CN115528691A - 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变*** - Google Patents

一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变*** Download PDF

Info

Publication number
CN115528691A
CN115528691A CN202211242966.7A CN202211242966A CN115528691A CN 115528691 A CN115528691 A CN 115528691A CN 202211242966 A CN202211242966 A CN 202211242966A CN 115528691 A CN115528691 A CN 115528691A
Authority
CN
China
Prior art keywords
harmonic
voltage
control unit
component
fundamental
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211242966.7A
Other languages
English (en)
Inventor
董旭柱
路晓庆
蒋屹新
张宇南
杨涛
匡晓云
许爱东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
China South Power Grid International Co ltd
Original Assignee
China South Power Grid International Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by China South Power Grid International Co ltd filed Critical China South Power Grid International Co ltd
Priority to CN202211242966.7A priority Critical patent/CN115528691A/zh
Publication of CN115528691A publication Critical patent/CN115528691A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/46—Controlling of the sharing of output between the generators, converters, or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2203/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J2203/20—Simulating, e g planning, reliability check, modelling or computer assisted design [CAD]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/28—The renewable source being wind energy
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/40—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation wherein a plurality of decentralised, dispersed or local energy generation technologies are operated simultaneously
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Abstract

本发明涉及微电网控制技术领域，公开了一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***。本发明相邻两逆变控制单元连接以形成环形网络，在进行谐波控制时，由逆变控制单元逆变器的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，基于所得基波分量计算电压外环参考电压基波分量，根据谐波电流分量计算谐波功率，结合通信连接的其他单元的谐波功率计算谐波功率均分控制器，以计算谐波电压增益系数，根据该系数和谐波电流分量得到电压外环参考电压谐波分量，由此进行电压外环参考电压计算，根据该参考电压得到对应三相逆变桥的控制电压。本发明能够不受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，补偿非线性负载引起的电压畸变，实现DG间精确的谐波功率分配。

Description

一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***
技术领域
本发明涉及微电网控制技术领域，尤其涉及一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***。
背景技术
随着传统能源日益紧张和环境问题的加剧，光伏、风力涡轮机等分布式发电(DG)机组得到快速发展。为了对多台并联DG单元进行协同调节，由分布式发电、储能和本地负荷等组成的微电网得到越来越广泛的应用。微电网可以灵活地并网或孤岛运行。在孤岛模式下，微电网需要为关键负载提供高质量的电力。随着电力电子设备等非线性负载渗透率的增长，微电网所含有的非线性负载会造成较大的电压谐波污染，造成严重的电能质量问题，从而影响设备寿命且造成较严重的输电线路损耗。因此，亟需对非线性负载引起的PCC(电网公共点)电压谐波分量进行抑制，保证微电网的电能质量。
对微电网电能质量做到完善地控制的基础研究主要围绕补偿、抑制的思路进行，传统技术中采用有源滤波器进行微电网环境下的谐波补偿。为了更好地适应微电网环境，有源滤波器采取与分布式电源相结合的方法，在满足后者的正常并网要求的同时兼顾电压补偿和功率因数补偿。然而，这种方式增加了***的复杂性和成本。
现有技术中通过逆变器自身进行微电网谐波抑制，其通过采取相应的控制策略来降低PCC处的电压谐波失真，以实现DG之间谐波功率的管理。然而，现有的控制策略容易受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，从而不能有效地补偿非线性负载引起的电压畸变，难以实现DG间精确的谐波功率分配。
发明内容
本发明提供了一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***，解决了现有基于逆变器自身来实现微电网谐波抑制的控制策略容易受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，从而不能有效地补偿非线性负载引起的电压畸变，难以实现DG间精确的谐波功率分配的技术问题。
本发明第一方面提供一种多逆变***分布式谐波控制方法，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述方法包括：
逆变控制单元采集所连接的三相逆变器的输出电压和输出电流；
所述逆变控制单元将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
所述逆变控制单元根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
所述逆变控制单元根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
所述逆变控制单元根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
所述逆变控制单元根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，包括：
将所采集的输出电压的A相电压通过锁相环以获取角频率ω，将所采集的输出电流通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到直流分量
Figure BDA0003885465690000021
和
Figure BDA0003885465690000022
根据锁相环的实时相位ωt，通过变换矩阵Cαβ-dq对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000023
和
Figure BDA0003885465690000024
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdq-αβ变换，得到相应的基波电流分量；
根据锁相环的实时谐波相位hωt，通过变换矩阵Cαβ-dqh对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000025
和
Figure BDA0003885465690000031
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdqh-αβ变换，得到相应的预置谐波次数的谐波电流分量，其中h表示预置谐波次数。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，包括：
按照下列公式计算基波有功功率和无功功率：
Figure BDA0003885465690000032
式中，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，Vi o,αf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，Vi o,βf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000033
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000034
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量，包括：
计算第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器：
Figure BDA0003885465690000035
式中，ui表示第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器，Ci为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000036
表示的是第i个逆变控制单元的基波有功下垂系数，
Figure BDA0003885465690000037
表示的是第j个逆变控制单元的基波有功下垂系数，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重；
根据所述基波有功功率协同控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率：
Figure BDA0003885465690000038
式中，
Figure BDA0003885465690000039
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率；
根据所述第i个逆变控制单元的参考频率按照下式计算电压外环参考电压基波分量：
Figure BDA0003885465690000041
式中，
Figure BDA0003885465690000042
表示电压外环参考电压基波分量，
Figure BDA0003885465690000043
为第i个逆变控制单元的参考电压，θ为第i个逆变控制单元的相角，t表示时间，
Figure BDA0003885465690000044
为三相逆变器初始相角；
将得到的电压外环参考电压基波分量通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到电压外环参考电压基波分量在αβ坐标系上的变换值。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率：
Figure BDA0003885465690000045
式中，
Figure BDA0003885465690000046
表示第i个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率，V0为三相逆变器输出电压的有效值，h为预置谐波次数，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure BDA0003885465690000047
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000048
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率均分控制器：
Figure BDA0003885465690000049
式中，
Figure BDA00038854656900000410
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，Ch为耦合增益，
Figure BDA00038854656900000411
表示第i个逆变控制单元的谐波下垂系数，
Figure BDA00038854656900000412
表示第j个逆变控制单元的谐波下垂系数，Ni表示与第i个逆变控制单元通信连接的逆变控制单元集合，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重，
Figure BDA00038854656900000413
表示第j个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，所述根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量，包括：
根据下式获取谐波电压增益系数：
Figure BDA0003885465690000051
式中，
Figure BDA0003885465690000052
表示谐波电压增益系数，kpP_i是第i个逆变控制单元的比例增益，kiP_i是第i个逆变控制单元的积分增益,s为复频率，
Figure BDA0003885465690000053
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，h为预置谐波次数；
按照下式计算电压外环参考电压谐波分量：
Figure BDA0003885465690000054
式中，
Figure BDA0003885465690000055
表示电压外环参考电压谐波分量在αβ坐标系上的变换值，
Figure BDA0003885465690000056
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系上的变换值。
根据本发明第一方面的一种能够实现的方式，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压，包括：
计算所述电压外环参考电压与对应三相逆变器的输出电压的差值，将计算得到的电压差值通过第一PR控制器以得到电流内环的参考值，所述第一PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000057
式中，GV(s)为第一PR控制器的传递函数，kPV为比例增益，kV1为基波谐振系数，kVh为h次谐波谐振系数，ω0为额定频率，s为复频率；
计算所述电流内环的参考值与对应三相逆变器的输出电流的差值，将计算得到的电流差值通过第二PR控制器以得到三相逆变桥的控制电压，所述第二PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000058
式中，GI(s)为第二PR控制器的传递函数，kPI是比例增益，kI是基波谐振系数。
本发明第二方面提供一种含非线性负载的多逆变***，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述逆变控制单元包括：
电压传感器，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压；
电流传感器，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流；
主控制器，用于将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
所述主控制器根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
所述主控制器根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
所述主控制器根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
所述主控制器根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器包括用于将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离的基波谐波分离模块，所述基波谐波分离模块包括：
基波电流分离子模块，用于将所采集的输出电压的A相电压通过锁相环以获取角频率ω，将所采集的输出电流通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到直流分量
Figure BDA0003885465690000061
和
Figure BDA0003885465690000062
根据锁相环的实时相位ωt，通过变换矩阵Cαβ-dq对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000063
和
Figure BDA0003885465690000064
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdq-αβ变换，得到相应的基波电流分量；
谐波电流分离子模块，用于根据锁相环的实时谐波相位hωt，通过变换矩阵Cαβ-dqh对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000065
和
Figure BDA0003885465690000066
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdqh-αβ变换，得到相应的预置谐波次数的谐波电流分量，其中h表示预置谐波次数。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器还包括用于根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率的第一计算模块，所述第一计算模块包括：
第一计算子模块，用于按照下列公式计算基波有功功率和无功功率：
Figure BDA0003885465690000071
式中，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，Vi o,αf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，Vi o,βf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000072
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000073
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器还包括用于根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量的第二计算模块，所述第二计算模块包括：
第二计算子模块，用于计算第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器：
Figure BDA0003885465690000074
式中，ui表示第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器，Ci为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000075
表示的是第i个逆变控制单元的基波有功下垂系数，
Figure BDA0003885465690000076
表示的是第j个逆变控制单元的基波有功下垂系数，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重；
第三计算子模块，用于根据所述基波有功功率协同控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率：
Figure BDA0003885465690000077
式中，
Figure BDA0003885465690000081
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率；
第四计算子模块，用于根据所述第i个逆变控制单元的参考频率按照下式计算电压外环参考电压基波分量：
Figure BDA0003885465690000082
式中，
Figure BDA0003885465690000083
表示电压外环参考电压基波分量，
Figure BDA0003885465690000084
为第i个逆变控制单元的参考电压，θ为第i个逆变控制单元的相角，t表示时间，
Figure BDA0003885465690000085
为三相逆变器初始相角；
变换子模块，用于将得到的电压外环参考电压基波分量通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到电压外环参考电压基波分量在αβ坐标系上的变换值。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器包括用于根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率的第三计算模块，所述第三计算模块包括：
第五计算子模块，用于按照下式计算预置谐波次数的谐波功率：
Figure BDA0003885465690000086
式中，
Figure BDA0003885465690000087
表示第i个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率，V0为三相逆变器输出电压的有效值，h为预置谐波次数，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure BDA0003885465690000088
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000089
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器还包括用于结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器的第四计算模块，所述第四计算模块包括：
第六计算子模块，用于按照下式计算预置谐波次数的谐波功率均分控制器：
Figure BDA00038854656900000810
式中，
Figure BDA00038854656900000811
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，Ch为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000091
表示第i个逆变控制单元的谐波下垂系数，
Figure BDA0003885465690000092
表示第j个逆变控制单元的谐波下垂系数，Ni表示与第i个逆变控制单元通信连接的逆变控制单元集合，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重，
Figure BDA0003885465690000093
表示第j个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器包括第五计算模块，所述第五计算模块用于根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；所述第五计算模块包括：
第七计算子模块，用于根据下式获取谐波电压增益系数：
Figure BDA0003885465690000094
式中，
Figure BDA0003885465690000095
表示谐波电压增益系数，kpP_i是第i个逆变控制单元的比例增益，kiP_i是第i个逆变控制单元的积分增益,s为复频率，
Figure BDA0003885465690000096
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，h为预置谐波次数；
第八计算子模块，用于按照下式计算电压外环参考电压谐波分量：
Figure BDA0003885465690000097
式中，
Figure BDA0003885465690000098
表示电压外环参考电压谐波分量在αβ坐标系上的变换值，
Figure BDA0003885465690000099
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系上的变换值。
根据本发明第二方面的一种能够实现的方式，所述主控制器包括控制模块，所述控制模块用于针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压；所述控制模块包括：
第一控制子模块，用于计算所述电压外环参考电压与对应三相逆变器的输出电压的差值，将计算得到的电压差值通过第一PR控制器以得到电流内环的参考值，所述第一PR控制器为：
Figure BDA00038854656900000910
式中，GV(s)为第一PR控制器的传递函数，kPV为比例增益，kV1为基波谐振系数，kVh为h次谐波谐振系数，ω0为额定频率，s为复频率；
第二控制子模块，用于计算所述电流内环的参考值与对应三相逆变器的输出电流的差值，将计算得到的电流差值通过第二PR控制器以得到三相逆变桥的控制电压，所述第二PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000101
式中，GI(s)为第二PR控制器的传递函数，kPI是比例增益，kI是基波谐振系数。
本发明第三方面提供一种多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述逆变控制单元包括电压传感器、电流传感器和主控制器，所述电压传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压，所述电流传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流，所述方法由所述主控制器执行，所述方法包括：
获取所述电压传感器采集的输出电压和所述电流传感器采集的输出电流，将所述输出电压和所述输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
本发明第四方面提供一种多逆变***分布式谐波控制设备，包括：
存储器，用于存储指令；其中，所述指令用于实现如本发明第三方面实施例所述的多逆变***分布式谐波控制方法；
处理器，用于执行所述存储器中的指令。
本发明第五方面提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如本发明第三方面实施例所述的多逆变***分布式谐波控制方法。
从以上技术方案可以看出，本发明具有以下优点：
本发明的多逆变***包括多个连接有三相逆变器的逆变控制单元，相邻两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，在进行谐波控制时，由逆变控制单元将三相逆变器的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，并基于得到的基波分量计算电压外环参考电压基波分量，根据谐波电流分量计算谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的谐波功率计算谐波功率均分控制器，进而获取相应的谐波电压增益系数，根据该谐波电压增益系数和谐波电流分量计算预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量，根据电压外环参考电压的基波分量和谐波分量得到电压外环参考电压，最后根据该参考电压进行电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压；本发明相邻两逆变控制单元通信以形成环形网络，可以不受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，通过结合所通信连接的其他逆变控制单元的谐波功率计算谐波功率均分控制器，实现了谐波功率的共享，由此进行电压外环参考电压的计算，并根据所计算得到的电压外环参考电压进行电压外环电流内环双环控制，确定三相逆变桥的控制电压，能够补偿非线性负载引起的电压畸变，实现DG间精确的谐波功率分配，提高了PCC处的电压质量，同时也保证了微电网的安全稳定运行。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明一个可选实施例提供的一种多逆变***分布式谐波控制方法的流程图；
图2为本发明一个可选实施例提供的多逆变器测试***的物理网络和通信拓扑示意图；
图3(a)为本发明一个可选实施例提供的针对控制器性能测试的基波有功功率仿真结果示意图；
图3(b)为本发明一个可选实施例提供的针对控制器性能测试的5次谐波功率仿真结果示意图；
图3(c)为本发明一个可选实施例提供的针对控制器性能测试的7次谐波功率仿真结果示意图；
图4(a)为本发明一个可选实施例提供的针对非线性负载变化鲁棒性评估测试的基波有功功率仿真结果示意图；
图4(b)为本发明一个可选实施例提供的针对非线性负载变化鲁棒性评估测试的5次谐波功率仿真结果示意图；
图4(c)为本发明一个可选实施例提供的针对非线性负载变化鲁棒性评估测试的7次谐波功率仿真结果示意图；
图5(a)为本发明一个可选实施例提供的针对电压总畸变率对比测试的谐波功率均分控制器激活前的仿真结果示意图；
图5(b)为本发明一个可选实施例提供的针对电压总畸变率对比测试的谐波功率均分控制器激活后的仿真结果示意图；
图6为本发明一个可选实施例提供的一种多逆变***中逆变控制单元的结构连接框图；
图7为本发明一个可选实施例提供的主控制器的结构连接框图；
图8为本发明一个可选实施例提供的由主控制器执行的一种多逆变***分布式谐波控制方法的流程图。
附图标记：
图6中，1-电压传感器；2-电流传感器；3-主控制器；
图7中，31-基波谐波分离模块；32-第一计算模块；33-第二计算模块；34-第三计算模块；35-第四计算模块；36-第五计算模块；37-控制模块。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***，用于解决现有基于逆变器自身来实现微电网谐波抑制的控制策略容易受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，从而不能有效地补偿非线性负载引起的电压畸变，难以实现DG间精确的谐波功率分配的技术问题。
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供了一种多逆变***分布式谐波控制方法。其中，多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络。
作为一种具体的实施方式，多逆变***包括N个逆变控制单元，其中第i逆变控制单元与第i+1逆变控制单元通信连接，第N逆变控制单元与第一逆变控制单元通信连接，从而形成环形网络。具体地，两逆变控制单元通信连接的方式为有线方式。每个逆变控制单元可以设置相应的通信模块，从而第i逆变控制单元的通信模块与第i+1逆变控制单元的通信模块通过有线的方式通信连接，第N逆变控制单元的通信模块与所述第一逆变控制单元的通信模块通过有线方式连接。具体地，相邻逆变控制单元基于分布式稀疏通信网络进行通信。
通过对逆变控制单元进行上述实施方式的通信设置，可以使得本发明下述实施例的控制策略不受电网干扰和馈线阻抗失配的影响。
作为一种具体的实施方式，N＝3。
请参阅图1，图1示出了本发明实施例提供的一种多逆变***分布式谐波控制方法的流程图。
本发明实施例提供的一种多逆变***分布式谐波控制方法，包括步骤S1-S6。
步骤S1，逆变控制单元采集所连接的三相逆变器的输出电压和输出电流。
步骤S2，所述逆变控制单元将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量。
在一种能够实现的方式中，所述将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，包括：
将所采集的输出电压的A相电压通过锁相环以获取角频率ω，将所采集的输出电流通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到直流分量
Figure BDA0003885465690000141
和
Figure BDA0003885465690000142
根据锁相环(PLL)的实时相位ωt，通过变换矩阵Cαβdq对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000143
和
Figure BDA0003885465690000144
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器(LPF)分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdq-αβ变换，得到相应的基波电流分量；
根据锁相环的实时谐波相位hωt，通过变换矩阵Cαβ-dqh对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000145
和
Figure BDA0003885465690000146
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdqh-αβ变换，得到相应的预置谐波次数的谐波电流分量，其中h表示预置谐波次数。
作为一种具体的实施方式，h＝-5,7,-11,13…,etc。优选地，h＝-5,7。
本发明实施例中，实现了基波电流分量和谐波电流分量的分离。其中，C32矩阵如下：
Figure BDA0003885465690000147
需要说明的是，对输出电压进行基波和谐波分离时，也可以将输出电压通过C32矩阵变换到αβ坐标系，并对变换值依次通过相应的变换矩阵、低通滤波器和相应的逆变换矩阵处理，从而得到基波电压分量Vi o,αf,Vi o,βf,i∈[1,N]，其中Vi o,αf表示第i逆变控制单元的三相逆变器输出基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，Vi o,βf表示第i逆变控制单元的三相逆变器输出基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，N表示逆变控制单元的数量。
步骤S3，所述逆变控制单元根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量。
在一种能够实现的方式中，所述根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，包括：
按照下列公式计算基波有功功率和无功功率：
Figure BDA0003885465690000148
式中，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，Vi o,αf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，Vi o,βf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000151
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000152
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
在一种能够实现的方式中，所述根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量，包括：
计算第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器：
Figure BDA0003885465690000153
式中，ui表示第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器，Ci为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000154
表示的是第i个逆变控制单元的基波有功下垂系数，
Figure BDA0003885465690000155
表示的是第j个逆变控制单元的基波有功下垂系数，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重；
根据所述基波有功功率协同控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率：
Figure BDA0003885465690000156
式中，
Figure BDA0003885465690000157
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率；
根据所述第i个逆变控制单元的参考频率按照下式计算电压外环参考电压基波分量：
Figure BDA0003885465690000158
式中，
Figure BDA0003885465690000159
表示电压外环参考电压基波分量，
Figure BDA00038854656900001510
为第i个逆变控制单元的参考电压，θ为第i个逆变控制单元的相角，t表示时间，
Figure BDA00038854656900001511
为三相逆变器初始相角；
将得到的电压外环参考电压基波分量通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到电压外环参考电压基波分量在αβ坐标系上的变换值。
现有技术中根据基波的下垂控制方程计算第i个逆变控制单元的参考电压，所述下垂控制方程为：
Figure BDA0003885465690000161
Figure BDA0003885465690000162
式中，
Figure BDA0003885465690000163
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率，
Figure BDA0003885465690000164
表示第i个逆变控制单元的参考电压，Enom表示第i个逆变控制单元的标称电压，Km为有功下垂系数，Kn为无功下垂系数，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率。
本实施例在现有的下垂控制方程的基础上，引入谐波功率均分控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率，能够实现基波有功功率的精确共享。
步骤S4，所述逆变控制单元根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器。
在一种能够实现的方式中，所述根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率：
Figure BDA0003885465690000165
式中，
Figure BDA0003885465690000166
表示第i个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率，V0为三相逆变器输出电压的有效值，h为预置谐波次数，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure BDA0003885465690000167
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000168
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
在一种能够实现的方式中，所述结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率均分控制器：
Figure BDA0003885465690000169
式中，
Figure BDA00038854656900001610
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，Ch为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000171
表示第i个逆变控制单元的谐波下垂系数，
Figure BDA0003885465690000172
表示第j个逆变控制单元的谐波下垂系数，Ni表示与第i个逆变控制单元通信连接的逆变控制单元集合，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重，
Figure BDA0003885465690000173
表示第j个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率。
本发明上述实施例，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器，实现了谐波功率的共享。
步骤S5，所述逆变控制单元根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量。
在一种能够实现的方式中，所述根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量，包括：
根据下式获取谐波电压增益系数：
Figure BDA0003885465690000174
式中，
Figure BDA0003885465690000175
表示谐波电压增益系数，kpP_i是第i个逆变控制单元的比例增益，kiP_i是第i个逆变控制单元的积分增益,s为复频率，
Figure BDA0003885465690000176
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，h为预置谐波次数；
按照下式计算电压外环参考电压谐波分量：
Figure BDA0003885465690000177
式中，
Figure BDA0003885465690000178
表示电压外环参考电压谐波分量在αβ坐标系上的变换值，
Figure BDA0003885465690000179
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系上的变换值。
步骤S6，所述逆变控制单元根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
在一种能够实现的方式中，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压，包括：
计算所述电压外环参考电压与对应三相逆变器的输出电压的差值，将计算得到的电压差值通过第一PR控制器以得到电流内环的参考值，所述第一PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000181
式中，GV(s)为第一PR控制器的传递函数，kPV为比例增益，kV1为基波谐振系数，kVh为h次谐波谐振系数，ω0为额定频率，s为复频率；
计算所述电流内环的参考值与对应三相逆变器的输出电流的差值，将计算得到的电流差值通过第二PR控制器以得到三相逆变桥的控制电压，所述第二PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000182
式中，GI(s)为第二PR控制器的传递函数，kPI是比例增益，kI是基波谐振系数。
本发明上述实施例，能够不受电网干扰和馈线阻抗失配的影响。通过谐波下垂控制来补偿非线性负载引起的电压畸变，能够实现DG间精确的谐波功率共享，提高了PCC处的电压质量，同时也保证了微电网的安全稳定运行。
为了评估所提出的控制策略的有效性和创新性，本发明进行了一些对比测试，并试图从控制器性能、非线性负载变化鲁棒性、电压总畸变率等方面进行比较。具体地，本发明以由三个逆变控制单元构成的多逆变***为例。
首先定义以下参数：
第一逆变控制单元、第二逆变控制单元、第三逆变控制单元直流侧电压：
Vdc(DG1，DG2，DG3)＝700V
第一逆变控制单元、第二逆变控制单元、第三逆变控制单元输出的额定电压：
Figure BDA0003885465690000183
第一逆变控制单元的馈线阻抗：
X1＝0.13Ω+0.358mH
第二逆变控制单元的馈线阻抗：
X2＝0.03Ω+0.258mH
第三逆变控制单元的馈线阻抗：
X3＝0.33Ω+0.265mH
第一逆变控制单元的三相滤波电感、第二逆变控制单元的三相滤波电感、第三逆变通信控制单元的三相滤波电感：
Lf(DG1，DG2，DG3)＝2.2mH
第一逆变控制单元的三相滤波电容、第二逆变控制单元的三相滤波电容、第三逆变控制单元的三相滤波电容：
Cf(DG1，DG2，DG3)＝25μF
PCC处的线性负载：
P＝8kW，Q＝5kVar
PCC处的非线性负载：
L＝5mH，C＝500μF,R＝50Ω
对方法中的相关参数进行如下设置：
h＝-5,7，ωc＝10rad/s，ωnom＝314rad/s，Enom＝380V，Km＝7.5×10-5,Kn＝1.3×10-4，
Figure BDA0003885465690000191
aij＝1，
Figure BDA0003885465690000192
kpP_i＝0.1，kiP_i＝0.6，kPV＝0.02，kV1＝100，kVh＝50，h＝-5,7，ω0＝2×50πrad/s，kPI＝5，kI＝500。
通过MATLAB/SimPowerSystems仿真了一个含3台三相逆变器的孤岛微电网，并在PCC处分别接有线性负载与非线性负载(包含整流桥，LC滤波以及电阻)，构成多逆变器测试***，以验证该发明策略的有效性。假设每台三相逆变器都可以通过一个稀疏通信网络从它的邻居那里访问所需的信息。多逆变器测试***的物理网络和通信拓扑如图2所示，本发明重点关注5次谐波和7次谐波。图2中，Lf为逆变控制单元的三相滤波电感，Cf为逆变控制单元的三相滤波电容，DC表示直流电，DG1,DG2,DG3皆表示三相逆变器，L1,R1分别为馈线阻抗1的电感和电阻，L2,R2分别为馈线阻抗2的电感和电阻，L3,R3分别为馈线阻抗3的电感和电阻，LLoad,RLoad分别为线性负载的电感和电阻，L,C,R分别为非线性负载的电感、电容和电阻。
图3(a)-图5(b)中，“Active Power Pi”表示基波有功功率，“5th harmonic power
Figure BDA0003885465690000193
”表示5次谐波功率，“7th harmonic power
Figure BDA0003885465690000194
”表示7次谐波功率，“Time”表示时间，“Harmonic order”表示谐波阶数，“Mag(％of Fundamental)”表示谐波幅值。
测试实施例1：关于控制器的性能测试。
在该测试实施例中，各个三相逆变器最初只采用本地下垂控制，在t＝1.5s时，基波有功功率协同控制器投入，开始进行基波有功功率共享调节，当t＝3s时，同时激活5次和7次谐波功率均分控制器。仿真结果如图3(a)-图3(c)所示。在图3(a)中，当基波有功功率协同控制器未激活时，基波有功功率未能实现精确共享，在t＝1.5s时刻，一旦启动基波有功功率协同控制器，能够快速实现有功功率共享。同理，如图3(b)、图3(c)所示，在t＝3s时，在5次、7次谐波共识机制的作用下，谐波功率也瞬间实现了谐波共享。因此，所提出的谐波共享控制器的功率共享性能得到了很好的验证。
测试实施例2：关于非线性负载变化鲁棒性评估。
为了评估所提出方案对非线性负载变化的鲁棒性，PCC处的非线性负载电阻R由50Ω变为25Ω，仿真结果如图4(a)-图4(c)所示。图4(a)中，在基波有功功率协同控制器的作用下，仿真一开始，基波功率就慢慢趋于一致，最终实现了功率共享。在t＝1s时，5次、7次谐波功率均分控制器被激活，在控制器的作用下，如图4(b)、图4(c)所示，5次和7次谐波实现负载谐波功率的均分，在t＝2.5s时，非线性负载电阻由50Ω变为25Ω，基波和谐波功率仍保持良好的均衡特性，仿真结果表明，该方案对非线性负载变化具有较强的鲁棒性。
测试实施例3：关于电压总畸变率的对比。
在与非线性负载变化鲁棒性评估的同等仿真条件下，比较了谐波功率均分控制器激活前后PCC处的总谐波失真(THD)。由图5(a)、图(b)可知，谐波功率均分控制器激活前THD＝8.37％，激活后THD＝6.35％。注意，本申请只对5和第7次谐波频率进行了控制，如果需要，可以考虑更高的谐波频率。仿真结果表明，PCC电压质量得到了一定程度的改善。
本发明还提供了一种含非线性负载的多逆变***。
本发明实施例提供的一种含非线性负载的多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络。
如图6所示，所述逆变控制单元包括：
电压传感器1，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压；
电流传感器2，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流；
主控制器3，用于将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
所述主控制器3根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
所述主控制器3根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
所述主控制器3根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
所述主控制器3根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
在一种能够实现的方式中，如图7所示，所述主控制器3包括用于将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离的基波谐波分离模块31，所述基波谐波分离模块31包括：
基波电流分离子模块，用于将所采集的输出电压的A相电压通过锁相环以获取角频率ω，将所采集的输出电流通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到直流分量
Figure BDA0003885465690000211
和
Figure BDA0003885465690000212
根据锁相环的实时相位ωt，通过变换矩阵Cαβ-dq对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000213
和
Figure BDA0003885465690000214
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdq-αβ变换，得到相应的基波电流分量；
谐波电流分离子模块，用于根据锁相环的实时谐波相位hωt，通过变换矩阵Cαβ-dqh对所述直流分量
Figure BDA0003885465690000215
和
Figure BDA0003885465690000216
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdqh-αβ变换，得到相应的预置谐波次数的谐波电流分量，其中h表示预置谐波次数。
在一种能够实现的方式中，所述主控制器3还包括用于根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率的第一计算模块32，所述第一计算模块32包括：
第一计算子模块，用于按照下列公式计算基波有功功率和无功功率：
Figure BDA0003885465690000221
式中，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，Vi o,αf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，Vi o,βf表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000222
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000223
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
在一种能够实现的方式中，所述主控制器3还包括用于根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量的第二计算模块33，所述第二计算模块33包括：
第二计算子模块，用于计算第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器：
Figure BDA0003885465690000224
式中，ui表示第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器，Ci为耦合增益，
Figure BDA0003885465690000225
表示的是第i个逆变控制单元的基波有功下垂系数，
Figure BDA0003885465690000226
表示的是第j个逆变控制单元的基波有功下垂系数，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重；
第三计算子模块，用于根据所述基波有功功率协同控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率：
Figure BDA0003885465690000227
式中，
Figure BDA0003885465690000228
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率；
第四计算子模块，用于根据所述第i个逆变控制单元的参考频率按照下式计算电压外环参考电压基波分量：
Figure BDA0003885465690000231
式中，
Figure BDA0003885465690000232
表示电压外环参考电压基波分量，
Figure BDA0003885465690000233
为第i个逆变控制单元的参考电压，θ为第i个逆变控制单元的相角，t表示时间，
Figure BDA0003885465690000234
为三相逆变器初始相角；
变换子模块，用于将得到的电压外环参考电压基波分量通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到电压外环参考电压基波分量在αβ坐标系上的变换值。在一种能够实现的方式中，所述主控制器3包括用于根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率的第三计算模块34，所述第三计算模块34包括：
第五计算子模块，用于按照下式计算预置谐波次数的谐波功率：
Figure BDA0003885465690000235
式中，
Figure BDA0003885465690000236
表示第i个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率，V0为三相逆变器输出电压的有效值，h为预置谐波次数，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure BDA0003885465690000237
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure BDA0003885465690000238
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
在一种能够实现的方式中，所述主控制器3还包括用于结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器的第四计算模块35，所述第四计算模块35包括：
第六计算子模块，用于按照下式计算预置谐波次数的谐波功率均分控制器：
Figure BDA0003885465690000239
式中，
Figure BDA00038854656900002310
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，Ch为耦合增益，
Figure BDA00038854656900002311
表示第i个逆变控制单元的谐波下垂系数，
Figure BDA00038854656900002312
表示第j个逆变控制单元的谐波下垂系数，Ni表示与第i个逆变控制单元通信连接的逆变控制单元集合，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重，
Figure BDA0003885465690000241
表示第j个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率。
在一种能够实现的方式中，所述主控制器3包括第五计算模块36，所述第五计算模块36用于根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；所述第五计算模块36包括：
第七计算子模块，用于根据下式获取谐波电压增益系数：
Figure BDA0003885465690000242
式中，
Figure BDA0003885465690000243
表示谐波电压增益系数，kpP_i是第i个逆变控制单元的比例增益，kiP_i是第i个逆变控制单元的积分增益,s为复频率，
Figure BDA0003885465690000244
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，h为预置谐波次数；
第八计算子模块，用于按照下式计算电压外环参考电压谐波分量：
Figure BDA0003885465690000245
式中，
Figure BDA0003885465690000246
表示电压外环参考电压谐波分量在αβ坐标系上的变换值，
Figure BDA0003885465690000247
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系上的变换值。
在一种能够实现的方式中，所述主控制器3包括控制模块37，所述控制模块37用于针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压；所述控制模块37包括：
第一控制子模块，用于计算所述电压外环参考电压与对应三相逆变器的输出电压的差值，将计算得到的电压差值通过第一PR控制器以得到电流内环的参考值，所述第一PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000248
式中，GV(s)为第一PR控制器的传递函数，kPV为比例增益，kV1为基波谐振系数，kVh为h次谐波谐振系数，ω0为额定频率，s为复频率；
第二控制子模块，用于计算所述电流内环的参考值与对应三相逆变器的输出电流的差值，将计算得到的电流差值通过第二PR控制器以得到三相逆变桥的控制电压，所述第二PR控制器为：
Figure BDA0003885465690000249
式中，GI(s)为第二PR控制器的传递函数，kPI是比例增益，kI是基波谐振系数。
本发明还提供一种多逆变***分布式谐波控制方法，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述逆变控制单元包括电压传感器、电流传感器和主控制器，所述电压传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压，所述电流传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流，所述方法由所述主控制器执行。
图8示出了本发明实施例提供的由主控制器执行的一种多逆变***分布式谐波控制方法的流程图。
如图8所示，所述方法包括：
步骤S10，获取所述电压传感器采集的输出电压和所述电流传感器采集的输出电流，将所述输出电压和所述输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
步骤S20，根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
步骤S30，根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
步骤S40，根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
步骤S50，根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
本发明还提供了一种多逆变***分布式谐波控制设备，包括：
存储器，用于存储指令；其中，所述指令用于实现如本发明图8所示的多逆变***分布式谐波控制方法；
处理器，用于执行所述存储器中的指令。
本发明还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如本发明图8所示的多逆变***分布式谐波控制方法。
本发明上述实施例，相邻两逆变控制单元通信以形成环形网络，可以不受电网干扰和馈线阻抗失配的影响，通过结合所通信连接的其他逆变控制单元的谐波功率计算谐波功率均分控制器，实现了谐波功率的共享，由此进行电压外环参考电压的计算，并根据所计算得到的电压外环参考电压进行电压外环电流内环双环控制，确定三相逆变桥的控制电压，能够补偿非线性负载引起的电压畸变，实现DG间精确的谐波功率分配，提高了PCC处的电压质量，同时也保证了微电网的安全稳定运行。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的***、设备和模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，上述描述的***、设备和模块的具体有益效果，可以参考前述方法实施例中的对应有益效果，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的***、设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述模块的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个模块或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，设备或模块的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的模块可以是或者也可以不是物理上分开的，作为模块显示的部件可以是或者也可以不是物理模块，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络模块上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能模块可以集成在一个处理模块中，也可以是各个模块单独物理存在，也可以两个或两个以上模块集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。
所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (12)

1.一种多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述方法包括：
逆变控制单元采集所连接的三相逆变器的输出电压和输出电流；
所述逆变控制单元将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
所述逆变控制单元根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
所述逆变控制单元根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
所述逆变控制单元根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
所述逆变控制单元根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
2.根据权利要求1所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，包括：
将所采集的输出电压的A相电压通过锁相环以获取角频率ω，将所采集的输出电流通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到直流分量
Figure FDA0003885465680000011
和
Figure FDA0003885465680000012
根据锁相环的实时相位ωt，通过变换矩阵Cαβ-dq对所述直流分量
Figure FDA0003885465680000013
和
Figure FDA0003885465680000014
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdq-αβ变换，得到相应的基波电流分量；
根据锁相环的实时谐波相位hωt，通过变换矩阵Cαβ-dqh对所述直流分量
Figure FDA0003885465680000015
和
Figure FDA0003885465680000016
计算，得到相应的d轴电流和q轴电流，通过低通滤波器分离出对应dq轴电流的直流分量，将得到的dq轴电流的直流分量经过逆变换矩阵Cdqh-αβ变换，得到相应的预置谐波次数的谐波电流分量，其中h表示预置谐波次数。
3.根据权利要求2所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，包括：
按照下列公式计算基波有功功率和无功功率：
Figure FDA0003885465680000021
式中，Pi表示第i个逆变控制单元计算的基波有功功率，Qi表示第i个逆变控制单元计算的基波无功功率，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure FDA0003885465680000022
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure FDA0003885465680000023
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电压分量在αβ坐标系β轴上的变换值，
Figure FDA0003885465680000024
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure FDA0003885465680000025
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的基波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
4.根据权利要求3所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量，包括：
计算第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器：
Figure FDA0003885465680000026
式中，ui表示第i个逆变控制单元的基波有功功率协同控制器，Ci为耦合增益，
Figure FDA0003885465680000027
表示的是第i个逆变控制单元的基波有功下垂系数，
Figure FDA0003885465680000028
表示的是第j个逆变控制单元的基波有功下垂系数，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重；
根据所述基波有功功率协同控制器计算第i个逆变控制单元的参考频率：
Figure FDA0003885465680000029
式中，
Figure FDA00038854656800000210
表示第i个逆变控制单元的参考频率，ωnom表示第i个逆变控制单元的标称频率；
根据所述第i个逆变控制单元的参考频率按照下式计算电压外环参考电压基波分量：
Figure FDA0003885465680000031
式中，
Figure FDA0003885465680000032
表示电压外环参考电压基波分量，
Figure FDA0003885465680000033
为第i个逆变控制单元的参考电压，θ为第i个逆变控制单元的相角，t表示时间，
Figure FDA0003885465680000034
为三相逆变器初始相角；
将得到的电压外环参考电压基波分量通过C32矩阵变换到αβ坐标系中，得到电压外环参考电压基波分量在αβ坐标系上的变换值。
5.根据权利要求2所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率：
Figure FDA0003885465680000035
式中，
Figure FDA0003885465680000036
表示第i个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率，V0为三相逆变器输出电压的有效值，h为预置谐波次数，ωc为低通滤波器的截止频率，s为复频率，
Figure FDA0003885465680000037
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系α轴上的变换值，
Figure FDA0003885465680000038
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系β轴上的变换值。
6.根据权利要求5所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器，包括：
按照下式计算预置谐波次数的谐波功率均分控制器：
Figure FDA0003885465680000039
式中，
Figure FDA00038854656800000310
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，Ch为耦合增益，
Figure FDA00038854656800000311
表示第i个逆变控制单元的谐波下垂系数，
Figure FDA00038854656800000312
表示第j个逆变控制单元的谐波下垂系数，Ni表示与第i个逆变控制单元通信连接的逆变控制单元集合，aij为表示第i个逆变控制单元到第j个逆变控制单元的动态变化边缘权重，
Figure FDA00038854656800000313
表示第j个逆变控制单元所连接三相逆变器的h次谐波功率。
7.根据权利要求1所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量，包括：
根据下式获取谐波电压增益系数：
Figure FDA0003885465680000041
式中，
Figure FDA0003885465680000042
表示谐波电压增益系数，kpP_i是第i个逆变控制单元的比例增益，kiP_i是第i个逆变控制单元的积分增益,s为复频率，
Figure FDA0003885465680000043
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器的h次谐波功率均分控制器，h为预置谐波次数；
按照下式计算电压外环参考电压谐波分量：
Figure FDA0003885465680000044
式中，
Figure FDA0003885465680000045
表示电压外环参考电压谐波分量在αβ坐标系上的变换值，
Figure FDA0003885465680000046
表示第i个逆变控制单元所连接的三相逆变器输出的h次谐波电流分量在αβ坐标系上的变换值。
8.根据权利要求1所述的多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压，包括：
计算所述电压外环参考电压与对应三相逆变器的输出电压的差值，将计算得到的电压差值通过第一PR控制器以得到电流内环的参考值，所述第一PR控制器为：
Figure FDA0003885465680000047
式中，GV(s)为第一PR控制器的传递函数，kPV为比例增益，kV1为基波谐振系数，kVh为h次谐波谐振系数，ω0为额定频率，s为复频率；
计算所述电流内环的参考值与对应三相逆变器的输出电流的差值，将计算得到的电流差值通过第二PR控制器以得到三相逆变桥的控制电压，所述第二PR控制器为：
Figure FDA0003885465680000048
式中，GI(s)为第二PR控制器的传递函数，kPI是比例增益，kI是基波谐振系数。
9.一种含非线性负载的多逆变***，其特征在于，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述逆变控制单元包括：
电压传感器，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压；
电流传感器，用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流；
主控制器，用于将所采集的输出电压和输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
所述主控制器根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
所述主控制器根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
所述主控制器根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
所述主控制器根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
10.一种多逆变***分布式谐波控制方法，其特征在于，所述多逆变***包括多个逆变控制单元，每个所述逆变控制单元连接一个三相逆变器，相邻的两逆变控制单元通信连接以形成环形网络，所述逆变控制单元包括电压传感器、电流传感器和主控制器，所述电压传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电压，所述电流传感器用于采集对应连接的三相逆变器的输出电流，所述方法由所述主控制器执行，所述方法包括：
获取所述电压传感器采集的输出电压和所述电流传感器采集的输出电流，将所述输出电压和所述输出电流进行基波和谐波分离，获得对应的基波和谐波分量；
根据获得的基波电压分量和基波电流分量计算相应的基波有功功率和无功功率，根据所述基波有功功率和无功功率计算得到电压外环参考电压基波分量；
根据获得的谐波电流分量计算预置谐波次数的谐波功率，结合所通信连接的其他逆变控制单元的预置谐波次数的谐波功率，计算得到预置谐波次数的谐波功率均分控制器；
根据所述谐波功率均分控制器，通过PI控制器获取谐波电压增益系数，根据所述谐波电流分量和所述谐波电压增益系数计算得到预置谐波次数的电压外环参考电压谐波分量；
根据所述电压外环参考电压基波分量和所述电压外环参考电压谐波分量计算电压外环参考电压，针对所述电压外环参考电压，采用基于PR控制器的电压外环电流内环双环控制，得到对应的三相逆变桥的控制电压。
11.一种多逆变***分布式谐波控制设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储指令；其中，所述指令用于实现如权利要求10所述的多逆变***分布式谐波控制方法；
处理器，用于执行所述存储器中的指令。
12.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求10所述的多逆变***分布式谐波控制方法。
CN202211242966.7A 2022-10-11 2022-10-11 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变*** Pending CN115528691A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211242966.7A CN115528691A (zh) 2022-10-11 2022-10-11 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211242966.7A CN115528691A (zh) 2022-10-11 2022-10-11 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115528691A true CN115528691A (zh) 2022-12-27

Family

ID=84702291

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211242966.7A Pending CN115528691A (zh) 2022-10-11 2022-10-11 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115528691A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110601201B (zh) 一种基于直接交-交换流器h-mmc的upfc***及其无源化控制方法
CN109830966B (zh) 三相四线制电能质量综合治理装置及其控制方法和***
He et al. Opportunities for power quality improvement through DG-grid interfacing converters
CN108767869B (zh) 一种基于人工神经网络的静态无功补偿器电压调节方法
WO2014106810A1 (en) Methods for controlling electrical inverters and electrical inverters and systems using the same
CN101951178A (zh) 一种用于链式功率调节装置三相直流侧电压的平衡方法
WO2012048518A1 (zh) 针对四桥臂光伏逆变器中线臂控制模型的直流侧控制方法
Gong et al. Design and analysis of vector proportional–integral current controller for LC-coupling hybrid active power filter with minimum DC-link voltage
CN113193560B (zh) 一种孤岛微电网中均分谐波功率的方法
CN110556871A (zh) 基于结构保持方法的大规模光伏发电***聚合等值方法
Han et al. Three-phase UPQC topology based on quadruple-active-bridge
WO2020024064A1 (en) Controller for power inverter
CN109728581B (zh) 一种复合型能量路由器及控制方法
CN112510749B (zh) 微网孤岛模式下具有网络自适应能力的下垂控制方法
CN113691155A (zh) 基于pi和重复控制的单相逆变器控制方法、***及逆变器
CN109033699A (zh) 一种并网逆变器用lclcl滤波器的参数设计方法
Fallah et al. Compensation of distortions in VSC-based DC–AC power systems using a modified vector control method
CN111555358A (zh) 一种基于自适应下垂控制的多分布式电源并联运行方法
CN115528691A (zh) 一种多逆变***分布式谐波控制方法、设备及多逆变***
Kumar et al. Performance improvement of grid-integrated PV system using novel robust least mean logarithmic square control algorithm
Lou et al. Distributed Harmonic Power Sharing with Voltage Distortion Suppression in Islanded Microgrids Considering Non-linear Loads
CN115189361A (zh) 一种阻尼性能提升的柔性直流输电***交流电压前馈方法
CN114597975A (zh) 并联***的功率分配方法及控制设备
Nwaneto et al. Dynamic phasor-based modeling and analysis of selective harmonic compensated single-phase grid-forming inverter connected to nonlinear and resistive loads
Tan et al. Impedance matching based control for the resonance damping of microgrids with multiple grid connected converters

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination