CN115441170A - 一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线 - Google Patents

一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，包括一块介质基板，一个金属反射板和两根同轴电缆，所述交叉偶极子天线印刷在基板的上下两层，并由两根同轴电缆馈电，所述金属反射板位于介质基板下方。本发明首先利用共面波导馈电结构设计了一种覆盖1.7‑3.6GHz的宽带双极化交叉偶极子天线，然后设计了共面波导DMS‑DGS混合型三阶带阻滤波器，将小型化高选择性的共面波导滤波器和天线印刷在同一介质基板上，从而实现了覆盖2.9‑3.1GHz的阻带。在VSWR<2的条件下，与原来覆盖1.7‑3.6GHz频段的宽带天线相比，所提出的陷波天线工作在1.7‑2.7GHz和3.4‑3.6GHz两个工作频段，同时引入覆盖2.9‑3.1GHz的陷波频段，该陷波天线可用于需要陷波功能的2G/3G/4G/5G基站应用。

Description

一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种适用于2G/3G/4G/5G 基站应用的共面波导双极化陷波交叉偶极子天线。
背景技术
面向2G/3G/4G通信***的应用，具有1.71-2.69GHz工作频段的宽带双极化天线在无线基站通信中得到了广泛的应用。而随着5G技术的成熟， 3.4-3.6GHz频段应用于大规模MIMO技术，既保证了信号覆盖，又保证了信道容量，成为运营商部署5G网络的首个频段。对运营商来说，通过复用2G/3G/4G站点的方式来建设3.4-3.6GHz的5G网络，比大规模建设微型站点更具成本效益，用户覆盖范围更大。因此，对于2G/3G/4G/5G 基站应用，有必要研究和设计覆盖2G/3G/4G/5G频段(1.7-3.6GHz)的宽带双极化天线。
根据国际电信联盟的规定，频段介于2G/3G/4G(1.71-2.69GHz)和 5G(3.4-3.6GHz)之间的2.9-3.1GHz频段，是用于无线电导航和定位。因而，对于2G/3G/4G/5G基站，研究设计陷波频带为2.9-3.1GHz的双极化天线具有商业价值。为了抑制来自这些窄带的干扰信号，在不影响其他技术参数的情况下，在宽带天线中引入陷波特性是一种有效的方法。
贴片天线、磁电偶极子天线和交叉偶极子天线等几种宽带双极化天线均可应用于基站应用。由于交叉偶极子天线具有频带宽、双极化特性、辐射方向稳定、体积小、制作方便等优点，在无线通信***中得到了广泛的应用。文献[1](黄海,刘毅,龚S.一种具有抗干扰能力的宽带双极化基站天线[J].IEEE天线和无线传播快报，2016：1-1)通过在馈线旁边设置C形短截线的方式，来实现2.27-2.53GHz的阻带。文献[2](陈一丽，楚秋新。一种新型基站滤波天线[C]。IEEE-APS无线通信天线与传播专题会议 (APWC)。IEEE，2019：063-065)-[3](Li Y N,Chu Q X.一种具有二阶带陷特性的宽带双极化基站天线[C].IEEE MTT-S国际无线研讨会 (IWS)。IEEE，2019)则是通过在馈线旁放置U形短截线以及在主辐射器上刻蚀开口谐振环的方式，来实现二阶陷波特性。文献[4](傅S，曹Z，全X，等。一种用于2/3/4/5G基站的宽带双极化陷波天线[J].IEEE天线和无线传播快报，2020年，19(1):69-73)与文献[3]的区别，在于文献[4] 在主辐射体上额外增加了两个开口谐振环，从而既可以实现一阶陷波特性，也可以实现二阶陷波特性。文献[5](张毅，张毅，李德，等。用于2.4/5 GHz WLAN应用的无额外电路双极化带陷天线[J].IEEE Access，2019， PP(99):1-1)提出了在辐射体上引入一个交叉哑铃形的寄生单元来产生 2.9-3.1GHz的陷波。然而，文献[1]-[5]均是通过在交叉偶极子天线下方加入额外的馈电结构或者寄生单元的方式，实现陷波特性，这都会增加天线的安装难度以及天线的加工成本。
在文献[6](冯乙，雷立，曾庆，等。一种具有抗干扰和极化可重构特性的薄型超材料负载天线阵列[J].IEEE Access，2018，PP:1-1)中，在没有增加额外滤波电路的情况下，通过在宽带偶极子天线中引入C形开口谐振环来实现陷波功能。与作为参考的宽带偶极子天线相比，陷波频段的最小增益从8dBi被抑制到-6dBi。虽然该天线易于安装且能够实现良好的抑制，但VSWR>2的陷波频带太宽，不适合2G/3G/4G/5G基站应用。
发明内容
本发明针对背景技术中陷波效果不佳和加工困难等难点，研究了一种适用于2G/3G/4G/5G基站应用的三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线。在VSWR<2的条件下，所提出的陷波天线工作在1.7-2.7GHz 和3.4-3.6GHz两个工作频段，同时引入2.9-3.1GHz的陷波频段，所提出的陷波天线具有三个辐射零点，解决了陷波效果不佳的难点。同时，天线加工只需要一个介质基板，加工简单。
为实现上述目的，本发明采用如下技术解决方案：
一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，包括一块介质基板，一个金属反射板和两根同轴电缆，所述交叉偶极子天线印刷在基板的上下两层，并由两根同轴电缆馈电，所述金属反射板位于介质基板下方；所述交叉偶极子天线包括上层金属层和下层金属层，每一层有两对环形的偶极子天线，环形偶极子臂的内部为矩形金属层，交叉偶极子之间的天线臂边缘设计成指数函数的形状；所述上层金属层中设有两段共面波导传输线，在共面波导传输线中嵌入一M形DMS共面波导滤波器，沿着共面波导传输线设有两个六边形容性开路枝节；所述下层金属层中，对应上层金属层每个六边形容性开路枝节的正下方，均设有一双匝六边形DGS谐振器，一个六边形容性开路枝节和一个DGS谐振器组成一个DGS带阻滤波器单元，一个DMS滤波器和两个DGS滤波器单元组成DMS-DGS混合型三阶带阻滤波器。
优选地，所述介质基板采用Rogers-4350，其介电常数为εr＝3.66，基板的长度为Ls＝55mm，厚度为Hs＝1mm，基板的金属层厚度为Hm＝ 0.035mm。
优选地，所述金属反射板为方形，放置在在介质基板下方35mm处，以实现65°左右的定向辐射模式。
优选地，所述上下两层金属层之间用21个短路金属化过孔相互连接，其中20个短路金属化过孔用于连接上下层偶极子天线，1个短路金属化过孔用于连接共面波导传输线。
优选地，为了避免重叠，将其中共面波导传输线中的一根传输线进行修改，使这段线的一部分印刷在基板的底层，接着通过短路金属化过孔连接共面波导传输线的上部和底部。
进一步地，所述指数函数的表达式为Y(x)＝Cekx+B,其中k为指数函数的常系数，B为指数函数的参数。
进一步地，所述同轴电缆的外导体连接到基板底部的偶极子的一个臂上，同轴电缆的内导体穿过基板与共面波导传输线的一端相连，所述共面波导传输线的另一端则与偶极子的另一个臂相连。
优选地，所述DMS的长度为12.09mm。
相对于现有技术，本发明具有如下有益效果：
本发明首先利用共面波导馈电结构设计了一种覆盖1.7-3.6GHz的宽带双极化交叉偶极子天线。然后设计了共面波导DMS-DGS混合型三阶带阻滤波器，将小型化高选择性的共面波导滤波器和天线印刷在同一介质基板上，从而实现了覆盖2.9-3.1GHz的阻带。在VSWR<2的条件下，与原来覆盖1.7-3.6GHz频段的宽带天线相比，所提出的陷波天线工作在1.7-2.7GHz和3.4-3.6GHz两个工作频段，同时引入覆盖2.9-3.1GHz的陷波频段。所提出的陷波天线在低频段平均增益约为8.3dBi，高频段平均增益约为6.9dBi。在阻带2.87-3.17GHz内，天线增益均低于0dBi，最小增益为-14.5dBi。因此，在VSWR<2时，本发明提出的双极化陷波天线，具有1.7-2.7GHz和3.4-3.6GHz的工作频段，增益低于0dBi的陷波频带为2.87-3.17GHz，该陷波天线可用于需要陷波功能的2G/3G/4G/5G 基站应用。
附图说明
图1-1为本发明陷波天线的整体结构图。
图1-2为本发明陷波天线整体测试图。
图2-1为本发明上层金属层的俯视图。
图2-2为本发明下层金属层的俯视图。
图3为两种宽带天线图，其中(a)参考宽带天线，(b)本发明提出的共面波导馈电的宽带天线。
图4为单匝DGS和双匝DGS谐振器及其它们的谐振频率与W3的关系图。
图5为共面波导DGS滤波器单元。
图6为共面波导滤波器单元的电磁和电路仿真结果。
图7为三种DMS谐振器。
图8为三种DMS谐振器的谐振频率与F2的关系。
图9为共面波导DMS滤波器的电磁和电路仿真结果。
图10为本发明提出的共面波导混合型三阶带阻滤波器。
图11为本发明提出的共面波导混合型三阶带阻滤波器的等效电路。
图12为本发明提出的共面波导DMS滤波器的电磁和电路仿真结果。
图13为DGS陷波单元、DMS陷波单元和混合型滤波器的|S11|仿真结果。
图14为共面波导宽带天线和陷波天线。
图15为共面波导宽带天线和陷波天线两种天线的仿真结果。
具体实施方式
为更进一步阐述本发明为实现预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。
如图1-1和图1-2所示，本发明整体结构包含了一块介质基板，一个金属反射板和两根同轴电缆。交叉偶极子天线印刷在基板的上下两层，并由两根同轴电缆馈电。介质基板采用Rogers-4350，其介电常数为εr＝3.66，基板的长度为Ls＝55mm，厚度为Hs＝1mm，基板的金属层厚度为Hm＝ 0.035mm。由于基板的金属层厚度Hm会影响所提出的共面波导滤波器的性能，因此在仿真和设计滤波器时需要考虑Hm的值。在介质基板下方35 mm处，放置一个方形的金属反射板，以实现65°左右的定向辐射模式。
如图2-1和图2-2所示，分别给出了上层金属层的俯视图和下层金属层的俯视图的参数数值。上下两层金属层之间用21个短路金属化过孔相互连接，其中20个短路金属化过孔用于连接上下层偶极子天线，1个短路金属化过孔用于连接共面波导传输线。每一层有两对环形的偶极子天线，环形偶极子臂的内部为矩形金属层。同时所设计的天线采用指数型天线臂来实现宽频带特性。交叉偶极子之间的天线臂边缘设计成指数函数的形状。指数函数的表达式为Y(x)＝Cekx+B,其中k为指数函数的常系数。同轴电缆的外导体连接到基板底部的偶极子的一个臂上，同轴电缆的内导体穿过基板与共面波导传输线的一端相连。共面波导传输线的另一端则与偶极子的另一个臂相连。为了避免重叠，将其中共面波导传输线中的一根传输线进行修改，使这段线的一部分印刷在基板的底层，接着通过短路金属化过孔连接共面波导传输线的上部和底部。
如图2-1所示，在上层金属层中，在共面波导微带线中嵌入了一个M 形DMS共面波导滤波器。DMS的长度F2＝12.09mm，槽宽和金属线宽度都设置为Wn。沿着每一段共面波导传输线，都有一个六边形容性开路枝节。如图2-2所示，在下层金属层中，每个六边形容性开路枝节的正下方，均有一个双匝六边形DGS谐振器。一个六边形容性开路枝节和一个缺陷地结构DGS谐振器可以组成一个DGS带阻滤波器单元。一个DMS 滤波器和两个DGS滤波器单元组成DMS-DGS混合型三阶带阻滤波器。
实验数据：
1、共面波导宽带天线
本发明以文献[7](张毅，张毅，李德，等。用于2G/3G/4G/5G通信***的具有三种谐振模式的超宽带双极化天线[J].IEEE Access，2019：1-1) 提出的基于改进直接馈电结构的宽带交叉偶极子天线作为参考天线，如图 3(a)所示。而图3(b)中，本发明所提出天线的馈电结构由环形结构，改为内臂全金属印刷的共面波导结构。图4显示了两种天线的仿真结果，所提出的采用共面波导馈电结构的宽带天线，同样可以实现宽带宽 (1.7-3.6GHz)和高隔离度(>30dB)。所提出的天线可以将滤波器集成到共面波导馈电传输线上。因此，所提出的宽带天线，是在天线内部集成滤波器以实现滤波特性的基础。
2、共面波导三阶混合型滤波器
为了将带阻滤波器集成到所提出的共面波导馈电的宽带天线中，需要将带阻滤波器进行小型化设计。而为了在2.9-3.1GHz频段内实现陷波特性，带阻滤波器需要具有高矩形系数。因此，本发明设计了一种小型化的三个传输零点的共面波导混合型滤波器。
(1)共面波导DGS带阻滤波器
实验采用DGS带阻滤波器，DGS带阻滤波器单元的工作原理，它由一个双匝缺陷地结构DGS(Defected Ground Structure)谐振器和一个用作补偿电容的开路枝节组成。图4给出了单匝DGS和双匝DGS谐振器的谐振频率与W3的关系，可以看出，实现相同的谐振频率，双匝DGS谐振器可以采用更小的尺寸，实现小型化。W3的尺寸决定了DGS谐振器的谐振频率，选择合适的W3的尺寸可以实现想要的陷波频率。
为了能够提高陷波滤波器的抑制特性，如图5所示，在缺陷地结构上方的传输线上增加了边长W2＝1.62mm的六边形共面波导容性开路枝节。采用HFSS软件对所提出的共面波导滤波器单元进行仿真，谐振频率f0＝ 2.96GHz，截止频率fc＝2.889GHz，|S11|＝-0.6，dB＝0.93，特性阻抗Z0设置为50Ω。根据公式(1-3)可以计算出C＝11.07nF,L＝ 0.2611nH，R＝1392Ω，(C:电容，L:电感，R:表示电阻)，
Figure RE-GDA0003923673500000081
Figure RE-GDA0003923673500000082
Figure RE-GDA0003923673500000083
电磁仿真和电路仿真结果如图6所示，该DGS滤波器单元具有良好的抑制性能，但矩形系数不够高，选择性较差。
(2)共面波导DMS带阻滤波器
实验采用DMS带阻滤波器，通过DMS谐振器蚀刻在共面波导传输线中来实现3.4-3.6GHz的阻带。DMS谐振器的总长度接近谐振频率的半波长。图7(a)、(b)和(c)分别为U形、N形和M形开槽的DMS谐振器， U形、N形和M形开槽的DMS谐振器，分别进行了一次、两次和三次折弯。这三个谐振器的谐振频率随F2的变化如图8所示。可以看出，在相同尺寸下，M型DMS谐振器可以实现较低的谐振频率。当要求在3.1GHz 频点附近谐振时，只有M形DMS谐振器可以嵌入到本发明提出的宽带天线里面。因此，通过实验对比采用M形DMS谐振器作为陷波滤波器的小型化设计。
文献[8](Sam W Y、Zakaria Z、Mutalib M A等人。应用于通信***的具有U型槽的紧凑型DMS三波段带阻滤波器[C].国际电子设计会议(ICED).IEEE,2014)和文献[9](Zakaria Z、Mutalib M A、Ismail A等人。用于宽带应用的集成缺陷微带结构(DMS)的带通滤波器的紧凑结构[C]。欧洲天线与传播会议。IEEE，2014)给出了DMS谐振器的并联RLC集总元件的等效电路。传统的阻带电路参数可以用公式(1)-(3) 表示，其中fc为带阻滤波器的截止频率，f0为谐振频率，Z0为特征阻抗。采用HFSS软件中仿真了F2＝12.34mm的共面波导M形DMS滤波器，电磁仿真结果表明，谐振频率f0＝3.043GHz，截止频率fc＝2.975GHz， |S11|＝-0.62dB＝0.93，特性阻抗Z0设置为50Ω。根据公式(1)-(3)，可以计算出C＝11.57nF、L＝0.2364nH和R＝1355Ω。如图9所示给出了共面波导DMS滤波器的电磁和电路仿真结果，两种仿真结果吻合，验证了等效电路的正确性。该DMS滤波器单元具有良好的抑制性能，但矩形系数不够高，选择性较差。
(3)共面波导混合型三阶带阻滤波器
由上面的分析可以看出，DGS单元或者DMS滤波器，它们都只有一个传输零点，矩形系数不够高，选择性较差。为了保证在宽带天线的共面波导传输线(F2＝12.09mm)的长度范围内，实现高矩形系数的陷波功能，本发明提出共面波导DMS-DGS混合型三阶陷波滤波器，如图10所示示。其对应的等效电路可以理解为DMS滤波器与DGS二阶滤波器通过一段共面波导传输线串联，如图11所示，电磁仿真和电路仿真结果如图12所示，这两种仿真结果吻合。从电磁和电路仿真结果可以看出，所提出的滤波器可以在2.7-3.3GHz频率范围内实现陷波特性，具有三个传输零点，从而具有高选择性。
图13给出了DGS陷波单元、DMS陷波单元和提出的三阶带混合型滤波器的仿真结果，方便更好地对比分析。可以看出，DGS滤波器或者DMS滤波器，它们都只有一个传输零点，矩形系数不够高，选择性较差。在与DMS单元具有相同长度(F2＝12.09mm)的情况下，提出的混合型滤波器实现了三个传输零点，阻带频段更宽，矩形系数更大，陷波选择性更高。总结来看，所提出的共面波导混合型三阶带阻滤波器满足了阻带宽、高选择性和小型化要求。
3、基于共面波导的陷波天线
图14(a)和(b)分别为作为参考的共面波导宽带天线和所提出的共面波导陷波天线的结构图。与宽带天线相比，陷波天线在其他设计不变的情况下，引入了混合型三阶带阻滤波器。这两种天线的VSWR如图15(a) 所示，结果表明当VSWR<2时，宽带天线工作在1.7-3.6GHz频段，而本发明所提出的带阻天线工作在1.7-2.7GHz和3.4-3.6GHz两个工作频段，同时引入2.9-3.1GHz的陷波频段。在陷波频段2.87-3.17GHz内，天线的 VSWR大于10。图15(b)给出了这两种天线在主辐射方向上的辐射增益的比较，本发明所提出的陷波天线在低频段平均增益约为8.3dBi，高频段平均增益约为6.9dBi。在阻带内，天线增益均低于0dBi，最小增益为-14.5 dBi。结果表明，所提出的天线在VSWR<2时可以实现1.7-2.7GHz和 3.4-3.6GHz两个工作频段，增益低于0dBi的陷波频带为2.87-3.17GHz。
综上，本发明首先利用共面波导馈电结构设计了一种覆盖1.7-3.6GHz 的宽带双极化交叉偶极子天线。然后设计了共面波导DMS-DGS混合型三阶带阻滤波器，将小型化高选择性的共面波导滤波器和天线印刷在同一介质基板上，从而实现了2.9-3.1GHz的阻带。在VSWR<2的条件下，与原来覆盖1.7-3.6GHz频段的宽带天线相比，所提出的陷波天线工作在1.7-2.7GHz和3.4-3.6GHz两个工作频段，同时引入2.9-3.1GHz的陷波频段，所提出的陷波天线在低频段平均增益约为8.3dBi，高频段平均增益约为6.85dBi。在阻带内，天线增益均低于0dBi，最小增益为-14.5dBi。因此，在VSWR<2时，本发明提出的双极化陷波天线，具有1.7-2.7GHz 和3.4-3.6GHz的工作频段，2.9-3.1GHz的陷波频段，可用于需要陷波功能的2G/3G/4G/5G基站应用。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容做出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简介修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (8)

1.一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：包括一块介质基板，一个金属反射板和两根同轴电缆，所述交叉偶极子天线印刷在基板的上下两层，并由两根同轴电缆馈电，所述金属反射板位于介质基板下方；所述交叉偶极子天线包括上层金属层和下层金属层，每一层有两对环形的偶极子天线，环形偶极子臂的内部为矩形金属层，交叉偶极子之间的天线臂边缘设计成指数函数的形状；所述上层金属层中设有两段共面波导传输线，在共面波导传输线中嵌入一M形DMS共面波导滤波器，沿着共面波导传输线设有两个六边形容性开路枝节；所述下层金属层中，对应上层金属层每个六边形容性开路枝节的正下方，均设有一双匝六边形DGS谐振器，一个六边形容性开路枝节和一个DGS谐振器组成一个DGS带阻滤波器单元，一个DMS滤波器和两个DGS滤波器单元组成DMS-DGS混合型三阶带阻滤波器。
2.如权利要求1所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述介质基板采用Rogers-4350，其介电常数为εr＝3.66，基板的长度为Ls＝55mm，厚度为Hs＝1mm，基板的金属层厚度为Hm＝0.035mm。
3.如权利要求1所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述金属反射板为方形，放置在在介质基板下方35mm处，以实现65°左右的定向辐射模式。
4.如权利要求1所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述上下两层金属层之间用21个短路金属化过孔相互连接，其中20个短路金属化过孔用于连接上下层偶极子天线，1个短路金属化过孔用于连接共面波导传输线。
5.如权利要求4所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：为了避免重叠，所述共面波导传输线中的一部分印刷在基板的底层，接着通过短路金属化过孔连接共面波导传输线的上部和底部。
6.如权利要求1所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述指数函数的表达式为Y(x)＝Cekx+B,其中k为指数函数的常系数，B为指数函数的参数。
7.如权利要求1所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述同轴电缆的外导体连接到基板底部的偶极子的一个臂上，同轴电缆的内导体穿过基板与共面波导传输线的一端相连，所述共面波导传输线的另一端则与偶极子的另一个臂相连。
8.如权利要求1至7任意之一所述的一种三辐射零点共面波导双极化陷波交叉偶极子天线，其特征在于：所述DMS的长度为12.09mm。
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