条支路为发射线圈与原边补偿电容的串联；副边接收线圈直接与整流电路交流侧两端相连。通过参数设计，所提出的补偿拓扑可以实现负载无关的恒流输出，消除输入侧无功功率，以及实现逆变器的零电压开通。该补偿拓扑副边仅包含必要的接收线圈和整流滤波电路，且接收线圈感量和匝数可以设计为很小，从而大大降低接收端的成本、体积和重量，形成紧凑型接收端。
针对于现有无线电能传输，本发明实际应用具有两个主要特征：
1)一个发射端可以为数十数百个接收终端充电，接收端数量远多于发射端；
2)接收端位于移动设备而发射端位于固定位置。
本发明所提出的具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构的无线电能传输***，保障副边具有紧凑型接收端的同时可以提供负载无关的恒流输出以及实现输入侧零相角，结构紧凑、低成本、小体积、轻重量接收端，具有现实意义和良好的应用前景。
附图说明
图1为本发明具有紧凑型接收端无线电能传输拓扑结构示意图。
图2为本发明的无线电能传输结构等效电路模型示意图。
图3为本发明的无线电能传输结构将副边线圈自感折算至原边的等效电路模型示意图。
图4为不同负载下逆变电路交流侧电流、原边并联补偿电感的电流、功率器件的ds端电压和驱动信号波形图；
其中：图4(a)为1/4额定功率下的波形图，图4(b)为1/2额定功率下的波形图，图4(c)为额定功率下的波形图。图中vds和vgs为功率器件的ds端电压和驱动电压；图中ip为逆变器交流侧电流；图中iL1为原边并联补偿电感上流过的电流；上述电流的正方向如图2中Ip和IL1所示。
图5为不同负载下整流电路交流侧电流、接收线圈电流、和接收端输出直流电流；其中：图5(a)为1/4额定功率下的波形图，图5(b)为1/2额定功率下的波形图，图5(c)为额定功率下的波形图。图中us和is为整流电路交流侧电压和线圈电流，两者正方向如图2中Us和Is所示。图中Io为接收端输出直流电流，正方向如图2。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
以下结合图1至图3对本发明所提出的具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构的工作原理进行说明，如图1所示，本实例的补偿拓扑结构包括直流电源1，逆变电路2、补偿电路3、整流滤波电路4和负载5。
图2为用基波分析法和松耦合变压器T模型简化过后的补偿电路。其中包括原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp和副边接收线圈Ls。发射接收线圈之间的互感用M表示。部分电路参数定义如下：
Vin：直流电源输入电压；
Vo、Io：负载侧直流输出电压，负载侧直流输出电流；
Ro：整流电路滤波后直流侧等效负载电阻；
Req：整流电路交流侧等效负载电阻；
Up：逆变电路交流侧基波电压的有效值；
Ip：逆变电路交流侧基波电流的有效值；
Us：整流电路交流侧基波电压的有效值；
Is：逆变电路交流侧基波电流的有效值；
Lp、Ls、Cp、L1：原副边补偿电路中对应位置的电感和电容；
M、k：松耦合变压器的互感和耦合系数，其关系为
Figure BDA0003920178170000051
根据基波分析法，逆变电路和整流电路的交流侧电压电流有效值与直流电压电流之间的关系为
Figure BDA0003920178170000061
整流电路的交流侧和直流侧等效负载电阻为
Figure BDA0003920178170000062
图2中松耦合变压器T模型中自然形成一个T型回转器，因此接收线圈自感Ls可以等效折算至T型回转器之前，折算后的等效电路为图3。其中Ceq为等效串联电容，其折算条件为：
Figure BDA0003920178170000063
根据等效电路图3，只需要发射线圈自感Lp与原边串联补偿电容Cp串联谐振，原边并联补偿电感L1与等效并联电容Ceq并联谐振，补偿电路中仅剩一个T型回转器。谐振条件为：
Figure BDA0003920178170000064
代入(3)，谐振条件简化为：
Figure BDA0003920178170000065
此时，电路输出特性与传统S/S补偿一致，输出电流跨导G为：
Figure BDA0003920178170000066
逆变电路的等效输入阻抗Zin为：
Figure BDA0003920178170000067
由式(6)和式(7)可知，本发明的补偿结构具有负载无关的恒流输出能力，并且输入则等效阻抗为纯阻性，功率因数接近1。另外，原边并联补偿电感L1直接并联于逆变器输出侧，其上电流实际为三角波，三角波电流含有的高次谐波分量可以自然的为逆变器提供关断电流从而实现零电压开通。
本实例设计了一台额定功率为1kW的实验样机，输入直流电压为200V，输出直流电流恒定为5A。原边并联补偿电感支路上串联一个容值较大的隔直电容，该电容用于隔离并联电感支路上的直流电流分量。若选择不串联该隔直电容，也可以通过采取控制方法来消去直流电流分量。
根据以下谐振条件1与2进行了参数设计：
原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp、副边接收线圈Ls、以及耦合线圈互感M的参数设计满足如下谐振条件：
条件1：
Figure BDA0003920178170000071
条件2：L1Ls＝M2。
其中原边并联补偿L1略微调小从而更容易实现逆变器的零电压开通。所设计的补偿结构参数如下：
Vin Io L1 Cp Lp Ls M k
200V 5A 60.8μH 8.22nF 427μH 47.7μH 60.7μH 0.42
上述设计参数中，发射接收线圈感量分别为427μH和47.7μH。实际绕制时，发射线圈为13匝，接收线圈为4匝。
可以看出，接收线圈可以设计成小感量，小匝数。一方面，这更加有利于接收端的紧凑性，另一方面，根据式(5)，Ls较小会使得L1较大，这会降低补偿电感L1上流过的电流，从而进一步减小发射线圈电流，有利于***效率提升。
下面以实际实验结果和波形来描述本发明的效果。图4和图5为本实例具有紧凑型接收端的无线电能补偿拓扑结构的实验波形。
图4的波形中包含逆变器输入电流ip、原边并联补偿电感流过的电流iL1、以及功率器件SICMOSFET的端电压vds和驱动电压vgs。图4(a)为1/4额定功率下的波形图，图4(b)为1/2额定功率下的波形图，图4(c)为额定功率下的波形图。
实验结果表明，本发明的补偿拓扑结构逆变器交流侧电压电流在不同功率下接近同相位，即逆变器始终保持接近单位功率因数。并且，在不同输出功率下，逆变器都可以实现零电压开通。
图5的波形中包含整流桥交流侧电压us、整流桥交流侧电流is、以及直流输出电流Io。图5(a)为1/4额定功率下的波形图，图5(b)为1/2额定功率下的波形图，图5(c)为额定功率下的波形图。
实验结果表明，本发明的补偿拓扑结构直流输出电流在不同功率下为5.1A至5.0A，基本为设定的恒流输出值。以上实验结果证明了本发明的输出特性与设计相符。
本发明的补偿拓扑结构与传统S/S补偿一致，但是本发明接收端仅存在必要的接收线圈和整流滤波电路，并且接收线圈的感量和匝数较小。以上设计保证了接收端尽可能的紧凑、低成本、小体积、轻重量。基于上述效果，该拓扑结构具有巨大的实际应用潜力。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种具有紧凑型接收端的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于，包括：直流电源、逆变电路、原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp、副边接收线圈Ls、整流滤波电路及负载；
所述逆变电路的直流侧与直流电源连接，用以将直流电源的输出直流电转化为高频交流电，逆变电路的交流侧两端与原边并联补偿电感L1两端连接；
所述原边串联补偿电容Cp一端与原边并联补偿电感L1的一端连接，原边串联补偿电容Cp的另一端与原边发射线圈Lp的一端连接，原边发射线圈Lp的另一端与原边并联补偿电感L1的另一端连接；
所述原边发射线圈Lp和副边接收线圈Ls之间通过电磁耦合传递能量，副边接收线圈Ls两端直接与整流电路交流侧两端相接，整流电路直流侧两端经过输出滤波与负载两端连接。
2.根据权利要求1所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述逆变电路采用半桥逆变结构、全桥逆变结构或推挽式逆变结构。
3.根据权利要求1所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述原边发射线圈部分或者副边接收线圈部分由磁芯和导线绕制的传能线圈组成。
4.根据权利要求3所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述磁芯使用导磁材料。
5.根据权利要求1所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述原边并联补偿电感L1、原边串联补偿电容Cp、原边发射线圈Lp、副边接收线圈Ls、以及耦合线圈互感M的参数设计满足如下谐振条件：
条件1：
Figure FDA0003920178160000011
条件2：L1Ls＝M2；
其中，ω为逆变器开关角频率。
6.根据权利要求5所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述原边并联补偿电感L1在参数设计完成后进一步微调，在不影响输出特性的情况下产生略微感性或容性的输入阻抗角。
7.根据权利要求1所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述原边并联补偿电感L1所在的并联支路上串联隔直电容，以消除并联电感支路上的直流电流分量。
8.根据权利要求1所述的无线电能传输补偿拓扑结构，其特征在于：所述逆变电路交流侧一端与原边补偿电路连接点之间增加串联隔直电容，以消除并联电感支路上的直流电流分量。
9.一种无线电能传输***，其特征在于：采用权利要求1-8任一所述的无线电能传输补偿拓扑结构。
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