CN115669224A - 用于照明装置的功率转换器电路 - Google Patents

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Abstract

一种功率转换器电路可包括控制电路，所述控制电路被配置成产生驱动信号以使半导体开关变得导通和不导通以跨总线电容器产生总线电压。所述控制电路可在所述功率转换器电路的输出功率大于第一阈值时将所述驱动信号的最小工作周期调整为第一值，并且在所述输出功率小于第二阈值时将所述最小工作周期调整为第二值。所述控制电路可包括比较器，所述比较器响应于感应电压和阈值电压而产生所述驱动信号。当以待机模式工作时，所述控制电路可基于所述功率转换器电路接收到的交流线电压的瞬时量值来调整阈值电压的量值，使得由所述功率转换器电路抽取的输入电流是正弦的。

Description

用于照明装置的功率转换器电路
相关申请的交叉引用
本申请要求2020年3月31日提交的美国临时专利申请63/003,165和2020年10月30日提交的美国临时专利申请63/108,100的权益，所述美国临时专利申请的内容全文以引用方式并入本文。
背景技术
使用诸如发光二极管(LED)光源的高效光源来照明的灯和显示器在许多不同的市场中变得越来越流行。与诸如白炽灯和荧光灯的传统光源相比，LED光源提供许多优势。例如，LED光源可具有比传统光源更低的功率消耗和更长的寿命。另外，LED光源可能没有有害物质，并且可以为不同的应用提供额外的特定优势。当用于一般照明时，LED光源提供机会来调整从LED光源发射的光的颜色(例如，从白色到蓝色、到绿色等)或色温(例如，从暖白到冷白)以产生不同的照明效果。
多色LED照明装置可具有组合在同一封装内以产生光(例如，白光或近白光)的两种或更多种不同颜色的LED发射装置(例如，LED发射器)。市场上有许多不同类型的白光LED光源，其中一些组合红色、绿色和蓝色(RGB)LED发射器；红色、绿色、蓝色和黄色(RGBY)LED发射器；磷光体转换的白色和红色(WR)LED发射器；红色、绿色、蓝色和白色(RGBW)LED发射器等。通过在同一封装内组合不同颜色的LED发射器和用不同的驱动电流来驱动不同颜色的发射器，这些多色LED照明装置可产生在从暖白(例如，大约2600K到3700K)到中性白(例如，大约3700K到5000K)到冷白(例如，大约5000K到8300K)的宽色点或相关色温(CCT)范围内的白光或近白色光。一些多色LED照明装置还可使照明的亮度(例如，强度或调光水平)和/或颜色改变到特定的设定点。当设定为标准化色度图上的特定调光水平和色度设置(例如，颜色设定点)时，这些可调照明装置都可以产生相同的颜色和显色指数(CRI)。
发明内容
如本文所述，诸如发光二极管(LED)照明装置的照明装置可包括被配置成接收交流(AC)线电压并产生总线电压的功率转换器电路，和用于控制一个或多个光源(例如，LED光源)的负载调节电路(例如，LED驱动电路)。所述功率转换器电路可包括：总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；以及控制电路，所述控制电路被配置成产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通。所述控制电路可被配置成将所述驱动信号的工作周期限制为最小工作周期。另外，所述功率转换器电路可包括感应电阻器，所述感应电阻器与所述半导体开关串联耦合并且被配置成产生感应电压，所述感应电压的量值指示当所述半导体开关导通时通过所述半导体开关传导的电流的量值。
所述控制电路可被配置成确定所述功率转换器电路的输出功率(例如，基于由LED光源传导的电流和所述总线电压的量值)。所述控制电路可被进一步配置成在所述输出功率大于第一阈值时将所述最小工作周期调整为第一值，并且在所述输出功率小于第二阈值时将所述最小工作周期调整为第二值。另外，所述控制电路可被配置成在高值与低值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
所述控制电路还可包括被配置成产生驱动信号的比较器。所述比较器可在负输入端处接收所述感应电压并且在正输入端处接收阈值电压。所述比较器可在所述感应电压的所述量值小于所述阈值电压时使所述半导体开关变得导通，并且在所述感应电压的所述量值超过所述阈值电压时使所述半导体开关变得不导通。当LED光源关闭时，所述控制电路可使所述功率转换器电路以待机模式工作。在所述待机模式期间，所述控制电路可启用和禁用所述功率转换器电路的操作，以将所述总线电压的所述量值控制在最大总线电压阈值与最小总线电压阈值之间。当所述功率转换器电路在所述待机模式下被启用时，所述控制电路可基于所述AC线电压的瞬时量值来调整所述阈值电压的量值，使得由所述功率转换器电路抽取的输入电流是正弦的。
附图说明
图1是一个示例光源的简化透视图。
图2是另一个示例光源的分解图。
图3是一个示例发射器模块的俯视图。
图4是一个示例光源的简化框图。
图5是负载控制装置的功率转换器电路的简化示意图。
图6A是图5的功率转换器电路的最小工作周期相对于时间的示例图。
图6B是图5的功率转换器电路的最小工作周期相对于输出功率的示例图。
图6C是图5的功率转换器电路的最大工作频率相对于输出功率的示例图。
图7、图8和图9示出了说明在待机模式下的图5的功率转换器电路的操作的示例波形。
图9示出了说明当使用阈值电压的可变量值时，在待机模式下的功率转换器电路的操作在AC线电压的单个半周期期间的示例波形。
图10A是用于设置用于控制功率转换器电路的半导体开关的驱动信号的最小工作周期的程序的流程图。
图10B是用于随时间调整用于控制功率转换器电路的半导体开关的驱动信号VDR的最小工作周期的程序的流程图。
图11是用于在以待机模式工作时产生用于控制功率转换器电路的半导体开关的驱动信号的程序的流程图。
具体实施方式
图1是诸如照明装置100(例如，LED光源)的一个示例照明装置的简化透视图。照明装置100可具有抛物线形状因数并且可以是抛物线镀铝反射器(PAR)灯。照明装置100可包括外壳110和透镜112(例如，出射透镜)，来自内部照明负载(未示出)的光可以通过它们显露。照明装置100可包括旋入式底座114，所述旋入式底座可被配置成旋入到标准爱迪生插座中以将灯100电耦合到交流(AC)电源。
图2是具有抛物线形状因数的另一个示例光源照明装置200(例如，LED光源)(例如，所述照明装置可具有与图1所示的光源100类似的组件)的分解图。照明装置200可包括发射器外壳210，所述发射器外壳包括散热器212和反射器214(例如，抛物面反射器)，以及透镜216(例如，出射透镜)。照明装置200可包括诸如发射器模块220的照明负载，所述照明负载可包括一个或多个发射发光二极管(LED)。发射器模块220可被发射器外壳210包围并且可被配置成使光通过透镜216显露。透镜216可由例如玻璃的任何合适材料制成。例如，透镜216可以是透明的或半透明的，并且可以是平坦的或圆顶的。反射器214可将由发射器模块220内的发射LED产生的光整形成输出光束。反射器216可包括平坦小面218(例如，半月形)，所述平坦小面可在发射器模块220发射的光线通过透镜216离开光源220之前提供对所述光线的反射的一些随机化。透镜216可包括形成于透镜两侧的小透镜阵列(未示出)。具有带小透镜的透镜的光源的示例在2017年8月15日颁布的名称为“COLOR MIXING OPTICS FORLED ILLUMINATION DEVICE”的美国专利9,736,895中更详细地描述，所述美国专利的全部公开内容特此以引用方式并入。
照明装置200可包括驱动器外壳230，所述驱动器外壳可被配置成容纳驱动器印刷电路板(PCB)232，光源的电路可安装在所述驱动器PCB上。照明装置200可包括旋入式底座234，所述旋入式底座可被配置成旋入到标准爱迪生插座中以将光源电耦合到交流(AC)电源。旋入式底座234可附接到驱动器外壳230并且可以电耦合到安装到驱动器PCB232的电路。驱动器PCB 232可电连接到发射器模块220，并且可包括用于控制输送到发射器模块220的发射器LED的电力量的一个或多个驱动电路和/或一个或多个控制电路。驱动器PCB 232和发射器模块220可热连接到散热器212。
图3是示例发射器模块300(例如，光源200的发射器模块220)的俯视图。发射器模块300可包括发射器310(例如，发射LED)的阵列和检测器312(例如，检测LED)，它们安装在衬底314上并且由诸如圆顶316的初级光学结构封装。例如，发射器模块300可包括十六个发射器310的阵列和四个检测器312。发射器310、检测器312、衬底314和圆顶316可形成光学***。发射器310可在圆顶316的中心尽可能近地布置为正方形阵列，以便接近位于中心的点源。发射器模块300可包括发射器310的多条“链”(例如，串联耦合的发射器)。每条链的发射器310可串联耦合并且可传导相同的驱动电流。每条链可包括以不同的峰值发射波长产生照明(例如，发射相同颜色的光)的发射器310。不同链的发射器310可发射不同颜色的光。例如，发射器模块300可包括发射器310的四种不同颜色的链(例如，红色、绿色、蓝色和白色或黄色)。发射器310的阵列可包括四个红色发射器的链、四个绿色发射器的链、四个蓝色发射器的链和四个白色或黄色发射器的链。每条链中的各个发射器310可散布在阵列周围，并且被布置成使得颜色在任何行、列或对角线中都不会出现两次，以改善发射器模块300内的颜色混合。
检测器312可靠近发射器310的阵列的每个边缘放置并且/或者放置在发射器310的阵列的中间并且可并联连接到发射器模块300安装所在的照明装置的接收器。类似于发射器310，检测器312是可用于发射或接收光学信号或电信号的LED。当检测器312被耦合以接收光学信号并发射电信号时，检测器312可产生指示来自例如一个发射器、多个发射器或发射器链的入射光的电流。检测器312可以是产生指示入射光的电流的任何装置，诸如硅光电二极管或LED。例如，检测器312可各自是具有在大约550nm到700nm的范围内的峰值发射波长的LED，使得检测器312可响应于红外光而不产生光电流(例如，以减少来自环境光的干扰)。
发射器模块310的衬底314可以是由氮化铝或氧化铝材料或一些其他反射材料形成的陶瓷衬底，并且可用于通过将光透过圆顶316反射出发射器模块来提高发射器模块300的输出效率。例如，圆顶316可包括诸如硅或类似物的光学透射材料，并且可通过包覆成型工艺形成。圆顶316的表面可被轻微纹理化以增加光散射并促进颜色混合，以及将少量发射光反射回安装在衬底314上的检测器312(例如，大约5％)。圆顶316的尺寸(例如，圆顶在发射器310的平面中的直径)通常可取决于发射器310的阵列的尺寸。圆顶的直径可基本上大于发射器310的阵列的直径(例如，为大约1.5到4倍)以防止发生全内反射。
光源的另一个形状因数可以是线性形状因数。线性光源可包括许多发射器模块(例如，诸如发射器模块220、300)，所述发射器模块间隔开并且以线性方式布置(例如，成一条线)。线性光源中的每个发射器模块可包括多个发射器和至少一个专用检测器，所有这些都可以安装到公共衬底上并且封装在初级光学结构内。初级光学结构可由多种不同的材料形成并且基本上可具有以任何期望的方式将发射器发射的光混合所必需的任何形状和/或尺寸。
图4是诸如照明装置400(例如，图1所示的光源100和/或图2所示的光源200)的示例电气装置的简化框图。照明装置400可包括一个或多个发射器模块410(例如，图3所示的发射器模块300)。例如，如果照明装置400是PAR灯(例如，如图1和图2所示)，则所述照明装置可包括单个发射器模块410。发射器模块410可包括一个或多个发射器411、412、413、414。每个发射器411到414在图4中示出为单个LED，但可取决于特定的照明***而各自包括串联连接的多个LED(例如，LED链)、并联连接的多个LED或其合适组合。另外，每个发射器411到414可包括一个或多个有机发光二极管(OLED)。例如，第一发射器411可表示红色LED链，第二发射器412可表示蓝色LED链，第三发射器413可表示绿色LED链，并且第四发射器414可表示白色或琥珀色LED链。发射器411到414可受控制以调整照明装置400的累计光输出的亮度(例如，光通量或强度)和/或颜色(例如，色温)。发射器模块410还可包括可响应于入射光而产生相应的光电二极管电流IPD1、IPD2(例如，检测器信号)的一个或多个检测器416、418(例如，光电二极管，诸如红色LED和绿色LED)。
照明装置400可包括功率转换器电路420，所述功率转换器电路可经由热连接H和中性连接N接收诸如AC干线电压VAC的源电压，并且跨总线电容器CBUS产生DC总线电压VBUS(例如，大约15到20V)。功率转换器电路420可包括例如用于产生适当的总线电压的升压转换器、降压转换器、降压-升压转换器、反激式转换器、单端初级电感转换器(SEPIC)、
Figure BDA0003962754630000071
转换器或任何其他合适的功率转换器电路。功率转换器电路420可在AC电源与发射器411到414之间提供电隔离，并且可作为功率因数校正(PFC)电路操作以将照明装置400的功率因数朝向功率因数一调整。此外，虽然DC总线电压VBUS被示出为仅连接到单个发射器模块接口电路430，但是在照明装置400包括多于一个发射器模块接口电路430的情况下，DC总线电压VBUS可被提供给每个发射器模块接口电路430。
照明装置400可包括一个或多个发射器模块接口电路430(例如，照明装置400中的每个发射器模块410一个发射器模块接口电路)。发射器模块接口电路430可包括诸如LED驱动电路432的负载调节电路，所述负载调节电路用于控制(例如，单独控制)输送到相应发射器模块410的发射器411到414中的每一个的功率和所述每一个发射器发射的光的光通量。LED驱动电路432可接收总线电压VBUS并且可调整通过LED光源411到414传导的相应LED驱动电流ILED1、ILED2、ILED3、ILED4的量值。LED驱动电路432可包括一个或多个调节电路(例如，四个调节电路)，诸如用于控制相应LED驱动电流ILED1到ILED4的量值的开关调节器(例如，降压转换器)。LED驱动电路432的示例在2016年11月1日颁布的名称为“ILLUMINATION DEVICE ANDMETHOD FOR AVOIDING AN OVER-POWER OR OVER-CURRENT CONDITION IN A POWERCONVERTER”的美国专利9,485,813号中更详细地描述，所述美国专利的全部公开内容特此以引用方式并入本文。
发射器模块接口电路430还可包括接收器电路334，所述接收器电路可电耦合到发射器模块310的检测器416、418以用于响应于光电二极管电流IPD1、IPD2产生相应的光学反馈信号VFB1、VFB2。接收器电路434可包括用于将相应光电二极管电流IPD1、IPD2转换为光学反馈信号VFB1、VFB2的一个或多个跨阻抗放大器(例如，两个跨阻抗放大器)。例如，光学反馈信号VFB1、VFB2可具有指示相应光电二极管电流IPD1、IPD2的量值的DC量值。
发射器模块接口电路430还可包括用于控制LED驱动电路432以控制发射器模块410的发射器411到414的强度的发射器模块控制电路436。发射器模块控制电路436可包括例如微处理器、微控制器、可编程逻辑装置(PLD)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或任何其他合适的处理装置或控制器。发射器模块控制电路436可产生用于控制LED驱动电路432中的相应调节电路的一个或多个驱动信号VDR1、VDR2、VDR3、VDR4。发射器模块控制电路436可接收来自接收器电路434的光学反馈信号VFB1、VFB2以用于确定由发射器411到414发射的光的光通量LE。
发射器模块控制电路436还可接收来自LED驱动电路432的多个发射器正向电压反馈信号VFE1、VFE2、VFE3、VFE4和来自接收器电路434的多个检测器正向电压反馈信号VFD1、VFD2。发射器正向电压反馈信号VFE1到VFE4可表示相应发射器411到414的正向电压的量值，所述量值可指示相应发射器的温度TE1、TE2、TE3、TE4。如果每个发射器411到414包括串联电耦合的多个LED，则发射器正向电压反馈信号VFE1到VFE4可表示跨单个LED的正向电压的量值或跨链中的多个LED(例如，链中所有串联耦合的LED)形成的累计正向电压。检测器正向电压反馈信号VFD1、VFD2可表示相应检测器416到418的正向电压的量值，所述量值可指示相应检测器的温度TD1、TD2。例如，检测器正向电压反馈信号VFD1、VFD2可等于相应检测器416、418的正向电压VFD。
发射器模块控制电路436可被配置成控制功率转换器电路420的操作。例如，发射器模块控制电路436可被配置成响应于从功率转换器电路420接收的过零检测信号VZCD而产生用于控制功率转换器电路420的驱动信号VDR。发射器模块控制电路436还可接收指示AC线电压VAC的瞬时量值的AC量值信号VAC-MAG和指示总线电压VBUS的当前量值的总线电压反馈信号VB-FB。当照明装置400关闭(例如，所有发射器411、412、413、414关闭)时，功率转换器电路420可被配置成以待机模式工作。发射器模块控制电路436可被配置成响应于总线电压VBUS的量值来启用和禁用功率转换器电路420的操作，以降低功率转换器电路420在待机模式下的功率消耗。另外，例如，当以正常模式工作时，发射器模块控制电路436可被配置成响应于AC线电压VAC的瞬时量值来控制功率转换器电路420，使得功率转换器电路420的输入电流IIN的量值是正弦的(例如，如在下文将更详细描述的)。此外，在照明装置400包括多个发射器模块接口电路430和发射器模块控制电路436被配置成控制功率转换器电路420的操作的示例中，发射器模块接口电路430之一的发射器模块控制电路436可控制功率转换器电路420的操作，并且/或者所有发射器模块接口电路430可共享可控制功率转换器电路420的操作的同一个发射器模块控制电路436。
照明装置400可包括照明装置控制电路440，所述照明装置控制电路可经由通信总线442(例如，I2C通信总线)电耦合到一个或多个发射器模块接口电路430中的每一个的发射器模块控制电路436。照明装置控制电路440可被配置成控制发射器模块430以控制由照明装置400发射的累计光的亮度(例如，光通量)和/或颜色(例如，色温)。照明装置控制电路440可包括例如微处理器、微控制器、可编程逻辑装置(PLD)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或任何其他合适的处理装置或控制器。照明装置控制电路440可被配置成将由照明装置400发射的累计光的当前强度LPRES(例如，当前亮度)朝向目标强度LTRGT(例如，目标亮度)调整(例如，变暗)，所述调整范围可横跨光源的调光范围，例如，在下端强度LLE(例如，最小强度，诸如大约0.1％到1.0％)与上端强度LHE(例如，最大强度，诸如大约100％)之间。照明装置控制电路440可被配置成朝向目标色温TTRGT调整由照明装置400发射的累计光的当前色温TPRES，所述目标色温的范围可在冷白色温(例如，大约3100到4500K)与暖白色温(例如，大约2000到3000K)之间。
照明装置400可包括耦合到照明装置控制电路440的通信电路434。通信电路434可包括无线通信电路，例如诸如耦合到天线以用于传输和/或接收RF信号的射频(RF)发射器。无线通信电路可以是用于传输RF信号的RF发射器、用于接收RF信号的RF接收器或用于传输和/或接收IR信号的红外(IR)发射器和/或接收器。通信电路434可耦合到照明装置400的热连接H和中性连接N，以使用例如电力线载波(PLC)通信技术经由电接线来传输控制信号。照明装置控制电路440可被配置成响应于经由通信电路434接收到的消息(例如，数字消息)来确定照明装置400的目标强度LTRGT。
照明装置400可包括存储器446，所述存储器被配置成存储照明装置400的操作特性(例如，目标强度LTRGT、目标色温TTRGT、下端强度LLE、上端强度LHE，等等)。存储器可被实现为外部集成电路(IC)或照明装置控制电路440的内部电路。照明装置400可包括电源448，所述电源可接收总线电压VBUS并且产生电源电压VCC以用于为照明装置的照明装置控制电路440和其他低压电路(诸如照明装置控制电路440、通信电路444和/或存储器446)供电。
当照明装置400开启时，照明装置控制电路440可被配置成控制发射器模块410在基本上所有时间都发射光。照明装置控制电路440可被配置成控制发射器模块410以中断光的正常发射，以在周期性测量间隔期间测量发射器模块的一个或多个操作特性。例如，在测量间隔期间，发射器模块控制电路436可被配置成单独地开启发射器模块410的不同颜色的发射器411到414中的每一个(例如，同时关闭其他发射器)并且使用两个检测器416、418中的一个来测量由发射器发射的光的光通量。例如，发射器模块控制电路436可开启发射器模块410的第一发射器411(例如，同时关闭其他发射器412到414)并且响应于从第一检测器416产生的第一光学反馈信号VFB1确定由第一发射器411发射的光的光通量LE。另外，发射器模块控制电路436可被配置成驱动发射器411到414和检测器416、418，以在测量间隔期间产生发射器正向电压反馈信号VFE1到VFE4和检测器正向电压反馈信号VFD1、VFD2。
测量光源中的发射器外壳的操作特性的方法在以下各项中更详细地描述：2016年5月3日颁布的名称为“INTERFERENCE-RE SISTANT COMPENSATION FOR ILLUMINATIONDEVICES HA VING MULTIPLE EMITTER MODULES”的美国专利9,332,598；在2016年7月12日颁布的名称为“LED ILLUMINATION DEVICE AND CALIBRATION METHOD FOR ACCURATELYCHARACTE RIZING THE EMISSION LEDS AND PHOTODETECTOR(S)INC LUDED WITHIN THELED ILLUMINATION DEVICE”的美国专利9,392,660；以及2016年7月12颁布的名称为“ILLUMINATION DEVICE AND METHOD FOR CONTROLLING AN ILLUMINATI ON DEVICE OVERCHANGES IN DRIVE CURRENT AND TEM PERATURE”的美国专利9,392,663，所述美国专利的全部公开内容特此以引入方式并入本文。
照明装置400的各种操作特性的校准值可作为在照明装置400的制造期间执行的校准程序的一部分而存储在存储器446中。可针对每一个发射器模块410的发射器411到414和/或检测器416、418中的每一者存储校准值。例如，可针对光通量(例如，以流明为单位)、x色度、y色度、发射器正向电压、光电二极管电流和检测器正向电压的测量值来存在校准值。例如，光通量、x色度和y色度测量结果可使用诸如分光光度计的外部校准工具从发射器411到414获得。发射器正向电压、光电二极管电流和检测器正向电压的值可在照明装置400内部进行测量。发射器411到414和/或检测器416、418中的每一者的校准值可在多个不同的驱动电流(例如，每个相应发射器的最大驱动电流的100％、30％和10％)下测量。
另外，发射器411到414和/或检测器416、418中的每一者的校准值可在多个不同的工作温度下测量。照明装置400可在被控制为多个校准温度的环境中工作，且可测量并存储操作特性的值。例如，照明装置400可在冷的校准温度诸如室温(例如，大约25℃)和热的校准温度(例如，大约85℃)下工作。在每个温度下，发射器411到414和/或检测器416、418中的每一者的校准值可在多个驱动电流中的每一个下进行测量并且存储在存储器446中。
在安装之后，照明装置400的照明装置控制电路440可使用存储在存储器446中的校准值来维持来自发射器模块410的恒定光输出。照明装置控制电路440可确定为了实现照明装置400的目标强度LTRGT和/或目标色温TTRGT而将从发射器411到414发射的光通量的目标值。照明装置控制电路440可基于将从发射器411到414发射的光通量的已确定的目标值来确定发射器411到414的相应驱动电流ILED1到ILED4的量值。当照明装置400的寿命为零时，可将发射器411到414的相应驱动电流ILED1到ILED4的量值控制为初始量值ILED-INITIAL。
发射器模块410的光输出可随着发射器411到414老化而减少。光源控制电路340可被配置成使发射器411到414的驱动电流IDR的量值增大到已调整量值ILED-ADJUSTED以实现目标强度LTRGT和/或目标色温TTRGT的光通量的已确定目标值。随着发射器老化而调整发射器的驱动电流以实现恒定光输出的方法在2015年12月31日颁布的名称为“ILLUMINATION DEVICEAND AGE COMPENSATION METHOD”的美国专利申请公开2015/0382422中更详细地描述，所述美国专利申请公开的全部公开内容特此以引用方式并入本文。
图5是负载控制装置的功率转换器电路500(例如，图4所示的照明装置400的功率转换器电路420)的简化示意图。功率转换器电路500可被配置成经由热端子H和中性端子N从交流(AC)电源(未示出)接收AC线电压VAC。功率转换器电路500可包括电磁干扰(EMI)滤波器电路510，所述EMI滤波器电路可包括一个或多个电感器和电容器，所述电感器和电容器被配置成最小化从功率转换器电路500和/或负载控制装置提供回到AC电源的噪声。EMI滤波器电路510可传导来自AC电源的输入电流IIN(例如，通过EMI滤波器电路的一个或多个电感器)。
功率转换器电路500还可包括整流器电路520(例如，半波整流器电路或全波整流器电路，诸如二极管桥)以用于从AC线电压VAC产生整流电压VRECT。功率转换器电路500还可包括具有电阻器R522、R524的电阻分压器电路。电阻分压器电路可以跨整流器电路520的输出端(例如，DC端子)耦合，并且可被配置成产生AC量值信号VAC-MAG，所述信号可以是整流电压VRECT的缩放版本并且可指示AC线电压VAC的瞬时量值。另外或替代地，电阻分压器电路可跨EMI滤波器电路510的输入端(例如，在热端子H与中性端子N之间)耦合。
功率转换器电路500还可包括反激式转换器电路530，所述反激式转换器电路被配置成跨总线电容器CBUS产生总线电压VBUS。反激式转换器电路530可包括具有初级绕组532a和次级绕组532b的反激式变压器532。反激式转换器电路530还可包括诸如场效应晶体管(FET)Q534的半导体开关，所述半导体开关与反激式变压器532的初级绕组532a和感应电阻器R535串联耦合。当FET Q534导通时，反激式变压器532的初级绕组532a可通过感应电阻器R535来传导初级电流IPRI以跨感应电阻器R535产生感应电压VSNS。感应电压VSNS的量值可指示初级电流IPRI的量值。反激变压器532的次级绕组532b可与二极管D536和总线电容器CBUS串联耦合。反激式转换器电路530还可包括具有电阻器R538、R539的电阻分压器电路。电阻分压器电路可跨总线电容器CBUS耦合并且可被配置成产生总线电压反馈信号VB-FB，所述信号可指示总线电压VBUS的量值。
功率转换器电路500可包括反激式控制电路540，所述反激式控制电路被配置成产生驱动信号VDR以使反激式转换器电路530的FET Q534导通和不导通。虽然被示出为功率转换器电路500的部件，但在一些示例中，发射器模块接口电路(例如，发射器模块接口电路430)可包括反激式控制电路540，使得例如反激式控制电路540可充当发射器模块控制电路(例如，发射器模块控制电路436)。或者，在一些示例中，反激式控制电路540可充当针对照明装置的部件的任何组合的控制电路(例如，反激式控制电路540可执行由照明装置控制电路440执行的一个或多个功能)。
在正常工作模式期间，反激式控制电路540的处理器541可产生正常模式驱动信号VDR-NORM，所述信号可经由栅极驱动电路542耦合到FET Q534的栅极。处理器541可被配置成控制正常模式驱动信号VDR-NORM以产生驱动信号VDR以使FET Q534导通和不导通。驱动信号VDR的特征可在于工作周期TOP和工作频率fOP。工作周期TOP可被限制为最小工作周期TMIN(例如，可不被处理器541控制为小于最小工作周期TMIN)，从而设置反激式转换器电路530的最大工作频率fMAX。最小工作周期TMIN可基于反激式转换器电路530的硬件部件的技术规范。当FETQ534变得导通时，反激式变压器532的初级绕组532a可传导初级电流IPRI以将能量存储在反激式变压器532中。当FET Q534变得不导通时，次级绕组532b可传导次级电流ISEC以对总线电容器CBUS充电。
处理器541可使用功率因数校正(PFC)技术控制正常模式驱动信号VDR-NORM以使反激式转换器电路530工作，以便将功率转换器电路500和/或负载控制电路的功率因数朝着功率因数一调整。另外，处理器541可控制反激式转换器电路530以优化功率转换器电路500的效率、输入电流IIN的总谐波失真(THD)和/或提供到AC电源的电磁干扰(EMI)。例如，当在稳态条件下工作时，处理器541可使用恒定导通时间(例如，从反激式转换器电路530的一个周期到下一个周期的时间)使FET Q534变得导通。处理器541可被配置成响应于功率转换器电路500的当前输出功率POUT来调整用于控制FET Q534的恒定导通时间。即，当在稳态条件下工作时，处理器541可被配置成保持导通时间不变，但基于功率转换器电路500的当前输出功率POUT来调整工作周期TOP。例如，处理器541可被配置成响应于总线电压VBUS的当前量值和功率转换器电路的输出电流IOUT的当前量值来确定当前输出功率POUT(例如，POUT＝VBUS·IOUT)。处理器541可被配置成基于驱动电流的当前量值(例如，LED驱动电流ILED1、ILED2、ILED3、ILED4的量值)来确定输出电流IOUT的量值。
当输出功率POUT高时，反激式转换器电路530可以临界导通模式工作。例如，当驱动周期的工作周期TOP在AC线电压VAC的每个半周期中一直保持在最小工作周期TMIN以上时，反激式转换器电路520可以临界导通模式工作。反激式控制电路540可包括过零检测电路543，所述过零检测电路可响应于二极管D536上产生的电压而产生过零检测信号VZCD。过零检测信号VZCD可指示次级电流ISEC的量值何时降到大约零安培。例如，当次级电流ISEC的量值的量值降到大约零安培时，二极管D536可以停止导通，并且从二极管D536的阴极到阳极产生的电压可增大，从而导致过零检测电路543指示次级电流ISEC的量值已经降到零安培。当以临界导通模式工作时，处理器541可在次级电流ISEC的量值降到零安培时(例如，响应于过零检测信号VZCD)使FET 534变得导通。在稳态条件下，反激式转换器电路530的工作频率fOP可在AC线电压VAC的半周期内变化，以便使功率转换器电路500看起来对AC电源呈电阻性，以提高功率转换电路500和/或负载控制装置的功率因数。反激式转换器电路530的工作频率fOP可在半周期的第一半部分期间随着AC线电压VAC的瞬时量值朝着峰值量值增大而降低，然后在半周期的第二半部分期间提高。因此，当输出功率POUT高时，反激式转换器电路530的工作频率fOP在AC线电压VAC的每个半周期中可类似于倒置的钟形曲线。
随着功率转换器电路500的输出功率POUT减小，反激式转换器电路530的工作周期TOP可减小。当输出功率POUT减小到工作周期TOP在每个半周期的至少一部分中被限制为最小工作周期TMIN的点时，反激式转换器电路530可开始以非连续导通模式工作。最终，输出功率POUT可减小到工作周期TOP可在最小工作周期TMIN下保持恒定的点，进而工作频率fOP可以最大工作频率fMAX下保持恒定(例如，持续AC线电压VAC的每个半周期的至少一部分)。以恒定频率工作可使由功率转换器电路500产生的电磁干扰(EMI)增加。因此，尽管工作频率fOP在输出功率POUT高时(例如，当以临界导通模式工作时)是分散的，但是最终，输出功率POUT可减小到工作频率fOP在AC线电压VAC的每个半周期的扩展部分中受最大工作频率fMAX限制的点，并且在最大工作频率fMAX下的这种集中操作可使功率转换器电路500在最大工作频率fMAX下产生的电磁干扰增加，这是不希望的。
因此，处理器541可被配置成在值范围内相对于时间调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN的值，使得反激式转换器电路530不以恒定的工作频率fOP工作，即使工作周期TOP被限制为最小工作周期TMIN。图6A是反激式功率转换器电路530的最小工作周期TMIN的值相对于时间的示例图。当例如处理器541检测到输出功率POUT已经减小到工作周期TOP在AC线电压VAC的每个半周期的至少一部分在最小工作周期TMIN下将保持恒定的点时，处理器541可确定调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN的值。处理器541可在围绕标称最小工作周期TMIN-NOM的范围内，例如在高值TMIN-HI与低值TMIN-LO之间，调整最小工作周期TMIN的值。处理器541可在从低值TMIN-LO调整到高值TMIN-HI时使最小工作周期TMIN的值增大步长值TSTEP(例如，大约0.05到0.10微秒)，并且在从高值TMIN-HI和低值TMIN-LO调整时使最小工作周期TMIN的值减小步长值TSTEP。在一些示例中，处理器541可每隔20微秒将最小工作周期TMIN的值调整步长值TSTEP。通过相对于时间调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN，处理器541可将由功率转换器电路500产生的电磁干扰分散到各种频率上并且消除电磁干扰在最大工作频率fMAX处的集中。
处理器541还可被配置成根据功率转换器电路500的当前输出功率POUT来调整最小工作周期TMIN(例如，标称最小工作周期TMIN-NOM)的值。例如，处理器541可被配置成随着输出功率POUT减小而使最小工作周期TMIN的值减小，反之亦然。图6B是最小工作周期TMIN(例如，标称最小工作周期TMIN-NOM)的值相对于功率转换器电路500的输出功率POUT的示例图。图6C是最大工作频率fMAX的值相对于功率转换器电路500的输出功率POUT的示例图。例如，当功率转换器电路530的输出功率POUT高时，处理器541可将最小工作周期TMIN(例如，标称最小工作周期TMIN-NOM)的值设置为第一值TMIN1(例如，大约5微秒)以将最大工作频率fMAX的值设置为第一值fMAX1(例如，大约200kHz)。处理器541可使用滞后来调整最小工作周期TMIN。当输出功率POUT降到第一功率阈值PTH1(例如，大约7.5W)以下时，处理器541可将最小工作周期TMIN的值增大到第二值TMIN2(例如，大约10微秒)以将最大工作频率fMAX的值设置为第二值fMAX2(例如，大约100kHz)。当输出功率上升到第二功率阈值PTH2(例如，大约8W)以上时，处理器541可使最小工作周期TMIN的值减小回到第一值TMIN1。此外，在一些示例中，处理器541可在输出功率POUT大于功率阈值(例如，大约7.5W)时将最小工作周期TMIN的值设置为第一值TMIN1，并且在输出功率POUT小于或等于所述功率阈值时将所述最小工作周期的值设置为第二值TMIN2。
处理器541可被配置成围绕第一值TMIN1或第二值TMIN2来调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN的值(例如，如上文参考图6A所描述)。例如，当功率转换器电路530的输出功率POUT高时，标称最小工作周期TMIN-NOM可被设置为第一值TMIN1并且最大工作频率fMAX可等于第一值fMAX1。处理器541可在围绕被设置为第一值TMIN1的标称最小工作周期TMIN-NOM的范围内，在高值TMIN-HI与低值TMIN-LO之间，调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN的值。然后，当功率转换器电路530的输出功率POUT降到第一功率阈值PTH1以下时，处理器541可使标称最小工作周期TMIN-NOM增大到第二值TMIN2以将最大工作频率fMAX设置为第二值fMAX2然后，处理器541可在围绕被设置为第二值TMIN2的标称最小工作周期TMIN-NOM的范围内，在高值TMIN-HI与低值TMIN-LO(例如，所述值不同于在最小工作周期TMIN被设置为第一值TMIN1时使用的高值TMIN-HI和低值TMIN-LO)之间，调整最小工作周期TMIN的值。因此，处理器541可响应于输出功率POUT使用滞后来调整最小工作周期TMIN(例如，标称最小工作周期TMIN-NOM)的值并且在值范围内相对于时间调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN的值，这例如可使功率转换器电路500的最大工作频率fMAX进一步分散并且消除电磁干扰在一个特定频率处的集中。
当由负载控制装置控制的电气负载被关闭时，功率转换器电路500可被配置成以待机模式工作。处理器541可被配置成禁用反激式转换器电路530和/或反激式控制电路540的一些部分，使得功率转换器电路500在处于待机模式时从AC电源抽取更少的电力。反激式控制电路540可包括比较器544，以用于在待机模式期间产生驱动信号VDR。比较器542可在负输入端处接收来自反激式转换器电路530的感应电压VSNS并且在正输入端处接收阈值电压VTH(例如，DC电压)。比较器542的输出端可经由栅极驱动电路542耦合到FET Q534的栅极。当感应电压VSNS的量值小于阈值电压VTH时，比较器544可将输出驱动为高以导致栅极驱动电路542使FET Q534变得导通。当初级电流IPRI的量值增大到感应电压VSNS超过阈值电压VTH的点时，比较器544可将输出驱动为低以导致栅极驱动电路542使FET Q524变得不导通。处理器541可使用数模转换器(DAC)545来产生阈值电压VTH。处理器541可经由第一模数转换器(ADC)546接收AC量值信号VAC-MAG并且经由第二模数转换器(ADC)547接收来自反激式转换器电路530的总线电压反馈信号VB-FB。
图7示出了说明功率转换器电路500在待机模式下的操作的示例波形。当以待机模式工作时，处理器541被配置成周期性地启用和禁用反激式转换器电路530的操作。例如，处理器541可产生使能控制信号(例如，数字信号)以用于控制何时启用(例如，主动地打开和关闭FET Q534以产生增大总线电压VBUS的量值)和禁用(例如，使FET Q534不导通并允许总线电压VBUS的量值减小)反激式转换器电路530。当总线电压VBUS的量值降到最小总线电压阈值VB-MIN(例如，大约9伏)时，处理器541可通过经由比较器544产生驱动信号VDR来启用反激式转换器电路530。如前所述，处理器541可通过主动地打开和关闭FET Q534来启用反激式转换器电路530，以使总线电压VBUS的量值增大。当总线电压VBUS的量值上升到最大总线电压阈值VB-MAX(例如，大约11伏)时，处理器541可通过禁用比较器544来禁用反激式转换器电路540，以便使FET Q534变得不导通。以这种方式控制驱动信号VDR的产生允许总线电容器CBUS比使用PFC技术产生驱动信号VDR时(例如，如在正常工作模式中)快得多地充电。因为总线电容器CBUS可更快地充电到最大总线电压阈值VB-MAX，所以反激式转换器电路530只需要在更短的时间段内被启用，从而使能量节省增加。
在一些示例中，处理器541可通过产生阈值电压VTH来启用反激式转换器电路530，并且可通过不产生阈值电压VTH或将阈值电压VTH设置为零伏来禁用反激式转换器电路530。例如，如上所述，当感应电压VSNS的量值小于阈值电压VTH时，比较器544可将输出驱动为高以导致栅极驱动电路542使FET Q534变得导通，由此启用反激式转换器电路530。并且当感应电压VSNS的量值超过阈值电压VTH时，比较器544可将输出驱动为低以导致栅极驱动电路542使FET Q524变得不导通，由此禁用反激式转换器电路530。因此，通过不产生阈值电压VTH或将阈值电压VTH设置为零伏，处理器541可禁用反激式转换器电路530。
图8示出了说明当使用恒定阈值电压VTH时，在待机模式下的功率转换器电路500在AC线电压VAC的单个半周期期间的操作的示例波形。如前所述，当感应电压VSNS的量值小于阈值电压VTH时，比较器544可将输出驱动为高以导致栅极驱动电路542使FET Q534变得导通，并且当初级电流IPRI的量值增大到当感应电压VSNS大于或等于阈值电压VTH时的点时，比较器544可将输出驱动为低以导致栅极驱动电路542使FET Q524变得不导通。在图8所示的示例中，功率转换器电路500将阈值电压VTH设置为恒定量值，而与AC线电压VAC的瞬时量值无关。即，在图8所示的示例中，功率转换器电路500在AC线电压VAC的整个半周期中不改变或调整阈值电压VTH。
功率转换器电路500将恒定量值用于阈值电压VTH可导致功率转换器电路500的输入电流IIN具有非正弦形状，诸如图8所示的输入电流IIN的非正弦形状。输入电流IIN的非正弦形状可在EMI滤波器电路510的电感器中引起可听噪声或振铃。EMI滤波器电路510的电感器中的可听噪声可能是由AC线电压VAC的每个半周期开始时的涌浪电流造成的。所以，尽管功率转换器电路500可在电气负载关闭时采用待机模式以降低功率消耗，但是当功率转换器电路500在待机模式期间被启用以对总线电容器CBUS充电时，功率转换器电路500可在使用恒定阈值电压VTH时在EMI滤波器电路510中引起不希望的可听噪声。
图9示出了说明当使用阈值电压VTH的可变量值时，在待机模式下的功率转换器电路500在AC线电压VAC的单个半周期期间的操作的示例波形。当使用阈值电压VTH的可变量值时，处理器541可基于AC线电压VAC的瞬时量值(例如，根据AC量值信号VAC-MAG确定的)来调整阈值电压VTH的量值。此外，当在待机模式期间使用基于AC线电压VAC的瞬时量值的阈值电压VTH的可变量值而启用反激式转换器电路530时，处理器541可用使功率转换器电路500表现为AC电源的电阻性负载的方式来控制驱动信号VDR的产生。例如，与具有恒定量值的阈值VTH相比，当使用基于AC线电压的瞬时量值的阈值电压VTH的可变量值时，输入电流IIN的量值可与AC线电压VAC成正比，诸如正弦形状(例如，如图7的输入电流IIN所示)，这可有助于最小化或消除在EMI滤波器电路510的电感器中产生的任何可听噪声。
在一些示例中，处理器541可基于AC线电压VAC的瞬时量值在最小阈值电压VTH-MIN与最大阈值电压VTH-MAX之间调整阈值电压VTH的量值。例如，处理器541可根据AC线电压VAC的瞬时量值来调整阈值电压VTH的量值(例如，VTH＝VAC 2/α)，其中α是预定常数。处理器541可在功率转换器电路500的每个周期更新阈值电压VTH的量值。阈值电压VTH的量值可从半周期开始时增大，直到大约AC线电压VAC的峰值，然后开始减小，直到半周期结束。因此，栅极驱动电路542可使FET Q534在半周期的开始和结束期间比在半周期的中间导通更长的持续时间。由于阈值电压VTH的量值是AC线电压VAC的量值的函数，因此初级电流IPRI的峰值量值可呈现正弦形状(例如，如图9所示)。
在一些示例中，处理器541可等待产生阈值电压VTH，直到AC线电压VAC响应于确定总线电压VBUS的量值降到最小总线电压阈值VB-MIN而下一次过零，例如，如图7所示。然而，在其他示例中，处理器541可在AC线电压VAC的半周期的任何点期间启用反激式转换器电路530。例如，当总线电压VBUS的量值降到最小总线电压阈值VB-MIN时，处理器541可基于AC线电压VAC的瞬时量值来确定阈值电压VTH的量值，并且将阈值电压VTH提供到比较器544以启用反激式转换器电路530，而不管AC线电压VAC是否处于过零。
如上所述，在一些实施方案中，反激式控制电路540的控制元件可实现为照明装置400的发射器模块控制电路436的一部分，例如如图4所示。另外，反激式控制电路540的控制元件可实现为另一个控制电路(例如，照明装置控制电路440)、专用反激式控制集成电路和/或一个或多个其他控制电路或处理器的一部分。
图10A是用于设置用于控制功率转换器电路(例如，功率转换器电路500)的半导体开关(例如，FET)的驱动信号VDR的最小工作周期TMIN的程序600的流程图。程序600可由控制电路执行，所述控制电路诸如功率转换器电路500的反激式控制电路540(例如，反激式控制电路540的处理器541)。控制程序600可周期性地(例如，每60秒)和/或响应于确定功率转换器的输出功率POUT正在改变(例如，由于照明负载的强度水平的改变)而执行。当执行程序600时，控制电路可基于输出功率POUT来设置最小工作周期TMIN。在602处，控制电路可确定功率转换器电路的当前输出功率POUT。例如，控制电路可被配置成响应于跨功率转换器电路的总线电容器的总线电压VBUS的当前量值和功率转换器电路的输出电流IOUT的当前量值来确定当前输出功率POUT(例如，POUT＝VBUS·IOUT)。
在604处，控制电路可确定最小工作周期TMIN是否等于第一值TMIN1(例如，大约5微秒)。如果控制电路在604确定最小工作周期TMIN等于第一值TMIN1，则控制电路接着可在606处确定输出功率POUT是否小于或等于第一功率阈值PTH1(例如，大约7.5W)。如果控制电路在606处确定输出功率POUT小于或等于第一功率阈值PTH1，则控制电路可在608处将最小工作周期TMIN设置(例如，增大)为第二值TMIN2(例如，大约10微秒)以将最大工作频率fMAX设置为第二值fMAX2(例如，大约100kHz)。然而，如果控制电路在606处确定输出功率POUT大于第一功率阈值PTH1，则控制电路可在610处将最小工作周期TMIN保持在第一值TMIN1以将最大工作频率fMAX保持在第一值fMAX1(例如，大约200kHz)。
如果控制电路在604处确定最小工作周期TMIN不等于第一值TMIN1，则控制电路接着可在612处确定输出功率POUT是否大于或等于第二功率阈值PTH2(例如，大约8W)。如果控制电路确定输出功率POUT大于或等于第二功率阈值PTH2，则控制电路可在614处将最小工作周期TMIN设置(例如，减小)为第一值TMIN1以将最大工作频率fMAX设置为第一值fMAX1。然而，如果控制电路在612处确定输出功率POUT小于第二功率阈值PTH2，则控制电路可在610处将最小工作周期TMIN保持在第二值TMIN2以将最大工作频率fMAX保持在第二值fMAX2。因此，使用程序600，控制电路可基于功率转换器电路500的当前输出功率POUT来调整功率转换器电路的最小工作周期TMIN(例如，如图6B所示，这例如可有助于避免EMI长时间地集中在一个最低工作频率)。
图10B是用于随时间调整用于控制功率转换器电路的半导体开关(例如，FET)的驱动信号VDR的最小工作周期TMIN的程序700的流程图。程序700可由控制电路执行，所述控制电路诸如功率转换器电路500的反激式控制电路540(例如，反激式控制电路540的处理器541)。控制程序700可周期性地(例如，每20微秒)执行。控制程序700可连续地执行。或者，控制程序700可周期性地执行，诸如当驱动信号VDR的工作周期TOP在AC线电压VAC的半周期的至少一部分中被限制为最小工作周期TMIN时。控制电路可执行控制程序700以在周期范围内相对于时间调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN，使得功率转换器电路不以恒定的工作频率fOP工作，即使工作周期TOP被限制为最小工作周期TMIN。
当执行程序700时，控制电路可以增大模式和减小模式工作，在增大模式下，控制电路被配置成使驱动信号VDR的工作周期TOP增大预定的时间增量，在减小模式下，控制电路被配置成使工作周期TOP减小预定的时间增量。在702处，控制电路可确定控制电路是否在增大模式下调整工作周期TOP。例如，控制电路可存储程序700的最后使用的工作模式，并且在下次执行程序700时使用所述模式。如果在702处，控制电路在增大模式下调整工作周期TOP，则控制电路可在704处将最小工作周期TMIN设置为等于当前最小工作周期TMIN加上步进周期TSTEP(例如，大约0.05到0.10微秒)。在706处，控制电路可确定最小工作周期TMIN是否等于高端工作周期值TMIN-HI。如果控制电路确定最小工作周期TMIN不等于高端工作周期值TMIN-HI，则控制电路可退出程序700(例如，并保持在增大模式下)。然而，如果控制电路确定最小工作周期TMIN等于高端工作周期值TMIN-HI，则控制电路可在708处改变到减小模式并退出程序700。
如果在702处，控制电路在减小模式下调整工作周期TOP，则控制电路可在710处将最小工作周期TMIN设置为等于当前最小工作周期TMIN减去步进周期TSTEP(例如，大约0.05到0.10微秒)。在710处使最小工作周期TMIN减小时使用的步进周期TSTEP可以与在704处使最小工作周期TMIN增大时使用的步进周期TSTEP相同或不同。在712处，控制电路可确定最小工作周期TMIN是否等于低端工作周期值TMIN-LO。如果控制电路确定最小工作周期TMIN不等于低端工作周期值TMIN-LO，则控制电路可退出程序700(例如，并保持在减小模式下)。然而，如果控制电路确定最小工作周期TMIN等于低端工作周期值TMIN-LO，则控制电路可在714处改变到增大模式并退出程序700。通过使用程序700相对于时间调整(例如，抖动)最小工作周期TMIN，控制电路可将由功率转换器电路产生的EMI分散在不同频率上并且消除EMI在最大工作频率fMAX处的集中。
在一些示例中，控制电路可同时执行程序600和700。例如，控制电路可使用程序600基于输出功率POUT来设置用于功率转换器电路的驱动信号VDR的最小工作周期TMIN，并且使用程序600进行最小工作周期TMIN之间的调整，控制电路可随时间使用程序700对最小工作周期TMIN进行较小的调整(例如，抖动)。因此，控制电路可基于程序600而将标称最小工作周期TMIN-NOM设置为第一值TMIN1或第二值TMIN2，然后随着时间推移基于程序700围绕第一值TMIN1或围绕第二值TMIN2来调整(例如，抖动)标称最小工作周期TMIN-NOM。当通过程序600和700两者的组合启用时，控制电路被配置成进一步增加由功率转换器电路产生的EMI跨更多不同频率的传播，即使在控制电路被限制为以最小工作周期TMIN工作时。
图11是用于在以待机模式工作时产生用于控制功率转换器电路(例如，功率转换器电路500)的半导体开关(例如，FET)的驱动信号VDR的程序800的流程图。程序800可由控制电路执行，所述控制电路诸如功率转换器电路500的反激式控制电路540(例如，反激式控制电路540的处理器541)。当功率转换器电路以待机模式工作时，控制电路可周期性地(例如，每20微秒)执行控制程序800。当由负载控制装置控制的电气负载被关闭时，功率转换器电路可被配置成以待机模式工作。此外，当处于待机模式时，控制装置可关闭功率转换器的一些部分，使得功率转换器从AC电源抽取更少的电力。在一些示例中，与阈值VTH具有恒定量值时相比，与待机程序相比，控制电路可执行控制程序800以最小化或消除负载控制装置的EMI滤波器电路的电感器中产生的任何可听噪声。
功率转换器电路可包括变压器、半导体开关(例如，FET)和总线电容器。变压器可包括初级窗口和次级窗口，其中功率转换器电路的变压器的初级绕组可与半导体开关串联耦合并且次级绕组可与总线电容器串联耦合。功率转换器电路可基于变压器的初级电流的量值与阈值电压VTH(例如，DC电压)的比较来产生用于驱动半导体开关的驱动信号VDR。阈值电压VTH的量值可基于AC线电压VAC的瞬时量值来设置。在一些示例中，功率转换器电路(例如，功率转换器电路500的反激式控制电路540)可包括用于执行这种比较的比较器。比较器可在负输入端处接收指示初级电流的量值的感应电压(例如，感应电压VSNS)，并且在正输入端处接收阈值电压VTH。比较器的输出端可经由栅极驱动电路耦合到半导体开关的栅极。当感应电压的量值小于阈值电压VTH的量值时，比较器可将输出驱动为高以导致栅极驱动电路使半导体开关变得导通。当初级电流的量值增大到感应电压的量值大于或等于阈值电压VTH的点时，比较器可将输出驱动为低以导致栅极驱动电路使半导体开关变得不导通。此外，应当理解，在一些示例中，功率转换器电路可不包括比较器，并且控制电路可数字地执行变压器的初级电流的量值与阈值电压的比较(例如，在反激式控制电路540的处理器541中执行)。
当程序800开始时，功率转换器电路的半导体开关可变得不导通并且功率转换器电路的总线电容器的总线电压VBUS可正在减小。在802处，控制电路可确定总线电压VBUS的量值是否小于或等于最小总线电压阈值VB-MIN(例如，大约9伏)。控制电路可接收来自功率转换器电路的总线电压反馈信号VB-FB，所述信号指示总线电压VBUS的当前量值。如果控制电路确定总线电压VBUS的量值大于最小总线电压阈值VB-MIN，则控制电路可在804处等待，然后返回到802。一旦总线电压VBUS的量值减小到或低于最小总线电压阈值VB-MIN，控制电路可在805处启用转换器电路。控制电路可通过主动地打开和关闭半导体开关来启用功率转换器电路(例如，反激式转换器电路530)以使总线电压VBUS的量值增大。控制电路接着可在806处确定AC线电压VAC的瞬时量值。控制电路可接收指示AC线电压VAC的瞬时量值的AC量值信号。
在808处，控制电路可基于AC线电压VAC的量值来设置提供给比较器的正输入端的阈值电压VTH的量值。例如，控制电路可根据AC线电压VAC的瞬时量值来设置阈值电压VTH的量值(例如，VTH＝VAC 2/α)，其中α是预定常数。在810处，控制电路可确定总线电压VBUS是否大于或等于最大总线电压阈值VB-MAX(例如，大约11伏)。如果控制电路在810处确定总线电压VBUS小于最大总线电压阈值VB-MAX，则控制程序可返回到806。当控制电路返回到806时，控制电路可基于806和808处的AC线电压VAC的瞬时量值在最小阈值电压VTH-MIN与最大阈值电压VTH-MAX之间调整阈值电压VTH的量值。在一些示例中，控制电路可在功率转换器电路的每个周期更新阈值电压VTH的量值。即，控制电路可在功率转换器电路的每个周期重复从806到808、到810并返回到806的回路。在一些示例中，阈值电压VTH的量值可从半周期开始时增大，直到大约AC线电压VAC的峰值，然后开始减小，直到半周期结束。
当使用基于AC线电压VAC的瞬时量值的可变阈值电压VTH在待机模式期间启用功率转换器电路时，控制电路可控制驱动信号VDR的产生，使得功率转换器电路表现为AC电源的电阻性负载。即，阈值电压VTH的量值可以是AC线电压VAC的量值的函数，并且初级电流IPRI的峰值量值可呈现正弦形状(例如，如图9所示)，这导致功率转换器电路表现为AC电源的电阻性负载。
最后，在810处，当总线电压VBUS的量值等于或大于最大总线电压阈值VB-MAX时，控制电路可在812处通过禁用比较器来禁用功率转换器电路以便使半导体开关变得不导通，并且程序800可退出。例如，控制电路可通过将阈值电压VTH设置为零伏来禁用功率转换器。在退出程序800之后，如果例如功率转换器电路仍以待机模式工作，则控制电路可重复程序800。

Claims (61)

1.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
控制电路，所述控制电路被配置成产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通，使得所述驱动信号的特征在于工作周期，所述控制电路被配置成将所述工作周期限制为最小工作周期；
其中所述控制电路被配置成确定所述功率转换器电路的输出功率，所述控制电路被进一步配置成在所述输出功率大于第一阈值时将所述最小工作周期调整为第一值，并且在所述输出功率小于第二阈值时将所述最小工作周期调整为第二值。
2.如权利要求1所述的功率转换器电路，其还包括：
变压器，所述变压器具有与所述半导体开关串联耦合的初级绕组和与所述总线电容器串联耦合的次级绕组；
其中处理器被配置成使所述半导体开关变得导通以通过所述初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过所述次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
3.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在高值与低值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
4.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述第一阈值大于所述第二阈值。
5.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述第一阈值和所述第二阈值相等。
6.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于由所述电气负载传导的电流和所述总线电压的量值来确定所述输出功率。
7.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在AC线电压的半周期的整个持续时间内调整所述驱动信号的工作频率。
8.如权利要求7所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成随着所述AC线电压的瞬时量值朝着峰值量值增大而使所述驱动信号的所述工作频率降低，并且在所述AC线电压的所述半周期的第二半部分期间，随着所述AC线电压的所述瞬时量值朝着零减小而使所述驱动信号的所述工作频率增大。
9.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成随着所述输出功率减小而使所述驱动信号的所述工作周期减小。
10.如权利要求1所述的功率转换器电路，其中当所述输出功率大于所述第一阈值时，所述控制电路被配置成将标称最小工作周期设置为所述第一值，并且在大于所述标称工作周期的第一上限值与小于所述标称工作周期的第一下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期；
其中当所述输出功率小于所述第二阈值时，所述控制电路被配置成将所述标称最小工作周期设置为所述第二值，并且在大于所述标称工作周期的第二上限值与小于所述标称工作周期的第二下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
11.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
控制电路，所述控制电路被配置成：
产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通以对所述总线电容器充电，其中所述驱动信号的特征在于被限制为最小工作周期的工作周期；
确定所述功率转换器电路的输出功率；
基于所述功率转换器电路的所述输出功率来确定标称最小工作周期；并且
在大于所述标称工作周期的上限值与小于所述标称工作周期的下限值之间的范围内相对于时间调整所述驱动信号的所述最小工作周期。
12.如权利要求11所述的功率转换器电路，其中当所述输出功率大于第一阈值时，所述控制电路被配置成将所述标称最小工作周期设置为第一值，并且在大于所述标称工作周期的第一上限值与小于所述标称工作周期的第一下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期；
其中当所述输出功率小于第二阈值时，所述控制电路被配置成将所述标称最小工作周期设置为第二值，并且在大于所述标称工作周期的第二上限值与小于所述标称工作周期的第二下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
13.如权利要求11所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于由所述电气负载传导的电流和所述总线电压的量值来确定所述输出功率。
14.如权利要求11所述的功率转换器电路，其还包括：
变压器，所述变压器具有与所述半导体开关串联耦合的初级绕组和与所述总线电容器串联耦合的次级绕组；
其中处理器被配置成使所述半导体开关变得导通以通过所述初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过所述次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
15.如权利要求11所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成随着所述输出功率减小而使所述驱动信号的所述工作周期减小。
16.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
控制电路，所述控制电路被配置成确定所述功率转换器电路的输出功率，并且产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通以对所述总线电容器充电，其中所述驱动信号的特征在于被限制为最小工作周期的工作周期；
其中当所述输出功率大于第一阈值时，所述控制电路被配置成在大于第一工作周期值的第一上限值与小于所述第一工作周期值的第一下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期；并且
其中当所述输出功率小于第二阈值时，所述控制电路被配置成在大于第二工作周期值的第二上限值与小于所述第二工作周期值的第二下限值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
17.如权利要求16所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于由所述电气负载传导的电流和所述总线电压的量值来确定所述输出功率。
18.如权利要求16所述的功率转换器电路，其还包括：
变压器，所述变压器具有与所述半导体开关串联耦合的初级绕组和与所述总线电容器串联耦合的次级绕组；
其中处理器被配置成使所述半导体开关变得导通以通过所述初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过所述次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
19.如权利要求16所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成随着所述输出功率减小而使所述驱动信号的所述工作周期减小。
20.如权利要求16所述的功率转换器电路，其中当以临界导通模式工作时，所述控制电路被配置成产生过零检测信号以指示所述次级电流的量值何时降到大约零安培，并且在所述次级电流的所述量值降到零安培时使所述半导体开关变得导通。
21.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成接收AC线电压并且产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
感应电阻器，所述感应电阻器与所述半导体开关串联耦合并且被配置成产生感应电压，所述感应电压的量值指示当所述半导体开关导通时通过所述半导体开关传导的电流的量值；
控制电路，所述控制电路被配置成产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通，所述控制电路包括被配置成产生所述驱动信号的比较器，所述比较器被配置成在负输入端处接收所述感应电压并且在正输入端处接收阈值电压，所述比较器被配置成在所述感应电压的所述量值小于所述阈值电压时使所述半导体开关变得导通，并且在所述感应电压的所述量值大于所述阈值电压时使所述半导体开关变得不导通；
其中所述控制电路被配置成在所述电气负载关闭时使所述功率转换器电路以待机模式工作，所述控制电路被配置成启用和禁用所述功率转换器电路的操作，以将所述总线电压的所述量值控制在最大总线电压阈值与最小总线电压阈值之间；并且
其中当所述功率转换器电路以所述待机模式被启用时，所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的瞬时量值来调整所述阈值电压的量值。
22.如权利要求21所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的瞬时量值来调整所述阈值电压的所述量值，使得由所述功率转换器电路抽取的输入电流是正弦的。
23.如权利要求21所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的瞬时量值来调整所述阈值电压的所述量值，使得由所述功率转换器电路抽取的所述输入电流与所述AC线电压成正比。
24.如权利要求21所述的功率转换器电路，其还包括：
变压器，所述变压器具有与所述半导体开关串联耦合的初级绕组和与所述总线电容器串联耦合的次级绕组；
其中处理器被配置成使所述半导体开关变得导通以通过所述初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过所述次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
25.如权利要求21所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在正常工作模式期间使用功率因数校正技术来产生所述驱动信号。
26.如权利要求21所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成根据所述AC线电压的所述瞬时量值来计算所述阈值电压。
27.如权利要求21所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在所述总线电压的所述量值小于所述最小总线电压阈值时启用所述功率转换器电路的所述操作，并且在所述总线电压的所述量值大于所述最大总线电压阈值时禁用所述功率转换器电路的所述操作。
28.如权利要求27所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成响应于确定所述总线电压小于所述最小总线电压阈值而等待所述AC线电压的后续过零，以启用所述功率转换器电路的所述操作。
29.如权利要求27所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的所述瞬时量值在最小阈值电压与最大阈值电压之间调整所述阈值电压的所述量值。
30.如权利要求27所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成使所述阈值电压从所述AC线电压的半周期开始时增大，直到大约所述AC线电压的峰值，并且使所述阈值电压从所述AC线电压的所述峰值减小，直到所述AC线电压的所述半周期结束。
31.如权利要求27所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在所述功率转换器电路的每个周期根据所述AC线电压的所述瞬时量值来调整所述阈值电压的所述量值。
32.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成接收AC线电压并且产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
感应电阻器，所述感应电阻器与所述半导体开关串联耦合并且被配置成产生感应电压，所述感应电压的量值指示当所述半导体开关导通时通过所述半导体开关传导的电流的量值；
控制电路，所述控制电路被配置成产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通，所述控制电路包括被配置成产生所述驱动信号的比较器，所述比较器被配置成在负输入端处接收所述感应电压并且在正输入端处接收阈值电压，所述比较器被配置成在所述感应电压的所述量值小于所述阈值电压时使所述半导体开关变得导通，并且在所述感应电压的所述量值大于所述阈值电压时使所述半导体开关变得不导通；并且
其中所述控制电路被进一步配置成基于所述AC线电压的瞬时量值来调整所述阈值电压的量值。
33.如权利要求32所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成启用和禁用所述功率转换器电路的操作，以将所述总线电压的所述量值控制在最大总线电压阈值与最小总线电压阈值之间。
34.如权利要求33所述的功率转换器电路，其中当所述功率转换器电路的所述操作被禁用时，所述控制电路被配置成响应于确定所述总线电压的所述量值小于或等于所述最小总线电压阈值而启用所述功率转换器电路的所述操作。
35.如权利要求34所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的所述瞬时量值来调整所述阈值电压的所述，以启用所述功率转换器电路的所述操作。
36.如权利要求33所述的功率转换器电路，其中当所述功率转换器电路的所述操作被启用时，所述控制电路被配置成响应于确定所述总线电压的所述量值大于或等于所述最大总线电压阈值而禁用所述功率转换器电路的所述操作。
37.如权利要求36所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成将所述阈值电压的所述量值调整为零伏，以禁用所述功率转换器电路的所述操作。
38.如权利要求32所述的功率转换器电路，其中当以待机模式工作时，所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的所述瞬时量值来调整所述阈值电压的所述量值。
39.如权利要求32所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成根据所述AC线电压的所述瞬时量值来计算所述阈值电压。
40.一种功率转换器电路，所述功率转换器电路被配置成接收AC线电压并且产生为电气负载供电的总线电压，所述功率转换器电路包括：
总线电容器，所述总线电容器被配置成存储所述总线电压；
半导体开关，所述半导体开关被配置成变得导通和不导通以对所述总线电容器充电；
控制电路，所述控制电路被配置成：
将当所述半导体开关导通时通过所述半导体开关传导的电流的量值与基于所述AC线电压的瞬时量值确定的阈值进行比较；
当通过所述半导体开关传导的所述电流的所述量值小于所述阈值电压时，使所述半导体开关变得导通；并且
当通过所述半导体开关传导的所述电流的所述量值大于所述阈值电压时，使所述半导体开关变得不导通。
41.如权利要求40所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成在所述电气负载关闭时使所述功率转换器电路以待机模式工作，所述控制电路被配置成当以所述待机模式工作时启用和禁用所述功率转换器电路的操作，以将所述总线电容器的总线电压的量值控制在最大总线电压阈值与最小总线电压阈值之间。
42.如权利要求40所述的功率转换器电路，其中当所述功率转换器电路以所述待机模式被启用时，所述控制电路被配置成基于所述AC线电压的所述瞬时量值来调整所述阈值电压的所述量值。
43.如权利要求40所述的功率转换器电路，其中所述控制电路被配置成根据所述AC线电压的所述瞬时量值来计算所述阈值电压。
44.如权利要求40所述的功率转换器电路，其中所述控制电路包括比较器，所述比较器被配置成在负输入端处接收感应电压并且在正输入端处接收所述阈值电压，所述比较器被配置成在所述感应电压的量值小于所述阈值电压时使所述半导体开关变得导通，并且在所述感应电压的所述量值大于所述阈值电压时使所述半导体开关变得不导通。
45.如权利要求40所述的功率转换器电路，其还包括：
变压器，所述变压器具有与所述半导体开关串联耦合的初级绕组和与所述总线电容器串联耦合的次级绕组；
其中所述控制电路被配置成使所述半导体开关变得导通以通过所述初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过所述次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
46.如权利要求45所述的功率转换器电路，其中当以临界导通模式工作时，所述控制电路被配置成产生过零检测信号以指示所述次级电流的量值何时降到大约零安培，并且在所述次级电流的所述量值降到零安培时使所述半导体开关变得导通。
47.一种用于产生为电气负载供电的总线电压的方法，所述方法包括：
确定功率转换器电路的输出功率，所述功率转换器电路包括半导体开关、变压器和总线电容器；
产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通以对所述总线电容器充电，其中所述驱动信号的特征在于工作周期和工作频率，其中所述工作周期被限制为最小工作周期；以及
在所述输出功率大于第一阈值时将所述驱动信号的所述最小工作周期调整为第一值，并且在所述输出功率小于所述第二阈值时将所述最小工作周期调整为第二值。
48.如权利要求47所述的方法，其还包括：
在所述第一值与所述第二值之间的范围内相对于时间调整所述最小工作周期。
49.如权利要求47所述的方法，其还包括：
使所述半导体开关变得导通以通过所述变压器的初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中，并且使所述半导体开关变得不导通以通过次级绕组来传导次级电流以对所述总线电容器充电。
50.如权利要求47所述的方法，其还包括：
基于由电气负载传导的电流和所述总线电压的量值来确定所述输出功率。
51.如权利要求47所述的方法，其还包括：
响应于所述输出功率不变，在AC线电压的半周期内调整所述驱动信号的所述工作频率。
52.一种用于产生为电气负载供电的总线电压的方法，所述方法包括：
确定功率转换器电路的输出功率，所述功率转换器电路包括半导体开关、变压器和总线电容器；
产生驱动信号以使所述半导体开关变得导通和不导通以对所述总线电容器充电，其中所述驱动信号的特征在于工作周期和工作频率，其中所述工作周期被限制为最小工作周期；
基于所述功率转换器电路的所述输出功率来确定最小工作周期高值和工作周期低值；以及
在所述最小工作周期高值与所述工作周期低值之间的范围内相对于时间调整所述驱动信号的所述工作周期。
53.一种用于操作功率转换器电路的方法，所述功率转换器电路被配置成接收AC线电压并且产生为电气负载供电的总线电压，所述方法包括：
产生感应电压，所述感应电压的量值指示当所述功率转换电路的半导体开关导通时通过所述半导体开关传导的电流的量值；
当所述感应电压的所述量值小于基于所述AC线电压的瞬时量值的阈值电压时，使所述半导体开关变得导通；以及
当所述感应电压的所述量值超过基于所述AC线电压的所述瞬时量值的所述阈值电压时，使所述半导体开关变得不导通。
54.如权利要求53所述的方法，其还包括：
启用和禁用所述功率转换器电路的操作，以将所述总线电压的量值控制在最大总线电压阈值与最小总线电压阈值之间。
55.如权利要求54所述的方法，其还包括：
当所述功率转换器电路的所述操作被禁用时，响应于确定所述总线电压的所述量值小于或等于所述最小总线电压阈值而启用所述功率转换器电路的所述操作。
56.如权利要求54所述的方法，其还包括：
当所述功率转换器电路的所述操作被禁用时，响应于确定所述总线电压的所述量值小于或等于所述最小总线电压阈值，基于所述AC线电压的所述瞬时量值来调整所述阈值电压的所述。
57.如权利要求54所述的方法，其还包括：
当所述功率转换器电路的所述操作被启用时，响应于确定所述总线电压的所述量值大于或等于所述最大总线电压阈值而禁用所述功率转换器电路的所述操作。
58.如权利要求54所述的方法，其还包括：
当所述功率转换器电路的所述操作被启用时，响应于确定所述总线电压的所述量值大于或等于所述最大总线电压阈值而将所述阈值电压的所述量值调整为零伏。
59.如权利要求53所述的方法，其还包括：
根据所述AC线电压的所述瞬时量值来计算所述阈值电压；以及
将所述感应电压与所述阈值电压进行比较。
60.如权利要求53所述的方法，其还包括：
使所述半导体开关变得导通以通过变压器的初级绕组来传导初级电流以将能量存储在所述变压器中；以及
使所述半导体开关变得不导通以通过所述变压器的次级绕组来传导次级电流以对总线电容器充电。
61.如权利要求60所述的方法，其还包括：
产生过零检测信号以指示所述次级电流的量值何时降到大约零安培；以及
当以临界导通模式工作时在所述次级电流的所述量值降到零安培时使所述半导体开关变得导通。
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