CN115411698B - 一种通过电子负载主动投入电阻的pt铁磁谐振消谐方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电压互感器铁磁谐振消谐技术领域，具体地说，涉及一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，包括如下步骤：搭建电压互感器，明确映射关系；构建消谐控制***；设计以电子负载作为主动式消谐装置。本发明除了能够解决单相接地故障以及故障消除时，消谐电阻大小与电压互感器开口三角中的绕组过载这一矛盾也能够很好的避免单相接地故障和工频谐振特征难以区分以及单相接地故障过程中引发的谐振的技术难题，且较之前的发明设计而言，其参量直接测量，算法简单，计算量小，运算速度快，精度高、误差小。

Description

一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法

技术领域

本发明涉及电压互感器铁磁谐振消谐技术领域，具体地说，涉及一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法。

背景技术

电压互感器的非线性铁芯是产生谐振的根本原因。电磁式电压互感器可理解为一个带铁芯的电感元件，因为铁芯是非线性的，当***受到某种扰动时，励磁电流发生变化，互感器的电感值发生变化，当电感L与回路中的电容C满足ωL＝1/ωC时，谐振产生。这里ω可能是电网基波角频率，也可能是谐波角频率。因此，当谐波含量较大时，产生谐振的可能性会增加。

带有开口(三次)绕组的电压互感器如图3所示，带有开口三角形的电压互感器如图10所示。电压互感器若出现谐振，容易导致某一相出现过载从而损坏电压互感器。防止和消除电压互感器谐振的技术措施，从原理上可以分为两类，即：改变谐振回路参数和阻尼谐振。其中改变谐振回路参数也就是改变谐振回路中的电感或者电容的参数，从而破坏谐振条件达到消除谐振的目的。阻尼谐振的方式采用的是增大***阻尼，即在开口三角中的开口处串联适当大小的电阻，消耗谐振能量，从而实现抑制或消除谐振的目的。目前消谐产品中大多使用阻尼谐振方式，在电压互感器的消除谐振过程中，当出现谐振时，投入一个小电阻实现串接，或者短接开口。***正常运行时，开口三角形电压为0V，并接的阻尼电阻不影响正常运行。当出现线路电压不对称情况，如单相短路接地、断线等故障，中性点产生位移，使三相电压不对称，会导致开口三角形电压升高，电压互感器铁芯饱和，出现零序磁通，高压绕组流过零序电流，在开口角两端会感应出零序电压，所并接的阻尼电阻中流过零序电流，消耗谐振能量，以限制和破坏铁磁谐振，二次零序电流越大，抑制效果越大，短接时效果最好，但长时短接易导致电压互感器过载而烧毁互感器。投入到消除谐振的电阻越小，消除谐振的效果越好，缺点是容易引起铁芯饱和，从而使得电压互感器某相绕组过载，严重时，可能毁坏电压互感器。

目前电压互感器消除谐振的方法主要是微机消谐的方法，也有少数主动消谐的方法。根据谐振发生时的频率不同，电压互感器的谐振分为工频谐振、高频谐振以及分频谐振。考虑到高频谐振和分频谐振的频率有别于工频50Hz，因此使用微机消谐的方式，很容易实现针对高频谐振和分频谐振的消谐效果。对于工频谐振，考虑到在开口三角的开口处存在工频电压，且工频谐振与单相接地故障的特征基本一样，此时采用微机消谐的方式就没有办法实现消谐的目的了。极端困难的情况是：开口三角开口处电压小于100V，若发生单相接地，消谐时投入的消谐电阻或者短接开口，使得开口三角绕组过载，导致铁芯饱和，从而形成新的电压互感器谐振现象。若采用主动消谐的方式，这种矛盾能够得到很好的解决。

主动消谐是一种电压互感器消谐电阻自动跟踪的调整方法，可解决单相接地时消谐电阻大小与电压互感器开口三角中的绕组过载这一矛盾，同时可以解决单相接地故障与工频谐振特征难以区分的难题，能够处理工频谐振。但是在相关产品中，使用的投入消谐用的电阻箱阻值离散，在消谐过程中跳跃性比较大，迟滞效果明显，对实时跟踪的效果大打折扣。常规上的主动消谐，往往通过投入变阻器与执行机构的方式，而却未有针对没有变阻器与执行机构的主动消谐方案。鉴于此，我们提出了一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法。

发明内容

本发明的目的在于提供一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述技术问题的解决，本发明的目的之一在于，提供了一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，包括如下步骤：

S1、搭建包括一次绕组、二次绕组及开口(三次)绕组的电压互感器，并明确二次电压与开口(三次)电压的映射关系；

S2、基于电阻匹配算法和PID控制策略，构建消谐控制***并预设电阻主动匹配策略；

S3、设计以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案，作为主动式消谐装置，该主动式消谐装置的具体运行原理包括如下步骤：

S3.1、谐振能量累积：正常运行、***三相负载轻微不均衡时，主动式消谐装置不启动；

S3.2、缓慢消耗能量过程：***三相负载不平衡、***接地故障等，主动式消谐装置启动，投入消谐电阻R₀，并消耗累积在***零序回路中的静电能量；

S3.3、谐振能量跃变(激发谐振)：***接地故障消失、雷击、合闸操作等操作使得电压互感器PT谐振激发，则PT铁芯特性发生能量跃变；

S3.4、当铁芯趋于饱和，则存储在***零序回路(电容)中的静电能量转化为PT铁芯中的电磁能量；

S3.5、快速消耗能量过程一：开口(三次/三角)绕组投入最低消谐电阻 R_min来消耗电磁能量；

S3.6、快速消耗能量过程二：R_min投入40ms后进入快速消耗能量过程二，此时投入初始电阻R_i0，监测开口(三次)绕组的电流I_s，通过MOS管调整I_s的占空比，从而实时动态调整R_i。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S1中，搭建包括一次绕组、二次绕组及开口(三次)绕组的电压互感器时，首先假设：U_a、U_b、U_c分别为 PT二次绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U_s为可以从开口直接测得的开口(三次)绕组端口电压有效值，U_da、U_db、U_dc分别为PT开口(三次) 绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U₀为中性点对地电压有效值即零序电压，且有U_s＝U_da+U_db+U_dc＝3U₀；

则二次电压与开口(三次)电压的映射关系为：

U_max＝max{U_a，U_b，U_c}；

U_dmax＝max{U_da，U_db，U_dc}；

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案中，电子负载的实现原理为：

该电子负载选取一个初始电阻R_i0，阻值为运行中投入的最小阻值；

进而，电子负载通过整流桥，将开口(三次)绕组的U_s，进行全波整流变换，成为只有正极性的脉动信号；

经过初始电阻R_i0后，交由被50000Hz的PWM信号控制的MOS管进行调制，从而得到消谐用的等效匹配电阻。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3.1中，***三相负载轻微不均衡且主动式消谐装置不启动的条件为U_s＝3U₀<7V。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3.2中，消谐电阻R₀的计算公式为：

式中，P_t为电压互感器的额定功率，k为电压互感器励磁特性电压倍数，一般取1.9。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3.3中，PT铁芯特性发生能量跃变前后的变化为：

设ω₁为PT铁芯特性发生能量跃变前的谐振点的谐波角频率，ω₂为PT 铁芯特性发生能量跃变后的谐振点的谐波角频率，Φ为PT铁芯磁通量，则有：

U＝U₀cosω₁t；

式中，L为PT铁芯特性发生能量跃变前的电感，L_s为PT铁芯特性发生能量跃变后的电感，C为***的电容，U为PT铁芯特性发生能量跃变过程中的实时电压，t为时间点。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3.5中，快速消耗能量过程一消耗的电磁能量为所述步骤S3.4中由存储在***零序回路(电容)中的静电能量转化而成的PT铁芯中的电磁能量。

作为本技术方案的进一步改进，所述步骤S3.6快速消耗能量过程二中，投入初始电阻R_i0的计算方法为：

式中，P_e为电压互感器的额定热负荷；

进而，实时动态调整R_i(实时投入的电阻阻值)的依据为：

I_s·U_s＝P_e。

本发明的目的之二在于，提供了一种方法运行平台装置，包括处理器、存储器以及存储在存储器中并在处理器上运行的计算机程序，处理器用于执行计算机程序时实现上述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法的步骤。

本发明的目的之三在于，提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法的步骤。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1.本发明除了能够解决单相接地故障以及故障消除时，消谐电阻大小与电压互感器开口三角中的绕组过载这一矛盾也能够很好的避免单相接地故障和工频谐振特征难以区分以及单相接地故障过程中引发的谐振的技术难题，且较之前的发明设计而言，其参量直接测量，算法简单，计算量小，运算速度快，精度高、误差小；

本发明除了将电压互感器PT额定功率作为PID的目标值，动态调节投放的电阻值，从而调节开口(三次)绕组的电流，达到开口(三次)绕组不过载，又能以最快速度实现以主动的方式防止电压互感器铁磁谐振的目的，能以最快速度实现以主动的方式防止电压互感器铁磁谐振的目的，且能够柔性动态调整，曲线平滑，没有跃变，不会引起新的谐振。

附图说明

图1为本发明中示例性的投入电子负载工程方案的控制结构框图；

图2为本发明中示例性的主动式消谐装置的***框图；

图3为本发明中示例性的电压互感器接线示意图；

图4为本发明中二次电压与开口(三次)电压映射关系图之一；

图5为本发明中二次电压与开口(三次)电压映射关系图之二；

图6为本发明中示例性的PT铁磁谐振激发示意图；

图7为本发明中示例性的PT铁芯特性变化示意图；

图8为本发明中示例性的谐振能量跃变过程中PT铁芯的电压、电流、铁芯特性饱和度的变化图；

图9为本发明中示例性的快速消耗能量过程二中额定热负荷与开口(三次)绕组电流关系的图；

图10为本发明中示例性的带有开口三角形的电压互感器电路图；

图11为本发明中示例性的开口三角三相电压矢量图；

图12为本发明中示例性的电子计算机平台装置结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

如图1-图12所示，本实施例提供了一种通过电子负载主动投入电阻的 PT铁磁谐振消谐方法，包括如下步骤：

S1、搭建包括一次绕组、二次绕组及开口(三次)绕组的电压互感器，并明确二次电压与开口(三次)电压的映射关系；

S2、基于电阻匹配算法和PID控制策略，构建消谐控制***并预设电阻主动匹配策略；

S3、设计以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案，作为主动式消谐装置，该主动式消谐装置的具体运行原理包括如下步骤：

S3.1、谐振能量累积：正常运行、***三相负载轻微不均衡时，主动式消谐装置不启动；

S3.2、缓慢消耗能量过程：***三相负载不平衡、***接地故障等，主动式消谐装置启动，投入消谐电阻R₀，并消耗累积在***零序回路中的静电能量；

S3.3、谐振能量跃变(激发谐振)：***接地故障消失、雷击、合闸操作等操作使得电压互感器PT谐振激发，则PT铁芯特性发生能量跃变；

S3.4、当铁芯趋于饱和，则存储在***零序回路(电容)中的静电能量转化为PT铁芯中的电磁能量；

S3.5、快速消耗能量过程一：开口(三次/三角)绕组投入最低消谐电阻 R_min来消耗电磁能量；

S3.6、快速消耗能量过程二：R_min投入40ms后进入快速消耗能量过程二，此时投入初始电阻R_i0，监测开口(三次)绕组的电流I_s，通过MOS管调整I_s的占空比，从而实时动态调整R_i。

本实施例中，如图3-图5所示，步骤S1中，搭建包括一次绕组、二次绕组及开口(三次)绕组的电压互感器时，首先假设：U_a、U_b、U_c分别为PT 二次绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U_s为可以从开口直接测得的开口(三次)绕组端口电压有效值，U_da、U_db、U_dc分别为PT开口(三次) 绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U₀为中性点对地电压有效值即零序电压，且有U_s＝U_da+U_db+U_dc＝3U₀；

则二次电压与开口(三次)电压的映射关系为：

U_max＝max{U_a，U_b，U_c}；

U_dmax＝max{U_da，U_db，U_dc}；

本实施例中，如图10-图11所示，步骤S2的具体方法包括如下步骤：

编译电阻匹配算法：分析电压互感器在电网***不同情况下的电压幅值及相序，分别得出对应的电阻匹配算法；

基于PID控制策略构建消谐控制***；

采用上述消谐控制***，根据电压的不同情况，预设电阻主动匹配策略以实现动态调整消谐匹配电阻。

其中，电压互感器PT在电网***的不同情况包括***单相非金属性接地、正常情况、***单相金属接地、非金属接地、***三相不平衡等。具体为：

首先假设可以从开口直接测得的开口三角绕组端口电压有效值为U_r，且其相量表示为此时开口三角三相绕组电压矢量如图11所示；进而，按照图10中的相序表示，将开口三角三相绕组相序表示为a^*、b^*和c^*，用于区分 PT一次侧和二次侧电压相序以方便矢量分析；

其中：中性点为O，若一次侧单相非金属接地点为G(图11中以C相非金属性接地为例，若出现金属接地，可理解成G点与c^*点重合)；同时，为开口三角三相电压正常运行情况下的有效值，相量表示分别对应和分别对应图11中从O点出发的三条分别指向a^*、b^*和c^*的矢量线段；U_o＝U_r/3为中性点对地电压有效值，称作零序电压，相量表示即对应图11中从O点出发指向G的矢量线段；为零序电压与接地相对应的开口三角的相电压夹角。

进而有，***单相接地故障时，此时跟工频谐振的特征十分相似；

在正常情况下，开口三角的开口两端没有电压，即

当发生***单相金属接地时，电压互感器一次绕组就会出现某一相上无电压，造成对应的PT二次绕组上对应相也无电压，则开口三角上就会出现100V 电压，即U_r＝100V。

以图11中为例：C相单相金属接地时，G点与c^*点重合，与重合，则有U_o＝U_c*＝100V/3，考虑到U_o＝U_r/3，因此U_r为100V；也可以理解为等于矢量和矢量之和，即

非金属接地时：在图11中，C相非金属接地，G点与c^*点没有重合，即与不重合，且G点根据接地的情况不同，在图11中的半圆上移动。考虑到接地情况已经发生，此时开口三角三相电压如图11所示，即图11中的 (G点出发的三条分别指向a^*、b^*和c^*的矢量线段)。此时 即与相位角(方向)相同，模值(长度)比为3：1。此时开口三角的三相中，a^*相电压的有效值最大，其视在功率也最大，因此a^*相是最容易过载的。若保证a^*相不过载，其他两相必定不会过载。在图 11中，利用矢量计算结合几何原理，可算得公式如下：

考虑到U_r＝3U_o，且有：

图11中，当θ角为60°时，与共线，此时则且U_r＝50V。

取消谐电阻阻值为R_x，取开口三角电流为I_r。则I_r＝U_r/R_x；S为开口三角每相绕组的额定功率，U_m为开口三角绕组(三次绕组)三相中相电压最大值。图11中C相非金属性接地，开口三角中a^*相电压最大，此时取U_Ⅱm为电压互感器二次绕组最大相电压(电压互感器三相二次侧的相电压如图11中虚线矢量所示)，根据绕组变比关系可得：

常规电压互感器的励磁特性是按照相额定电压的1.9倍来设计的，这个倍比用K来表示，常规电压互感器的K＝1.9，表示过载能力可以达到其视在功率的1.9倍，过载在1.9倍以内不会出现铁芯饱和。还有一种抗饱和谐振的电压互感器，其K值可以取到2.5。

在开口三角中，在满足不超过载的前提下，根据功率关系可得：

U_mI_r≤KS或U_mU_r/R_x≤KS；

即：

考虑到C相非金属性接地，a^*相电压最大，此时结合公式(2)，可得：

例如C相金属性接地时，U_r为100V时，θ为0°，则此时R_x取值为：

进一步地，由于接地故障消失也是激发铁磁谐振的一种方式，但是由接地转为谐振，中间必然有一个过渡过程。在这个过渡过程中，电压会发生显著变化，当检测到过渡过程中的电压变化时，消谐电阻的投入必须修正匹配后再次投入。

因此，在***三相不平衡时，***中性点会漂移，开口三角会有工频电压，实际运行中此电压一般不超过15V。考虑到工频谐振的谐振点不会落在线电压的三角形内(即图11中a^*、b^*和c^*三点构成的三角形)，中性点距离线电压最近的距离是相电压的二分之一，即θ角为60°的时候，此时有U_r＝3U_o＝50V远大于15V。因此开口三角电压U_Δ小于50V的工频电压绝对不是电压互感器工频谐振引起的。

因此，U_r小于等于15V，要么是***三相不平衡引起，也可能是单相非金属接地故障引起的，也可能是高次铁磁谐波谐振或者分频铁磁谐振引起的；大于15V，且小于50V的U_r，则可能是单相非金属接地故障引起的，也可能是高次铁磁谐波谐振或者分频铁磁谐振引起的。

那么在U_r小于等于15V的状态下，考虑存在***三相不平衡的可能，主动消谐匹配电阻需要保证开口三角三相绕组绝对不过载即可。此时不过载条件，依据***三相不平衡的相互关系来估算。根据实际电网***运行结果 U_r≤15V，对应电压互感器二次绕组侧最大相电压为：

因而，***三相不平衡时主动投入的消谐电阻R_x取值为最小值R_x15，取值为：

具体地，编译电阻匹配算法的基础先决条件为：两相或者三相短路一般会被运行***中的微机保护装置在700ms时间内快速切除故障，因此开口三角中匹配任何阻值的电阻，都不会在700ms内引起电压互感器的过载损坏的情况。

最坏情况是两相异地经过大电阻接地短路，虽然此种情况发生的概率不大，但是由于短路电流很小，此时微机保护装置无法发现，不能及时切除故障，导致故障保持长时间存在。此种情况下，会出现：异地短路两相电压下降，另一相电压不变，三相电压中都不存在升高的情况。考虑到在前面的电阻匹配算法中，采用的是最大相电压来匹配电阻的，显然这种小概率情况即使发生了，匹配电阻投入后，也不会使电压互感器过载。

进而基于PID控制策略构建消谐控制***的具体方法为：

首先，在主动消谐的基础上，采用PID控制策略，并进一步根据控制电阻大小的工程特点，主要采用PI控制，即使用PID控制器中的比例控制算法和积分控制算法；

这种PID自动整定消谐电阻在线全时段运行，通过比例控制算法逐步投入消谐电阻，同时通过积分控制算法控制消除比例控制算法中的稳态误差，使电压互感器的谐振趋近于最低设定目标值或几近于无，即以主动的方式防止电压互感器铁磁谐振；

最后，上述铁磁谐振消谐控制***按100ms的周期进行实时跟踪U_r的变化，可以实现动态调整消谐匹配电阻。

进一步地，电阻主动匹配策略如下：

通过检测开口电压U_r，若U_r为0V，电网***三相平衡，此时投入匹配的电阻值大小对开口三角无影响，考虑到电网实际运行时，三相不平衡的情况很难避免。投入匹配阻值按公式(6)，取U_r＝5V计算，即投入阻值

进一步地，若U_r发生变化，按以下策略调整：

策略1

当U_r小于等于15V，按照如下表1中的统计结果，此时U_r可能是由负载不平衡引起的，也可能是由单相接地故障引起的，还有可能是由高次谐波铁磁谐振或者分频铁磁谐振引起的。此时，上述消谐控制***将按公式(6)，动态计算，按100ms的周期匹配电阻阻值。

表1单相接地故障与电压互感器铁磁谐振对照表

若U_r是***单相接地故障或者***三相不平衡引起的，在U_r小于等于15V 的条件下，消谐控制***保持按公式(6)，动态计算匹配电阻阻值，至故障消除。若电压互感器处在非工频的铁磁谐振状态，能量必然会快速释放，直至谐振能量消失。谐振能量释放后，或者故障排除后，当U_r小于等于5V，投入阻值R_x5。

策略2

当U_r大于15V且小于等于100V时，根据如上表1中的统计结果，造成U_r变化的原因有多种，大体分为两类。一类是铁磁谐振引起的，其中小于等于50V 时，铁磁谐振只能是非工频铁磁谐振，大于50V时非工频铁磁谐振和工频铁磁谐振都有可能。另一类是以单相非金属性接地为代表的各种故障引起的。此时，本发明的消谐控制***将按公式(4)，动态计算，按100ms的周期匹配电阻阻值。

若U_r是***各类故障引起的，在U_r大于15V且小于等于100V的条件下，消谐控制***保持按公式(4)，动态计算匹配电阻阻值，至故障消除。若电压互感器处在工频的铁磁谐振状态，能量必然会快速释放，直至谐振能量消失。谐振能量释放后，或者故障排除后，当U_r小于等于15V，按策略1处理。

策略3

当U_r大于100V时，考虑到U_r超出了公式(4)的计算范围，且开口三角各相绕组的过载压力比策略1和策略2中所述条件下的大得多。参照如上表1 中提到的在工频铁磁谐振两相等值升高的情况下，U_r会出现大于100V的情形。此时，上述消谐控制***将按2倍的R_x100阻值匹配谐振电阻。此时谐振匹配电阻有点大，但是能够保证开口三角各相不会过载。同时，消谐控制***动态跟踪U_r的值，随着谐振能量的释放，U_r的值最终会小于100V，则按策略2执行。

此外，为了避免故障恢复时很容易产生***谐振这一事件发生，常规技术中使用一种投放电阻的工程方案，主要为：

投入的电阻选取大功率负载瓷盘圆盘可调滑动变阻器，其功率根据电压互感器开口三角的S值和K值，按开口电压为100V时投放的电阻值来换算。一般选取功率P不小于2.5×10000/R_x100。最大电阻值取不小于2.5倍R_x100。

执行机构采用直流有刷减速电机，功率满足驱动要求即可。经过减速机输出轴与滑动变阻器的旋转轴的连接，通过PI算法控制方式驱动直流电机带动滑动变阻器旋转到匹配电阻的阻值。

进而，为了适用于没有变阻器及执行机构的电压互感器的铁磁谐振消谐***，如图1-图2所示，本实施例中，步骤S3以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案中，电子负载的实现原理为：

该电子负载选取一个初始电阻R_i0，阻值为运行中投入的最小阻值；

进而，电子负载通过整流桥，将开口(三次)绕组的U_s，进行全波整流变换，成为只有正极性的脉动信号；

经过初始电阻R_i0后，交由被50000Hz的PWM(脉冲宽度调制)信号控制的MOS管进行调制，从而得到消谐用的等效匹配电阻。

其中，等效匹配电阻的精确度，是靠PID闭环控制的。控制闭环中，针对回路电流I_Γ，采用霍尔传感器进行采集，经过放大调理后，交由控制器进行AD(模拟到数字)转换。

本实施例中，步骤S3.1中，***三相负载轻微不均衡且主动式消谐装置不启动的条件为U_s＝3U₀<7V。

进一步地，步骤S3.2中，消谐电阻R₀的计算公式为：

式中，P_t为电压互感器的额定功率，k为电压互感器励磁特性电压倍数，一般取1.9。

本实施例中，图6为PT铁磁谐振激发示意图，图中电容、电感串联，且图中K表示***接地故障消失、雷击、合闸操作等；图7为PT铁磁谐振激发前后的PT铁芯特性变化示意图。

步骤S3.3中，PT铁芯特性发生能量跃变前后的变化为：

设ω₁为PT铁芯特性发生能量跃变前的谐振点的谐波角频率，ω₂为PT 铁芯特性发生能量跃变后的谐振点的谐波角频率，Φ为PT铁芯磁通量，则有：

U＝U₀cosω₁t；

式中，L为PT铁芯特性发生能量跃变前的电感，L_s为PT铁芯特性发生能量跃变后的电感，C为***的电容，U为PT铁芯特性发生能量跃变过程中的实时电压，t为时间点。

进一步地，如图8所示，当U₁≈U₂≈U₀时，如果则t₁时刻铁芯趋于饱和，此时电感L→L_s，则有步骤S3.4，存储在***零序回路(电容)中的静电能量转化为PT铁芯中的电磁能量。

进一步地，步骤S3.5中，快速消耗能量过程一消耗的电磁能量为步骤S3.4 中由存储在***零序回路(电容)中的静电能量转化而成的PT铁芯中的电磁能量。

进而，在进行步骤S3.5之前，还需判断是否ΔU_max＝Δmax{U_a,U_b,U_c}>5V(其中，ΔU_max为最大的电压变化差)，若是则进入快速消耗能量过程一，并投入R_min＝4Ω，并持续投入40ms。

本实施例中，如图9所示，步骤S3.6快速消耗能量过程二中，投入初始电阻R_i0的计算方法为：

式中，P_e为电压互感器的额定热负荷；

进而，实时动态调整R_i(实时投入的电阻阻值)的依据为：

I_s·U_s＝P_e。

通过实验，本方案能够解决单相接地故障以及故障消除时，消谐电阻大小与电压互感器开口三角中的绕组过载这一矛盾；能够很好的避免单相接地故障和工频谐振特征难以区分以及单相接地故障过程中引发的谐振的技术难题。

本方案最主要的是保证PT不过载烧毁，因此以电子负载为主的主动式消谐装置在实际执行时都是围绕PT(电压互感器)不过载来投放对应阻值的。因此其基于的PID过程，往往只需要关注开口(三次)绕组上的电压和电流。进而可以基于此采用更为智能的消谐方式，那就是将电压互感器PT额定功率作为PID的目标值，动态调节投放的电阻值，从而调节开口(三次)绕组的电流，达到开口(三次)绕组不过载，又能以最快速度实现以主动的方式防止电压互感器铁磁谐振的目的。

如图12所示，本实施例还提供了一种方法运行平台装置，该装置包括处理器、存储器以及存储在存储器中并在处理器上运行的计算机程序。

处理器包括一个或一个以上处理核心，处理器通过总线与存储器相连，存储器用于存储程序指令，处理器执行存储器中的程序指令时实现上述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法。

可选的，存储器可以由任何类型的易失性或非易失性存储设备或者它们的组合实现，如静态随时存取存储器(SRAM)，电可擦除可编程只读存储器 (EEPROM)，可擦除可编程只读存储器(EPROM)，可编程只读存储器(PROM)，只读存储器(ROM)，磁存储器，快闪存储器，磁盘或光盘。

此外，本发明还提供一种计算机可读存储介质，计算机可读存储介质存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时实现上述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法的步骤。

可选的，本发明还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述各方面通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法的步骤。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例的全部或部分步骤的过程可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，程序可以存储于计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (6)

1.一种通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，包括如下步骤：

S1、搭建包括一次绕组、二次绕组及开口三次绕组的电压互感器，并明确二次电压与开口三次电压的映射关系；

S2、基于电阻匹配算法和PID控制策略，构建消谐控制***并预设电阻主动匹配策略；

S3、设计以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案，作为主动式消谐装置，该主动式消谐装置的具体运行原理包括如下步骤：

S3.1、谐振能量累积：正常运行、***三相负载轻微不均衡时，主动式消谐装置不启动；

S3.2、缓慢消耗能量过程：***三相负载不平衡、***接地故障，主动式消谐装置启动，投入消谐电阻R₀，并消耗累积在***零序回路中的静电能量；

S3.3、谐振能量跃变激发谐振：***接地故障消失、雷击、合闸操作使得电压互感器PT谐振激发，则PT铁芯特性发生能量跃变；

S3.4、当铁芯趋于饱和，则存储在***零序回路电容中的静电能量转化为PT铁芯中的电磁能量；

S3.5、快速消耗能量过程一：开口三次绕组投入最低消谐电阻R_min来消耗电磁能量；

S3.6、快速消耗能量过程二：R_min投入40ms后进入快速消耗能量过程二，此时投入初始电阻R_i0，监测开口三次绕组的电流I_s，通过MOS管调整I_s的占空比，从而实时动态调整R_i，R_i为实时投入的电阻阻值；

所述步骤S3以电子负载替代直流电机加圆形变阻器的投放电阻的工程方案中，电子负载的实现原理为：

该电子负载选取一个初始电阻R_i0，阻值为运行中投入的最小阻值；

进而，电子负载通过整流桥，将开口三次绕组的U_s，进行全波整流变换，成为只有正极性的脉动信号，U_s为可以从开口直接测得的开口三次绕组端口电压有效值；

经过初始电阻R_i0后，交由被50000Hz的PWM信号控制的mos管进行调制，从而得到消谐用的等效匹配电阻；

所述步骤S3.1中，***三相负载轻微不均衡且主动式消谐装置不启动的条件为U_s＝3U₀＜7V，U₀为中性点对地电压有效值即零序电压。

2.根据权利要求1所述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，所述步骤S1中，搭建包括一次绕组、二次绕组及开口三次绕组的电压互感器时，首先假设：U_a、U_b、U_c分别为PT二次绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U_s为可以从开口直接测得的开口三次绕组端口电压有效值，U_da、U_db、U_dc分别为PT开口三次绕组侧三相电压正常运行情况下的有效值，U₀为中性点对地电压有效值即零序电压，且有U_s＝U_da+U_db+U_dc＝3U₀；

则二次电压与开口三次电压的映射关系为：

U_max＝max{U_a，U_b，U_c}；

U_dmax＝max{U_da，U_db，U_dc}；

3.根据权利要求1所述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，所述步骤S3.2中，消谐电阻R₀的计算公式为：

式中，P_t为消谐电阻的额定功率，k为电压互感器励磁特性电压倍数，取1.9。

4.根据权利要求3所述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，所述步骤S3.3中，PT铁芯特性发生能量跃变前后的变化为：

设ω₁为PT铁芯特性发生能量跃变前的谐振点的谐波角频率，ω₂为PT铁芯特性发生能量跃变后的谐振点的谐波角频率，Φ为PT铁芯特性的饱和度，则有：

U＝U₀cosω₁t；

式中，L为PT铁芯特性发生能量跃变前的电感，L_s为PT铁芯特性发生能量跃变后的电感，C为PT的电容，U为PT铁芯特性发生能量跃变过程中的实时电压，t为时间点。

5.根据权利要求4所述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，所述步骤S3.5中，快速消耗能量过程一消耗的电磁能量为所述步骤S3.4中由存储在***零序回路电容中的静电能量转化而成的PT铁芯中的电磁能量。

6.根据权利要求2所述的通过电子负载主动投入电阻的PT铁磁谐振消谐方法，其特征在于，所述步骤S3.6快速消耗能量过程二中，投入初始电阻R_i0的计算方法为：

式中，P_e为初始电阻的额定热负荷；

进而，实时动态调整实时投入的电阻阻值R_i的依据为：

I_s·U_s＝P_e。

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