CN115528889A - 一种输出短路检测控制***及方法 - Google Patents

一种输出短路检测控制***及方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115528889A
CN115528889A CN202211471079.7A CN202211471079A CN115528889A CN 115528889 A CN115528889 A CN 115528889A CN 202211471079 A CN202211471079 A CN 202211471079A CN 115528889 A CN115528889 A CN 115528889A
Authority
CN
China
Prior art keywords
input port
output
level
voltage
converter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202211471079.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN115528889B (zh
Inventor
雷会友
李瑜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd
Original Assignee
Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd filed Critical Chengdu Zhirong Microelectronics Co ltd
Priority to CN202211471079.7A priority Critical patent/CN115528889B/zh
Publication of CN115528889A publication Critical patent/CN115528889A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115528889B publication Critical patent/CN115528889B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16566—Circuits and arrangements for comparing voltage or current with one or several thresholds and for indicating the result not covered by subgroups G01R19/16504, G01R19/16528, G01R19/16533
    • G01R19/16576—Circuits and arrangements for comparing voltage or current with one or several thresholds and for indicating the result not covered by subgroups G01R19/16504, G01R19/16528, G01R19/16533 comparing DC or AC voltage with one threshold
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0038—Circuits or arrangements for suppressing, e.g. by masking incorrect turn-on or turn-off signals, e.g. due to current spikes in current mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种输出短路检测控制***及方法。本发针对变换器因输出短路（深度CCM模式）引起变压器原副边交叠导通程度增大，进而增大电路元件应力（如漏源极电压VDS尖峰）的问题，提出了根据SR管充分导通时漏源极电压V DS 的上升斜率判断变换器输出是否短路的技术方案，并根据检测结果触发SR管提前下拉，以降低变压器穿通程度，改善SR管V DS 尖峰电压。本发明具有实现简单、成本低廉、便于集成的特点。

Description

一种输出短路检测控制***及方法
技术领域
本发明涉及集成电路及其控制技术领域，特别是涉及一种输出短路检测控制***及方法。
背景技术
电源类芯片具有小体积、高功率密度和高转换效率的发展趋势，使得设计者们不得不采用一些优化的设计以减少电路中不必要的功率耗散，如今的反激式隔离交流-直流变换器（即AD/DC变换器）相较于传统拓扑，其副边的整流二极管替换成了具有更低导通阻抗的金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)，即SR管，并采用过压方式进行驱动，以降低电路的导通损耗。虽然引入MOSFET能有效降低变压器副边的导通损耗，但是同时也带来一些弊端，如，连续导通模式(ContinuousConduction Mode，CCM)下，变压器原边功率管与副边SR管的交叠导通时间增长，进而导致变压器原副边的穿通程度增大。当变压器原副边穿通时，其原副边电流会快速增大，副边SR管关断时的V DS 电压尖峰也会明显增强，进而增大器件应力，甚至导致电路损毁。
虽然设计者会采取一些回避措施避免反激式隔离交流-直流变换器（即AC/DC变换器）工作于CCM模式，但是当变换器输出出现短路时，电路依然会被动进入深度CMM模式。图1为变换器发生短路时，关键节点的波形。由图1-图4所示可知，当变换器输出发生短路时，其输出电流会急剧增大。由于变换器输出功率有限，因此不能继续维持稳压输出，其输出电压电压V OUT 会快速下降。在反激式隔离AC/DC变换器中，变压器副边退磁电流的斜率表达式如公式（1）所示。由该表达式可以看出，当输出V OUT 下降时，变压器副边的退磁电流的下降速率k也会逐渐减小，从而导致每个开关周期结束时刻变压器副边电流不能归零且维持为较高水平，即进入深度CCM模式。深度CCM模式会进一步增大变压器穿通程度，劣化V DS 电压尖峰，进而严重影响电路安全。
Figure 898709DEST_PATH_IMAGE001
（1）
其中，L S 为变压器副边等效电感。
发明内容
为解决现有技术存在的上述问题，本发明提供了一种输出短路检测控制***及方法。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种输出短路检测控制***，应用于变换器的输出短路检测；所述输出短路检测控制***包括：电压输入端、深度CCM模式检测模块、CCM模式检测模块、短路判断模块和控制模块；
所述电压输入端分别与所述深度CCM模式检测模块的输入端口和所述CCM模式检测模块的输入端口连接；所述深度CCM模式检测模块的输出端口和所述CCM模式检测模块的输出端口均与所述短路判断模块的输入端口连接；所述短路判断模块的输出端口与所述控制模块连接；
所述电压输入端用于接收漏源极电压信号；所述漏源极电压信号为变换器输出的电压信号；
所述深度CCM模式检测模块用于基于所述漏源极电压信号确定所述变换器的工作模式是否为深度CCM模式；所述CCM模式检测模块用于基于所述漏源极电压信号确定所述变换器的工作模式是否为CCM模式；所述短路判断模块用于基于所述深度CCM模式检测模块和所述CCM模式检测模块确定的结果生成电平信号；当所述电平信号为高电平时，所述变换器处于短路状态；当所述电平信号为低电平时，所述变换器处于正常工作状态；
所述控制模块用于当所述变换器处于短路状态时进行电压下拉操作。
优选地，所述深度CCM模式检测模块包括：第一比较器、或非门、第一窗口发生器和第一RS触发器；
所述第一比较器的第一输入端口作为所述电压输入端；所述第一比较器的第二输入端口用于输入第一阈值电压；所述第一比较器的输出端口与所述或非门的第一输入端口连接；所述第一比较器的输出端口与所述第一窗口电平发生器的输入端口连接，所述第一窗口发生器生成第一窗口电平，所述第一窗口电平分别输入至所述或非门的第二输入端口和所述第一RS触发器的第二输入端口；所述第一RS触发器的第一输入端口与所述或非门的输出端口连接；所述第一RS触发器的输出端口与所述短路判断模块的输入端口连接。
优选地，所述CCM模式检测模块包括：第二比较器、第三比较器、第二窗口电平发生器、第三窗口电平发生器、反相器、第一与门、第二与门和第二RS触发器；
所述第二比较器的第一输入端口和所述第三比较器的第一输入端口均与所述电压输入端连接；所述第二比较器的第二输入端口接地；所述第三比较器的第二输入端口用于输入第二阈值电压；所述第二比较器的输出端口与所述第二窗口电平发生器输入端口连接，所述第二窗口电平发生器生成第二窗口电平；所述第二窗口电平输入所述第一与门的第一输入端口；所述第一与门的输出端口与所述第二RS触发器的第一输入端口连接；所述第三比较器的输出端口输入至第三窗口电平发生器的输入端口；所述第三窗口发生器的输出端口生成第三窗口电平，所述第三窗口电平分别输入至所述反相器的输入端口和所述第一与门的第二输入端口；所述反相器的输出端口与所述第二与门的第二输入端口连接；所述第二与门的输出端口与所述第二RS触发器的第二输入端口连接；所述第二RS触发器的输出端口与所述短路判断模块的输入端口连接。
优选地，所述短路判断模块包括：逻辑单元和第三与门；
所述逻辑单元的第一输入端口与所述CCM模式检测模块的输出端口连接；所述逻辑单元的第二输入端口与所述深度CCM模式检测模块的输出端口连接；所述逻辑单元的输出端口与所述第三与门的第一输入端口连接；所述第三与门的第二输入端口与所述深度CCM模式检测模块的输出端口连接；所述第三与门的输出端口与所述控制模块连接。
本发明还提供了一种输出短路检测控制方法，以应用于上述提供的输出短路检测控制***；所述输出短路检测控制方法包括：
获取漏源极电压、第一阈值电压和第二阈值电压；
基于所述漏源极电压和所述第一阈值电压生成第一判断电平；
基于所述漏源极电压和所述第二阈值电压生成第二判断电平；
基于所述第一判断电平和所述第二判断电平生成检测结果；
当所述检测结果为开关转换器处于短路状态时，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作。
优选地，所述基于所述第一判断电平和所述第二判断电平得到检测结果，具体包括：
当所述第一判断电平为高电平，所述第二判断电平为低电平时，变换器的工作模式为深度CCM模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平为低电平，所述第二判断电平为高电平时，变换器的工作模式为CCM模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平和所述第二判断电平均为低电平时，变换器的工作模式为正常工作模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平和所述第二判断电平均为高电平时，所述检测结果为开关转换器处于短路状态。
优选地，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，将短路判断模块的输出电压的上升沿时刻作为驱动电压进行下拉操作的起始时刻。
优选地，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，分为第一下拉阶段和第二下拉阶段；所述第一下拉阶段中驱动电压的下拉斜率大于所述第二下拉阶段中驱动电压的下拉斜率。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供的输出短路检测控制***及方法，针对变换器因输出短路（深度CCM模式）引起变压器原副边交叠导通程度增大，进而增大电路元件应力（如漏源极电压VDS尖峰）的问题，提出了根据SR管充分导通时漏源极电压VDS的上升斜率判断变换器输出是否短路的技术方案，并根据检测结果触发SR管提前下拉，以降低变压器穿通程度，改善SR管VDS尖峰电压。本发明具有实现简单、成本低廉、便于集成的特点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为反激式隔离AC/DC变换器短路时输出电压V OUT 的关键节点波形图；
图2为反激式隔离AC/DC变换器短路时脉冲宽度PWM的关键节点波形图；
图3为反激式隔离AC/DC变换器短路时电流I SEC 的关键节点波形图；
图4为反激式隔离AC/DC变换器短路时漏源极电压V DS 的关键节点波形图；
图5为DCM模式下驱动电压V DRV 的关键节点波形图；
图6为DCM模式下漏源极电压V DS 的关键节点波形图；
图7为本发明提供的输出短路检测控制***的原理框图；
图8为CCM模式下漏源极电压VDS的电压波形图；
图9为DCM模式下漏源极电压VDS的电压波形图；
图10为短路判断波形分析图；
图11为DECCM模式判断逻辑原理图；
图12为CCM模式判断逻辑原理图
图13为短路判断逻辑原理图；
图14为输出短路检测控制方法流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种输出短路检测控制***及方法，能够解决变换器因输出短路引起变压器原副边交叠导通程度增大，进而增大电路元件应力的问题。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明提供的输出短路检测控制***，应用于变换器的输出短路检测。如图7所示，该输出短路检测控制***包括：电压输入端、深度CCM模式检测模块、CCM模式检测模块、短路判断模块和控制模块。
电压输入端分别与深度CCM模式检测模块的输入端口和CCM模式检测模块的输入端口连接。深度CCM模式检测模块的输出端口和CCM模式检测模块的输出端口均与短路判断模块的输入端口连接。短路判断模块的输出端口与控制模块连接。
电压输入端用于接收漏源极电压信号。漏源极电压信号为变换器输出的电压信号。
深度CCM模式检测模块用于基于漏源极电压信号确定变换器的工作模式是否为深度CCM模式。CCM模式检测模块用于基于漏源极电压信号确定变换器的工作模式是否为CCM模式。短路判断模块用于基于深度CCM模式检测模块和CCM模式检测模块确定的结果生成电平信号。当电平信号为高电平时，变换器处于短路状态。当电平信号为低电平时，变换器处于正常工作状态。
控制模块用于当变换器处于短路状态时进行电压下拉操作。本发明中采用的控制模块可以根据实际需要进行型号选择，在此不再进行赘述。
其中，如图11所示，本发明采用的深度CCM模式检测模块包括：第一比较器、或非门、第一窗口电平发生器和第一RS触发器。
第一比较器的第一输入端口（即正输入端口）作为电压输入端。第一比较器的第二输入端口（即负输入端口）用于输入第一阈值电压。第一比较器的输出端口分别与第一窗口电平发生器的输入端口和或非门的第一输入端口连接。第一窗口电平发生器的输出端口生成第一窗口电平VDECCM_WIN，第一窗口电平VDECCM_WIN分别输入至或非门的第二输入端口和第一RS触发器的第二输入端口（即图11中的端口R）。第一RS触发器的第一输入端口（即图11中的端口S）与或非门的输出端口连接。第一RS触发器的输出端口（即图11中的端口Q）与短路判断模块的输入端口连接。
如图12所示，CCM模式检测模块包括：第二比较器、第三比较器、第二窗口电平发生器、第三窗口电平发生器、反相器、第一与门、第二与门和第二RS触发器。
第二比较器的第一输入端口（即第二比较器的正输入端口）和第三比较器的第一输入端口（即第三比较器的正输入端口）均与电压输入端连接。第二比较器的第二输入端口（即第二比较器的负输入端口）接地。第三比较器的第二输入端口（即第三比较器的负输入端口）用于输入第二阈值电压。第二比较器的输出端口与第二窗口电平发生器的输入端口连接。第二窗口电平发生器的输出端口分别与第一与门的第一输入端口和第二与门的第一输入端口连接。第二窗口电平发生器的输出端口生成第二窗口电平V CCM_WIN ，第二窗口电平V CCM_WIN 输入第一与门的第一输入端口。第一与门的输出端口与第二RS触发器的第一输入端口（即图12中的端口S）连接。第三比较器的输出端口与第三窗口电平发生器输入端口连接。第三窗口电平输出端口分别与第一与门的第二输入端口和反相器的输入端口连接。第三窗口电平发生器的输出端口生成第三窗口电平VCCM_DET，第三窗口电平VCCM_DET分别输入至反相器的输入端口和第一与门的第二输入端口。反相器的输出端口与第二与门的第二输入端口连接。第二与门的输出端口与第二RS触发器的第二输入端口（即图12中的端口R）连接。第二RS触发器的输出端口（即图12中的端口Q）与短路判断模块的输入端口连接。
如图13所示，短路判断模块包括：逻辑单元和第三与门。
逻辑单元的第一输入端口（即图13中的端口D）与CCM模式检测模块的输出端口连接。逻辑单元的第二输入端口（即图13中的端口>）与深度CCM模式检测模块的输出端口连接。逻辑单元的输出端口（即图13中的端口Q）与第三与门的第一输入端口连接。第三与门的第二输入端口与深度CCM模式检测模块的输出端口连接。第三与门的输出端口与控制模块连接。
基于上述提供的输出短路检测控制***，本发明对应还提供了一种输出短路检测控制方法。如图14所示，该输出短路检测控制方法包括：
步骤100：获取漏源极电压、第一阈值电压和第二阈值电压。
步骤101：基于漏源极电压和第一阈值电压生成第一判断电平。
步骤102：基于漏源极电压和第二阈值电压生成第二判断电平。
步骤103：基于第一判断电平和第二判断电平生成检测结果。
步骤104：当检测结果为开关转换器处于短路状态时，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作。其中，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，将短路判断模块的输出电压的上升沿时刻作为驱动电压进行下拉操作的起始时刻。并且，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，分为第一下拉阶段和第二下拉阶段。第一下拉阶段中驱动电压的下拉斜率大于第二下拉阶段中驱动电压的下拉斜率。
进一步，上述步骤103的确定过程可以为：
当第一判断电平为高电平，第二判断电平为低电平时，变换器的工作模式为深度CCM模式，检测结果为开关转换器没发生短路。
当第一判断电平为低电平，第二判断电平为高电平时，变换器的工作模式为CCM模式，检测结果为开关转换器没发生短路。
当第一判断电平和第二判断电平均为低电平时，变换器的工作模式为正常工作模式，检测结果为开关转换器没发生短路。
当第一判断电平和第二判断电平均为高电平时，检测结果为开关转换器处于短路状态。
下面结合现有技术存在的问题，基于具体的设计构思对本发明上述提供的输出短路检测控制***及方法的具体工作原理进行说明。
基于图5和图6可知，为了减小SR管的导通损耗，SR管的栅极处于过压驱动状态（如图6中虚线部分），即驱动电压V DRV 的平台值远大于SR管的阈值电压V GS-TH 。当V DRV 处于其平台值期间，SR管进入充分导通状态，其导通阻抗R DS 最小且恒定。此期间，漏源极电压V DS 由公式（2）决定。其中，k表示此时变压器副边退磁电流的斜率，k’表示此时漏源极电压V DS 的斜率，漏源极电压V DS 上升斜率k’（k’>0）由此时SR管导通阻抗R DS 与此时变压器副边退磁电流的斜率k（k<0）的乘积决定。由于导通阻抗R DS 为定值，所以漏源极电压V DS 的上升斜率等于该时刻变压器副边电流斜率的-R DS 倍。结合图1-图4和公式（1）可知，当变换器输出短路时，变压器副边电流的下降速率会持续下降。此时，SR管完全导通后的漏源极电压V DS 平均上升斜率也会远低于DCM模式和CCM模式，因此可以通过SR管充分导通时漏源极电压V DS 的平均上升斜率判断变换器输出是否处于深度CCM模式。
Figure 894477DEST_PATH_IMAGE002
（2）
此外，为了增强短路检测***的抗干扰能力以及和变压器原边控制逻辑的耦合，本发明还对电路短路检测逻辑进行了冗余设计，如图7所示。当检测到变换器工作于深度CCM模式时还需要判断电路是否工作于CCM模式，才可确定短路检测电路输出。当变换器输出发生短路而被迫工作于深度CCM状态时，将导致变压器副边退磁电流的斜率将急剧减小，从而引起变压器副边SR管完全处于过压驱动状态时的漏源极电压VDS上升斜率k’的急剧减小。因此，可以根据变压器副边SR管完全处于过压驱动状态时（图6中虚线部分）的漏源极电压V DS 的斜率判断变换器是否处于深度CCM状态。
此外，变换器CCM模式检测同样可以基于SR管漏源极电压V DS 的斜率判断。如图8和图9所示，可以看出，非连续导通模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）下的漏源极电压VDS在变压器副边退磁电流减小为0后，会因变换器的励磁电感Lp和原边开关节点的总寄生电容形成谐振电路而形成振荡。但是，CCM模式下变换器副边的退磁电流不会减小至0，所以CCM模式下的漏源极电压V DS 不会谐振。因此变换器原边功率管导通后，CCM模式下漏源极电压V DS 的上升斜率（如图8中虚线部分的斜率）会远大于DCM模式下漏源极电压V DS 的上升斜率（图9中虚线部分的斜率）。因此，可以根据变压器原边功率管导通后漏源极电压V DS 的上升斜率判断变换器是否工作于CCM状态。总的来说，本发明的输出短路判断逻辑为只有同时检测到变换器工作于CCM模式和深度CCM模式时，才可确定变换器此时发生了输出短路。
当检测到变换器输出短路时，SR管的驱动电压会提前下拉至略大于SR管导通阈值电压V GS_TH 的水平。这样可以减小SR管关断时延，从而降低变压器穿通程度，改善SR管的漏源极电压VDS尖峰，进而起到保护电路的目的。
由上述介绍可知，本实施例判断变换器输出是否短路的依据是SR管漏源极电压V DS 的上升斜率。但考虑到方案的可执行性和实施成本，本实施例采用的是执行性更强且符合创新思路的技术方案，即通过检测第一窗口电平V DECCM_WIN 期间漏源极电压V DS 是否向上穿越第一阈值电压V DS_DECCM_REG （V DS_DECCM_REG <0）来判断变换器是否工作于深度CCM模式。通过检测第二窗口电平V CCM_WIN 期间漏源极电压VDS是否向上穿越第二阈值电压VDS_CCM_REG（V DS_CCM_REG >0）来判断变换器是否工作于CCM模式。根据深度CCM检测结果和CCM检测结果即可进一步确定变换器输出是否发生输出短路。
从图10可以看出，在每次漏源极电压VDS向下穿越第一阈值电压V DS_DECCM_REG 时，会产生一个高电平持续时间为T1的第一窗口电平V DECCM_WIN 。每次漏源极电压V DS 向上穿越0V时，会产生一个高电平持续时间为T2的第二窗口电平V CCM_WIN 。当变换器工作状态正常时，其SR管在充分导通时的平均上升斜率将明显大于其输出短路时的平均上升斜率。因此，可以通过合理设置第一阈值电压V DS_DECCM_REG 和第一窗口电平V DECCM_WIN 的持续时间以保证变换器正常工作时漏源极电压V DS 均会在第一窗口电平V DECCM_WIN 的窗口期间向上穿第一阈值电压V DS_DECCM_REG ，而变换器输出短路时漏源极电压V DS 不会在第一窗口电平V DECCM_WIN 的窗口期间向上穿越第一阈值电压V DS_DECCM_REG 。当变换器工作于CCM模式时，漏源极电压V DS 在原边功率管导通后的上升斜率将远大于DCM模式的上升斜率。因此，可以通过合理设置第二阈值电压V DS_CCM_REG 和第二窗口电平V CCM_WIN 的窗口持续时间以保证变换器工作于CCM模式时漏源极电压V DS 会在第二窗口电平V CCM_WIN 窗口期间向上穿越V DS_CCM _REG 电压阈值，而DCM模式时漏源极电压V DS 不会在第二窗口电平V CCM_WIN 窗口期间向上穿越V DS_CCM _REG 电压阈值。图10中V DECCM_DET 电压波形用于记录漏源极电压V DS 向下和向上穿越V DS_DECCM_REG 阈值电压的时刻。V CCM_DET 电压波形用于记录漏源极电压V DS 向上穿越V DS_CCM _REG 阈值电压的时刻。漏源极电压V DS 每次向上穿越V DS_CCM _REG 阈值电压时，电压V CCM_DET 会产生一个高电平持续时间为T3的窗口电平。V DECCM 电压用于指示变换器是否工作于深度CCM模式，高电平表示变换器工作于深度CCM模式，低电平表示变换器未工作于深度CCM模式。V CCM 电压用于指示变换器是否工作于CCM模式，高电平表示变换器工作于CCM模式，低电平表示变换器工作于DCM模式。V SHORT 电压用于指示变换器是否发生输出短路，高电平表示变换器输出发生短路，低电平表示变换器未发生输出短路。
从漏源极电压V DS 波形可以看出，变换器最开始工作于DCM模式，此时SR管完全导通时的漏源极电压V DS 上升斜率较大，变压器原边功率管导通后的漏源极电压V DS 上升斜率较小，因此漏源极电压V DS 能够在V DECCM_WIN 窗口内向上穿越V DS_DECCM_REG 电压阈值，但却不能在V CCM_WIN 窗口内向上穿越V DS_CCM_REG 电压阈值。在第二个开关周期期间，变换器输出因发生短路而进入深度CCM模式，从而导致SR管充分导通时的漏源极电压V DS 上升斜率严重下降，变压器原边功率管导通后的漏源极电压V DS 上升斜率却明显增大。因此，在V DECCM_WIN 窗口时间内漏源极电压V DS 不能向上穿越V DS_DECCM_REG 阈值电压，而在V CCM_WIN 窗口时间内漏源极电压V DS 却能向上穿越V DS_REG_CCM 阈值电压。因此，V CCM 电压会在V DECCM_WINDOW 窗口结束时立即输出高电平，以指示变换器进入了深度CCM模式。V CCM 电压会在V CCM_WIN 窗口期内且V CCM_DET 置高的时刻输出高电平，以指示变换器工作于CCM模式。V SHORT 电压只有在V DECCM 电压上升沿时刻且V DECCM 电压和V CCM 电压均为高电平时，才会被置为高电平，表示此时变换器处于输出短路状态。
当检测到变换器输出短路时，SR控制器会（图10中第三周期）对SR管的驱动电压V DRV 进行提前下拉，以降低变压器穿通程度，改善漏源极电压VDS尖峰。考虑到变换器短路程度不同，漏源极电压V DS 的最小值和其充分导通时的平均上升斜率也不尽相同。因此，不能采用以漏源极电压V DS 向上穿越某一阈值电压的时刻作为驱动电压V DRV 提前下拉起始时刻的传统方案。介于此，本发明通过设置延时的方式确定变换器短路时驱动电压V DRV 提前下拉的起始时刻，即V DECCM_WINDOW 电压的下降沿（电压V SHORT 的上升沿）作为驱动电压V DRV 提前下拉的起始时刻。此外，为了避免较大电流下拉导致SR管提前关断，从而迫使退磁电流走SR管体二极管路径而导致其温升严重的问题，特将提前下拉过程分为两个阶段进行。其中，第一阶段的下拉电流较大，驱动电压V DRV 下降斜率也较大。第二阶段的下拉电流较小，驱动电压V DRV 下降斜率也较小。这样就能保证驱动电压V DRV 在SR管开始关断时刻刚好处于略高于导通阈值V GS_TH 水平，从而使变换器在降低温升和减小变压器穿通程度两方面达到折中平衡的优化效果。从图10的（a）部分和图10的（b）部分可以明显的看出变换器输出短路且未采取提前下拉时的交叠导通时间t1明显大于采取了提前下拉措施后的交叠导通时间t2，进而说明了对电压V DRV 进行提前下拉能有效降低变压器穿通程度，改善漏源极电压V DS 尖峰，降低电路元件应力。
图11为实现图10中（c）部分~图10中（e）部分所示逻辑（深度CCM判断）的逻辑电路。图12为实现图10中（f）部分~图10中（h）部分所示逻辑（CCM判断）的逻辑电路。图13为实现图10中（i）部分所示逻辑的逻辑电路示意图，其输入为V DECCM 与V CCM 信号，输出为短路指示信号V SHORT 。当检测到变换器发生短路时，短路指示信号V SHORT 会立即置高。由于短路指示信号V SHORT 会在V DECCM 的下降沿复位，所以短路指示信号V SHORT 能够在变换器退出输出短路状态时自动复位。因此，该逻辑电路具有短路状态自退出能力。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种输出短路检测控制***，其特征在于，应用于变换器的输出短路检测；所述输出短路检测控制***包括：电压输入端、深度CCM模式检测模块、CCM模式检测模块、短路判断模块和控制模块；
所述电压输入端分别与所述深度CCM模式检测模块的输入端口和所述CCM模式检测模块的输入端口连接；所述深度CCM模式检测模块的输出端口和所述CCM模式检测模块的输出端口均与所述短路判断模块的输入端口连接；所述短路判断模块的输出端口与所述控制模块连接；
所述电压输入端用于接收漏源极电压信号；所述漏源极电压信号为变换器输出的电压信号；
所述深度CCM模式检测模块用于基于所述漏源极电压信号确定所述变换器的工作模式是否为深度CCM模式；所述CCM模式检测模块用于基于所述漏源极电压信号确定所述变换器的工作模式是否为CCM模式；所述短路判断模块用于基于所述深度CCM模式检测模块和所述CCM模式检测模块确定的结果生成电平信号；当所述电平信号为高电平时，所述变换器处于短路状态；当所述电平信号为低电平时，所述变换器处于正常工作状态。
2.根据权利要求1所述的输出短路检测控制***，其特征在于，所述深度CCM模式检测模块包括：第一比较器、或非门、第一窗口电平发生器和第一RS触发器；
所述第一比较器的第一输入端口作为所述电压输入端；所述第一比较器的第二输入端口用于输入第一阈值电压；所述第一比较器的输出端口分别与所述第一窗口电平发生器的输入端口和或非门的第一输入端口连接；所述第一窗口电平发生器的输出端口生成第一窗口电平，所述第一窗口电平分别输入至所述或非门的第二输入端口和所述第一RS触发器的第二输入端口；所述第一RS触发器的第一输入端口与所述或非门的输出端口连接；所述第一RS触发器的输出端口与所述短路判断模块的输入端口连接。
3.根据权利要求1所述的输出短路检测控制***，其特征在于，所述CCM模式检测模块包括：第二比较器、第三比较器、第二窗口电平发生器、第三窗口电平发生器、反相器、第一与门、第二与门和第二RS触发器；
所述第二比较器的第一输入端口和所述第三比较器的第一输入端口均与所述电压输入端连接；所述第二比较器的第二输入端口接地；所述第三比较器的第二输入端口用于输入第二阈值电压；所述第二比较器的输出端口与第二窗口电平发生器的输入端口连接；所述第二窗口电平发生器的输出端口生成第二窗口电平，所述第二窗口电平输入所述第一与门的第一输入端口和第二与门第一输入端口；所述第一与门的输出端口与所述第二RS触发器的第一输入端口连接；所述第三比较器的输出端口与所述第三窗口电平发生器连接；所述第三窗口电平发生器的输出端口生成第三窗口电平，所述第三窗口电平分别输入至所述反相器的输入端口和所述第一与门的第二输入端口；所述反相器的输出端口与所述第二与门的第二输入端口连接；所述第二与门的输出端口与所述第二RS触发器的第二输入端口连接；所述第二RS触发器的输出端口与所述短路判断模块的输入端口连接。
4.根据权利要求1所述的输出短路检测控制***，其特征在于，所述短路判断模块包括：逻辑单元和第三与门；
所述逻辑单元的第一输入端口与所述CCM模式检测模块的输出端口连接；所述逻辑单元的第二输入端口与所述深度CCM模式检测模块的输出端口连接；所述逻辑单元的输出端口与所述第三与门的第一输入端口连接；所述第三与门的第二输入端口与所述深度CCM模式检测模块的输出端口连接；所述第三与门的输出端口与所述控制模块连接。
5.一种输出短路检测控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1-4任意一项所述输出短路检测控制***；所述输出短路检测控制方法包括：
获取漏源极电压、第一阈值电压和第二阈值电压；
基于所述漏源极电压和所述第一阈值电压生成第一判断电平；
基于所述漏源极电压和所述第二阈值电压生成第二判断电平；
基于所述第一判断电平和所述第二判断电平生成检测结果；
当所述检测结果为开关转换器处于短路状态时，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作。
6.根据权利要求5所述的输出短路检测控制方法，其特征在于，所述基于所述第一判断电平和所述第二判断电平得到检测结果，具体包括：
当所述第一判断电平为高电平，所述第二判断电平为低电平时，变换器的工作模式为深度CCM模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平为低电平，所述第二判断电平为高电平时，变换器的工作模式为CCM模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平和所述第二判断电平均为低电平时，变换器的工作模式为正常工作模式，所述检测结果为开关转换器没发生短路；
当所述第一判断电平和所述第二判断电平均为高电平时，所述检测结果为开关转换器处于短路状态。
7.根据权利要求5所述的输出短路检测控制方法，其特征在于，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，将短路判断模块的输出电压的上升沿时刻作为驱动电压进行下拉操作的起始时刻。
8.根据权利要求5所述的输出短路检测控制方法，其特征在于，驱动SR管的驱动电压进行下拉操作时，分为第一下拉阶段和第二下拉阶段；所述第一下拉阶段中驱动电压的下拉斜率大于所述第二下拉阶段中驱动电压的下拉斜率。
CN202211471079.7A 2022-11-23 2022-11-23 一种输出短路检测控制***及方法 Active CN115528889B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211471079.7A CN115528889B (zh) 2022-11-23 2022-11-23 一种输出短路检测控制***及方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211471079.7A CN115528889B (zh) 2022-11-23 2022-11-23 一种输出短路检测控制***及方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115528889A true CN115528889A (zh) 2022-12-27
CN115528889B CN115528889B (zh) 2023-03-10

Family

ID=84705151

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211471079.7A Active CN115528889B (zh) 2022-11-23 2022-11-23 一种输出短路检测控制***及方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115528889B (zh)

Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120153921A1 (en) * 2010-12-16 2012-06-21 Brokaw A Paul Methods and apparatuses for combinations of current feedback for frequency compensation, overload detection, and super overload detection in switching power conversion
US20130114307A1 (en) * 2011-11-08 2013-05-09 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems under open and/or short circuit conditions
CN105634260A (zh) * 2016-01-30 2016-06-01 深圳南云微电子有限公司 输出短路保护方法及电路
CN205490119U (zh) * 2016-01-30 2016-08-17 深圳南云微电子有限公司 输出短路保护电路
US20190115835A1 (en) * 2017-10-16 2019-04-18 Texas Instruments Incorporated Multimode pwm converter with smooth mode transition
CN110323794A (zh) * 2019-02-01 2019-10-11 成都汇云创科技有限公司 一种主动均衡的控制方法和电路
CN110492724A (zh) * 2019-09-16 2019-11-22 安徽省东科半导体有限公司 一种功率管驱动电路及驱动方法
CN110635792A (zh) * 2018-12-05 2019-12-31 徐州中矿大传动与自动化有限公司 一种基于短路电流抑制的SiC MOSFET短路保护电路及方法
CN112821727A (zh) * 2021-03-11 2021-05-18 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源***
US20210226540A1 (en) * 2020-01-20 2021-07-22 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling synchronous rectification
CN113422523A (zh) * 2021-06-09 2021-09-21 深圳市群芯科创电子有限公司 一种具有尖峰抑制功能的副边同步整流控制电路
CN113472213A (zh) * 2021-07-30 2021-10-01 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器
WO2022050032A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10 株式会社デンソー ゲート駆動装置および負荷給電回路
CN216751526U (zh) * 2021-10-30 2022-06-14 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源的软启动电路
CN115347799A (zh) * 2022-10-18 2022-11-15 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及***

Patent Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120153921A1 (en) * 2010-12-16 2012-06-21 Brokaw A Paul Methods and apparatuses for combinations of current feedback for frequency compensation, overload detection, and super overload detection in switching power conversion
US20130114307A1 (en) * 2011-11-08 2013-05-09 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems under open and/or short circuit conditions
CN105634260A (zh) * 2016-01-30 2016-06-01 深圳南云微电子有限公司 输出短路保护方法及电路
CN205490119U (zh) * 2016-01-30 2016-08-17 深圳南云微电子有限公司 输出短路保护电路
US20190115835A1 (en) * 2017-10-16 2019-04-18 Texas Instruments Incorporated Multimode pwm converter with smooth mode transition
CN110635792A (zh) * 2018-12-05 2019-12-31 徐州中矿大传动与自动化有限公司 一种基于短路电流抑制的SiC MOSFET短路保护电路及方法
CN110323794A (zh) * 2019-02-01 2019-10-11 成都汇云创科技有限公司 一种主动均衡的控制方法和电路
CN110492724A (zh) * 2019-09-16 2019-11-22 安徽省东科半导体有限公司 一种功率管驱动电路及驱动方法
US20210226540A1 (en) * 2020-01-20 2021-07-22 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for controlling synchronous rectification
WO2022050032A1 (ja) * 2020-09-04 2022-03-10 株式会社デンソー ゲート駆動装置および負荷給電回路
CN112821727A (zh) * 2021-03-11 2021-05-18 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源***
CN113422523A (zh) * 2021-06-09 2021-09-21 深圳市群芯科创电子有限公司 一种具有尖峰抑制功能的副边同步整流控制电路
CN113472213A (zh) * 2021-07-30 2021-10-01 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器
CN216751526U (zh) * 2021-10-30 2022-06-14 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源的软启动电路
CN115347799A (zh) * 2022-10-18 2022-11-15 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及***

Also Published As

Publication number Publication date
CN115528889B (zh) 2023-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9991811B1 (en) Control method and control apparatus for flyback circuit
CN111404403B (zh) 一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路
US8917068B2 (en) Quasi-resonant controlling and driving circuit and method for a flyback converter
JP4085335B2 (ja) スイッチング電源装置
US8243473B2 (en) Switching power supply device and switching power supply control circuit
US9054592B2 (en) Synchronous rectifying control method and circuit for isolated switching power supply
US11804780B2 (en) Multi-mode control method for active clamp flyback converter
US9614448B2 (en) Switching power-supply device
JP4029853B2 (ja) スイッチング電源装置
TWI829004B (zh) 開關電源系統
US20130063985A1 (en) Adaptive Dead Time Control Apparatus and Method for Switching Power Converters
US9641082B2 (en) Systems and methods for zero voltage switching in power conversion systems
KR20070074780A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
CN108448902B (zh) 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
US11716010B2 (en) Driving control circuit, method and device for gallium nitride (GaN) transistor, and medium
CN108667304B (zh) 同步整流反激式直流-直流电源转换装置及控制方法
CN115528889B (zh) 一种输出短路检测控制***及方法
CN116345910A (zh) 绝缘型电源装置
CN113541501B (zh) 一种反激式开关电源及提高其转换效率的控制方法、电路
CN115224914A (zh) 实现反激拓扑的同步整流芯片预关断电路结构
Zhou et al. A gate driver with a negative turn off bias voltage for GaN HEMTs
JP4162410B2 (ja) 同期整流型フォワードコンバータ
CN116915026A (zh) 反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器
CN114600355A (zh) 开关控制电路及开关电源装置
JP2023092559A (ja) 絶縁型電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant