CN115442883B - 一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，包括：获取当前ADC采样数据，计算当前ADC采样数据的频偏值；将所述当前ADC采样数据的前频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波；获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；将高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波。本发明提供的用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，通过根据当前数据频偏值选择第一调节档位和第二调节档位后分别产生对应频率的高频率正余弦波和低频率正余弦波，实现对较大频偏的纠正，且节约存储资源。

Description

一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置
技术领域
本发明涉及超宽带技术领域，特别是涉及一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置。
背景技术
在无线通信领域，尤其是超宽带（Ultra Wideband，简称UWB）领域，由于UWB具有工作频段宽的特点，UWB工作的通信频带在3.1GHz到10.6GHz之间，且通信***信道带宽大于500MHz。由于UWB通信频带较宽，最高信道频率高达10GHz以上，数据在传输过程中可能存在非常大的频偏。所以在UWB通信过程中对于频偏的校正，特别是较大频偏的校正是必须的。
然而，如果想要校正较大的频偏，例如±500KHz的频偏的话，想要保证精度达到10KHz级别，且覆盖频偏达到±500KHz级别，需要在芯片内部有一个非常大的空间存储量化后离散化的弦波数据，这是非常浪费物理资源，且影响电路功耗的。
因此，有必要提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，以有效解决上述问题。
发明内容
本发明提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，通过根据当前数据频偏值选择第一调节档位和第二调节档位后分别产生对应频率的高频率正余弦波和低频率正余弦波，实现对较大频偏的纠正，且节约存储资源。
本发明实施例提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法，包括：
获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；
将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波；
获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；
将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波；
其中，所述高频率正余弦波通过LUT方法实现，将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值。
优选地，所述获取当前的ADC采样数据后，还包括对所述当前的ADC采样数据去直流偏置，并进行滤波。
优选地，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现。
优选地，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字模块计算得到所述低频率正余弦波。
优选地，所述当前的工作时钟频率通过设计一个计数器来获取。
优选地，所述第一调节档位根据所述当前的ADC采样数据的频偏值的百位数值来确定，所述第二调节档位根据当前的ADC采样数据的频偏值的十位数值来确定。
优选地，所述将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波，通过以下公式进行计算：
Figure 506751DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 63635DEST_PATH_IMAGE002
表示目标正余弦波，
Figure 783198DEST_PATH_IMAGE003
表示高频率正余弦波，
Figure 44415DEST_PATH_IMAGE004
表示低频率正余弦波。
本发明实施例还提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正装置，包括：
当前数据频偏值获取模块，其用于获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；
高频率正余弦波产生模块，其用于将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波，所述高频率正余弦波通过LUT方法实现，将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值；
低频率正余弦波产生模块，其用于获取所述第一调节档位产生的高频率正余弦波频率，根据所述高频率正余弦波频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；
正余弦波融合模块，其用于将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波。
优选地，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现。
优选地，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
本发明实施例提供的一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波；获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波，通过根据当前的数据频偏值选择第一调节档位和第二调节档位后分别产生对应频率的高频率正余弦波和低频率正余弦波，将高频率正余弦波和低频率正余弦波融合后得到目标正余弦波，从而实现对较大频偏的纠正；
进一步地，高频率正余弦波通过LUT方法实现包括将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值，低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波，从而可以有效降低表的大小，大大降低存储空间的需求。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图做一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，而不是全部实施例。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的一个实施例提供的一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法的流程示意图；
图2为本发明的一个实施例提供的一种用于超宽带基带的融合频偏校正装置的模块示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面以具体的实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。
基于现有技术存在的问题，本发明实施例提供一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，通过根据当前数据频偏值选择第一调节档位和第二调节档位后分别产生对应频率的高频率正余弦波和低频率正余弦波，实现对较大频偏的纠正，且节约存储资源。
图1为本发明的一个实施例提供的一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法的流程图，方法具体包括：
步骤S101：获取当前的ADC（Analog-to-Digital Converter，模数转换器）采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值。
在具体实施中，所述获取当前的ADC采样数据后，还包括对所述当前的ADC采样数据去直流偏置，并进行滤波。
步骤S102：将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO（Numerically controlledoscillator，数字振荡器）的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波。
例如，当前的ADC采样数据的频偏值为385KHz，与NCO的频偏调节档位进行比对后确定第一调节档位为-4档。
在具体实施中，所述确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波，所述高频率正余弦波通过LUT（Look-Up Table，显示查找表）方法实现。所述高频率正余弦波通过LUT方法实现包括将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表（table）中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值。例如，对于第一调节档位100KHz级别的波形，首先将一个周期的正弦波离散化为1249个点，并且根据精度需求进行量化，然后将四分之一个周期（0，pi/4）的点(包含起点和终点)共313个点存储进表中，第一档位的高频率正余弦波波形具体通过以下方法产生：
要产生100KHz，即档位为1：
F=250M/1248*1（档位）*2（数据更新周期）=100K，
即假设时钟频率为250M，每两个周期更新一次输出数据，总共需要2496个时钟周期输出完整弦波波形，弦波周期为（4ns*2496） =9984ns≈10us，则频率f=1/10us=100K。
要产生200KHz，即档位为2：
F=250M/1248*2（档位）*1（数据更新周期）=200K
即假设时钟频率为250M，每个周期更新一次输出数据，总共需要1248个时钟周期输出完整弦波波形，弦波周期为（4ns*1248）≈5us，则频率f=1/5us=200K。
根据三角变换计算得到其余的点(pi/4,2pi)以及余弦波整个周期（0,2pi）对应的值电路。电路根据工作频率以及档位去table索引需求值产生需求的弦波或者计算出需求的值。由于table只存储四分之一从而有效降低table的大小，大大降低存储空间的需求，也可以造出一组期望的高频正弦波和余弦波。所述高频率正余弦波通过以下公式进行计算：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中，
Figure 120536DEST_PATH_IMAGE006
表示高频率正余弦波，
Figure DEST_PATH_IMAGE007
表示高频率正余弦波的余弦波，
Figure 379479DEST_PATH_IMAGE008
表示高频率正余弦波的正弦波。
步骤S103：获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波。
例如，当前的ADC采样数据的频偏值为385KHz，与NCO的频偏调节档位进行比对后确定第一调节档位为-4档，即第一调节档位产生的高频率正余弦波频率为-400KHz，根据所述高频率正余弦波频率-400KHz和目标频偏385KHz的差值-15KHz确定第二调节档位为2档，即20KHz。
在具体实施中，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算（Coordinate Rotation Digital Computer，简称cordic）实现。所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波，坐标旋转数字计算模块计算出对应的正弦sin和余弦cos的三角函数值输出，就产生了一组期望的低频率正余弦波。所述当前的工作时钟频率通过设计一个计数器来获取。假设时钟频率为250M，一个时钟周期为4ns，采样点设置为1608个，即将一个周期正弦波或余弦波离散化为1608个点，坐标旋转数字计算模块计算三角函数值需要16个周期，每16个周期更新一次三角函数值。第二档位的低频率正余弦波波形具体通过以下方法产生：
要产生10KHz，即档位为1：
F=250M/(1608*16*1(档位))=10K
要产生20KHz，即档位为2：
F=250M/(1608*16*2(档位))=20K
……
要产生50KHz，即档位为5：
F=250M/(1608*16*5(档位))=50K
以产生20KHz为例，即档位为2时，在电路内部内置一个计数器，每16个电路时钟周期，计数器的值加1，计数器的计数上限根据档位进行调整：
离散点数量(1608)/档位=计数上限
档位为2的计数周期为804。
弧度值=计数器数值*档位
其中，所述弧度值是量化好的弧度值，所述离散点数量根据量化精度决定，具体地，所述量化精度为2^8，在电路中就是8bit的位宽。本领域技术人员根据量化精度不同，离散点数量可以为不同的数值，在此不再赘述。
1608 =2pi*2^8=6.28*256
当所述计数器计满804时，表示最后一个弧度值为804*2=1608，1608就是2pi量化到8bit的对应值。计数器计满清零后重新开始，表示一个完整周期的弧度值已经输出，重新开始新的一轮弧度值输出。
所述低频率正余弦波通过以下公式进行计算：
Figure DEST_PATH_IMAGE009
其中，
Figure 540333DEST_PATH_IMAGE010
表示低频率正余弦波，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
表示低频率正余弦波的余弦波，
Figure 854508DEST_PATH_IMAGE012
表示低频率正余弦波的正弦波。
所述第一调节档位根据所述当前的ADC采样数据的频偏值的百位数值来确定，所述第二调节档位根据所述当前的ADC采样数据的频偏值的十位数值来确定。
在具体实施中，例如当前的ADC采样数据的频偏值为+323KHz，则需要纠正+323KHz的频偏，需要造一个最接近-323K的载波去进行校正。
-323KHz：先确定高档位，最接近的高档位是-3档，产生-300KHz，则-323KHz-（-300KHz）剩余-23KHz；再确定低档位，则最接近-23KHz的低档位是-2档，产生-20KHz，融合后就是-320KHz。
例如当前的ADC采样数据的频偏值为-383KHz，则需要纠正-383KHz的频偏，需要造一个最接近+383KHz的载波校正。
+383KHz：先确定高档位，最接近的高档位是+4档，产生+400KHz，则+383KHz-（+400KHz）剩余-17KHz；再确定低档位，则最接近-17KHz的低档位是-2档，产生-20KHz，融合后就是380KHz。
步骤S104：将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波。
在具体实施中，所述将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波，通过以下公式进行计算：
Figure DEST_PATH_IMAGE013
其中，
Figure 643473DEST_PATH_IMAGE014
表示目标正余弦波，
Figure DEST_PATH_IMAGE015
表示高频率正余弦波，
Figure 151945DEST_PATH_IMAGE016
表示低频率正余弦波。
将当前离散化的高频率正余弦波通过查表以及三角变换得到的量化后的正余弦值和低频率正余弦波和当前坐标旋转数字计算模块计算所得的量化的正余弦值进行复数相乘，计算出对应的离散化量化点的值，按照需求周期连续输出就产生了最终用来校正频偏的载波。
Figure DEST_PATH_IMAGE017
根据三角积化和差公式计算可知，最终复乘所得的一组弦波频率为
Figure 33052DEST_PATH_IMAGE018
。
图2为本发明的一个实施例提供的一种用于超宽带基带的融合频偏校正装置的模块示意图，装置包括：
当前数据频偏值获取模块21，其用于获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；
高频率正余弦波产生模块22，其用于将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波，所述高频率正余弦波通过LUT方法实现，将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值；
低频率正余弦波产生模块23，其用于获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；
正余弦波融合模块24，其用于将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波。
在具体实施中，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现。
在具体实施中，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波。
综上所述，本发明实施例的一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法及装置，获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波；获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波，通过根据当前的数据频偏值选择第一调节档位和第二调节档位后分别产生对应频率的高频率正余弦波和低频率正余弦波，将高频率正余弦波和低频率正余弦波融合后得到目标正余弦波，从而实现对较大频偏的纠正；
进一步地，高频率正余弦波通过LUT方法实现包括将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值，低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波，从而可以有效降低表的大小，大大降低存储空间的需求。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (10)

1.一种用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，包括：
获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；
将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波；
获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；
将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波；
其中，所述高频率正余弦波通过LUT方法实现，将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值。
2.根据权利要求1所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述获取当前的ADC采样数据后，还包括对所述当前的ADC采样数据去直流偏置，并进行滤波。
3.根据权利要求1所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现。
4.根据权利要求3所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波。
5.根据权利要求4所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述当前的工作时钟频率通过设计一个计数器来获取。
6.根据权利要求1所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述第一调节档位根据所述当前的ADC采样数据的频偏值的百位数值来确定，所述第二调节档位根据当前的ADC采样数据的频偏值的十位数值来确定。
7.根据权利要求1所述的用于超宽带基带的融合频偏校正方法，其特征在于，所述将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波，通过以下公式进行计算：
Figure 464092DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 177971DEST_PATH_IMAGE002
表示目标正余弦波，
Figure 692128DEST_PATH_IMAGE003
表示高频率正余弦波，
Figure 87338DEST_PATH_IMAGE004
表示低频率正余弦波。
8.一种用于超宽带基带的融合频偏校正装置，其特征在于，包括：
当前数据频偏值获取模块，其用于获取当前的ADC采样数据，计算所述当前的ADC采样数据的频偏值；
高频率正余弦波产生模块，其用于将所述当前的ADC采样数据的频偏值与NCO的频偏调节档位进行比对，确定第一调节档位后产生对应频率的高频率正余弦波，所述高频率正余弦波通过LUT方法实现，将一个周期的正弦波离散化后得到一个周期的点，将其中四分之一个周期的点存储到表中，根据三角变换计算得到剩余四分之三个周期的点以及余弦波整个周期对应的值；
低频率正余弦波产生模块，其用于获取第一调节档位的频率，根据所述第一调节档位的频率和目标频偏的差值确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波；
正余弦波融合模块，其用于将所述高频率正余弦波和低频率正余弦波进行复乘后得到目标正余弦波。
9.根据权利要求8所述的用于超宽带基带的融合频偏校正装置，其特征在于，所述确定第二调节档位后产生对应频率的低频率正余弦波，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现。
10.根据权利要求9所述的用于超宽带基带的融合频偏校正装置，其特征在于，所述低频率正余弦波通过坐标旋转数字计算实现包括根据当前的工作时钟频率和所述第二调节档位确定计数周期，根据所述计数周期和所述第二调节档位得到需求的弧度值，将所述需求的弧度值送入坐标旋转数字计算模块计算得到所述低频率正余弦波。
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