CN115333911A - 一种ofdm***中基于导频的频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，包括在当前时隙内提取第一导频时域信号和第二导频时域信号；基于第一导频时域信号和第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计；基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围；基于归一化频偏估计范围计算差分相位差；基于第一次频偏估计和差分相位差计算修正后的频偏估计值，本发明通过计算导频信号差分接收处理后产生的相位差判断真实频偏是否超过当前频偏估计范围，并估算超过的部分后对频偏估计结果进行修正，可有效提升频偏估计的范围，解决了基于历史频偏估计方案具有使用局限性的问题。

Description

一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法。

背景技术

在以***移动通信技术、第五代移动通信技术为代表的当前移动通信技术中使用正交频分复用作为空口传输关键技术，在空口传输存在频率偏移的场景OFDM***性能会受到严重影响，所以频偏估计与纠正技术是OFDM***中克服频偏影响的关键技术。

为了准确的估计频偏，在实际商用的移动通信***的业务传输过程中通常在每个时隙配置多个导频符号，接收使用多个导频之间的相位差来估计频偏。这种方法的缺点是频偏估计范围有限，当频率偏移超过估计范围时会产生的严重估计误差，导致***性能继续恶化。

当前有多种克服OFDM***频偏估计范围受限问题的公开方案，例如测量时域间隔较小的重复信号之间的相位差来计算频偏，通常为选择循环前缀信号与OFDM信号中的相同部分信号作为重复信号；或者使用历史频偏估计值改变频偏估计的范围区间来增大估计范围。此类技术往往具有使用局限性：由于CP与相同部分信号之间的时延间隔较小，所以频偏估计精度较差；如果首次频偏估计结果不准确，例如在首次频偏估计时真实频偏值超过频偏估计范围，那么基于历史频偏估计方案便无法实施。

发明内容

本发明的目的在于提供一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，旨在解决基于历史频偏估计方案具有使用局限性的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，包括以下步骤：

在当前时隙内提取第一导频时域信号和第二导频时域信号；

基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计；

基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围；

基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差；

基于所述第一次频偏估计和所述差分相位差计算修正后的频偏估计值。

其中，所述基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计的具体方式为：

分别将所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号内的***非首符号循环前缀去除，得到第一导频时域截断信号和第二导频时域截断信号；

通过傅立叶变换运算分别将所述第一导频时域截断信号转换为第一导频频域信号，将所述第二导频时域截断信号转换为第二导频频域信号；

分别在所述第一导频频域信号和所述第二导频频域信号中抽取第一导频频域抽取信号和第二导频频域抽取信号；

使用所述第一导频频域抽取信号和所述第二导频频域抽取信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计。

其中，所述基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差的具体方式为：

基于所述归一化频偏估计范围计算时域移位点数；

基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号；

对所述第二导频频域差分抽取信号进行时偏反补偿，得到第二导频频域去时偏差分抽取信号；

基于所述第二导频频域去时偏差分抽取信号和所述第一导频频域抽取信号计算差分相位差。

其中，所述基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围的具体方式为：

基于所述首径时延与所述时延扩展测量最大归一化多普勒频偏；

基于所述最大归一化多普勒频偏计算归一化频偏估计范围。

其中，所述基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号的具体方式为：

利用所述时域移位点数对所述第二导频时域信号进行移位去***非首符号循环前缀操作，得到第二导频时域差分截断信号；

通过傅立叶变换运算将所述第二导频时域差分截断信号转换为第二导频频域差分信号；

根据导频子载波配置信息在所述第二导频频域差分信号中抽取导频信号，得到第二导频频域差分抽取信号。

本发明的一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，通过在当前时隙内提取第一导频时域信号和第二导频时域信号；基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计；计算第一导频频域抽取信号与第二导频频域抽取信号之间的相位差，得到第一次频偏估计；基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围；基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差；基于所述第一次频偏估计和所述差分相位差计算修正后的频偏估计值，本发明通过计算导频信号差分接收处理后产生的相位差判断真实频偏是否超过当前频偏估计范围，并估算超过的部分后对频偏估计结果进行修正，可有效提升频偏估计的范围，解决了基于历史频偏估计方案具有使用局限性的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明提供的一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法的流程图。

图2是基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计的流程图。

图3是基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围的流程图。

图4是基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差的流程图。

图5是基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号的流程图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

请参阅图1至图5，本发明提供一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，包括以下步骤：

S1在当前时隙内提取第一导频时域信号和第二导频时域信号；

具体的，在当前时隙内提取用于频偏估计的2个导频时域信号，分别记为第一导频时域信号y₁(n)，n＝0，…，N_FFT+N_CP-1与第二导频时域信号y₂(n)，n＝0，…，N_FFT+N_CP-1，其中N_FFT表示***的快速傅里叶(FFT)点数，N_CP表示***非首符号循环前缀(CP)点数。

S2基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计；

具体方式为：

S21分别将所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号内的***非首符号循环前缀去除，得到第一导频时域截断信号和第二导频时域截断信号；

具体的，将第一导频时域信号与第二导频信号的CP部分信号去除得到第一导频时域截断信号z₁(n)＝y₁(n+N_CP)，n＝0，…，N_FFT-1与第二导频时域截断信号z₂(n)＝y₂(n+N_CP)，n＝0，…，N_FFT-1。

S22通过傅立叶变换运算分别将所述第一导频时域截断信号转换为第一导频频域信号，将所述第二导频时域截断信号转换为第二导频频域信号；

具体的，通过傅立叶变换(FFT)运算分别将第一导频时域截断信号转化为第一导频频域信号Z₁(k)＝FFT(z₁(n))，k，n＝0，…，N_FFT-1；将第二导频时域截断信号转化为第二导频频域信号Z₂(k)＝FFT(z₂(n))，k，n＝0，…，N_FFT-1。

S23分别在所述第一导频频域信号和所述第二导频频域信号中抽取第一导频频域抽取信号和第二导频频域抽取信号；

具体的，根据高层指示的导频子载波配置信息在Z₁(k)与Z₂(k)中抽取导频信号分别获得第一导频频域抽取信号

与第二导频频域抽取信号

其中M为每个导频符号配置的导频子载波数。

S24使用所述第一导频频域抽取信号和所述第二导频频域抽取信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计。

具体的，使用

与

计算当前信号的首径时延τ₀与时延扩展τ_d(估计方法不限，可使用现有技术)，单位为OFDM信号的时域采样点。

通过2个导频信号之间的相位差计算第一次频偏估计值fo_est1；

其中angle表示取复数的角度，取值范围为(-π，π)，N_CP为导频符号的循环前缀点数，L为2个导频符号的OFDM符号索引差，Δf表示***子载波间隔(单位Hz)，fo_est1＞0表示正频偏，fo_est1＜0表示负频偏，综上可见第一次频偏估计的范围为

S3基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围；

具体方式为：

S31基于所述首径时延与所述时延扩展测量最大归一化多普勒频偏；

具体的，当前条件下可以测量的最大归一化多普勒频偏ε₀(ε₀的单位为***子载波间隔，例如ε₀＝2表示频偏估计范围为(-2Δf，2Δf))

S32基于所述最大归一化多普勒频偏计算归一化频偏估计范围。

具体的，基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围

其中ε_max(ε_max的单位为***子载波间隔)为根据场景预先设置的***可能的最大归一化频偏。

S4基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差；

具体方式为：

S41基于所述归一化频偏估计范围计算时域移位点数；

具体的，计算时域移位点数

S42基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号；

具体方式为：

S421利用所述时域移位点数对所述第二导频时域信号进行移位去***非首符号循环前缀操作，得到第二导频时域差分截断信号；

具体的，使用

对第二导频时域信号进行移位去CP操作得到第二导频时域差分截断信号：

S422通过傅立叶变换运算将所述第二导频时域差分截断信号转换为第二导频频域差分信号；

具体的，通过FFT运算获得第二导频频域差分信号：

S423根据导频子载波配置信息在所述第二导频频域差分信号中抽取导频信号，得到第二导频频域差分抽取信号。

具体的，根据高层指示的导频子载波配置信息在***指示的第二导频频域差分信号中抽取导频信号获得2导频频域差分抽取信号

其中M为每个导频符号配置的导频子载波数。

S43对所述第二导频频域差分抽取信号进行时偏反补偿，得到第二导频频域去时偏差分抽取信号；

具体的，时偏反补偿：对

进行时偏反补偿获得第二导频频域去时偏差分抽取信号

S44基于所述第二导频频域去时偏差分抽取信号和所述第一导频频域抽取信号计算差分相位差。

具体的，计算差分相位差Δθ：

S5基于所述第一次频偏估计和所述差分相位差计算修正后的频偏估计值。

具体的，计算修正后的频偏估计值

首先计算

其中sign()表示取正负号操作，

表示向下取整。

如果β＝0，那么

如果β＞0且sign(Δθ)＝sign(fo_est1)，那么

如果β＞0且sign(Δθ)≠sign(fo_est1)，那么

实施例：

该实施例中假设***OFDM点数为N_FFT＝4096，每个时隙内有14个OFDM符号(索引为0，…，13)，第一个OFDM符号的CP长度为352，非首符号循环前缀长度N_CP＝288，整个时隙的时域信号长度为61440记为y(n)，n＝0，…，61439，用于频偏估计的2个导频符号分别位于符号2与符号11，每个符号配置的导频子载波个数为M＝1638(导频子载波索引为410，412，…，3682，3684)，***子载波间隔Δf＝30kHz，***可能的最大频偏为4Δf(ε_max＝4)，那么该实施例主要包括：

(1)导频符号提取：在当前时隙内提取用于频偏估计的2个导频时域信号，分别记为第一导频时域信号y₁(n)＝y(n+8832)，n＝0，…，4383与第二导频时域信号y₁(n)＝y(n+43904)，n＝0，…，4383；

(2)常规去CP：将第一导频时域信号与第二导频信号的CP部分信号去除得到第一导频时域截断信号z₁(n)＝y₁(n+288)，n＝0，…，4095与第二导频时域截断信号z₂(n)＝y₂(n+288)，n＝0，…，4095；

(3)FFT变换：通过FFT运算分别将第一导频时域截断信号转化为第一导频频域信号Z₁(k)＝FFT(z₁(n))，k，n＝0，…，4095；将第二导频时域截断信号转化为第二导频频域信号Z₂(k)＝FFT(z₂(n))，k，n＝0，…，4095；

(4)有效导频子载波抽取：根据高层指示的导频子载波配置信息在Z₁(k)与Z₂(k)中抽取导频信号分别获得第一导频频域抽取信号

第二导频频域抽取信号

(5)时偏估计：使用

与

计算当前信号的首径时延、时延扩展和第一次频偏估计τ_d，单位为OFDM信号的时域采样点；

(6)第一次频偏估计：通过2个导频信号之间的相位差计算第一次频偏估计值fo_est1；

其中angle表示取复数的角度，取值范围为(-π，π)，fo_est1＞0表示正频偏，fo_est1＜0表示负频偏；

(7)基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围

首先当前条件下可以测量的最大归一化多普勒频偏ε₀(ε₀的单位为***子载波间隔，例如ε₀＝2表示频偏估计范围为(-2Δf，2Δf))

然后基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围

(8)计算时域移位点数

(9)获取第二导频频域差分抽取信号：首先使用

对第二导频时域信号进行移位去CP操作得到第二导频时域差分截断信号

然后通过FFT运算获得第二导频频域差分信号

最后根据高层指示的导频子载波配置信息在***指示的第二导频频域差分信号中抽取导频信号获得第二导频频域差分抽取信号

(10)时偏反补偿：对

进行时偏反补偿获得第二导频频域去时偏差分抽取信号

(11)计算差分相位差Δθ：

(12)计算修正后的频偏估计值

首先计算

其中sign()表示取正负号操作，

表示向下取整。

如果β＝0，那么

如果β＞0且sign(Δθ)＝sign(fo_est1)，那么

如果β＞0且sign(Δθ)≠sign(fo_est1)，那么

有益效果：

通过计算导频信号差分接收处理后产生的相位差判断真实频偏是否超过当前频偏估计范围，并估算超过的部分后对频偏估计结果进行修正，可有效提升频偏估计的范围。与采用类似方案的其他现有技术相比，本专利方案的创新性还体现在以下3点：

如步骤S3所示，在差分接收处理时考虑了当前空口时延，确保了差分处理不会产生符号间干扰；

如步骤S31所示，综合考虑***可能最大的频偏与可测量的最大频偏，设计适当的差分时间偏移值，可在保证增大频偏估计范围的前提下最大化测量精度；

如步骤S34所示，使用差分相位差对第一次频偏估计值进行修正，相当于使用差分相位差测量大尺度频偏，使用第一次频偏估计值测量小尺度频偏。这样即扩大了频偏估计范围，又保证了频偏估计精度(由于第一次频偏估计时两个导频符号的时域间隔较大，所以频偏估计精度较高)。

以上所揭露的仅为本发明一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本发明权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (5)

1.一种OFDM***中基于导频的频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

在当前时隙内提取第一导频时域信号和第二导频时域信号；

基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计；

基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围；

基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差；

基于所述第一次频偏估计和所述差分相位差计算修正后的频偏估计值。

2.如权利要求1所述的OFDM***中基于导频的频偏估计方法，其特征在于，

所述基于所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计的具体方式为：

分别将所述第一导频时域信号和所述第二导频时域信号内的***非首符号循环前缀去除，得到第一导频时域截断信号和第二导频时域截断信号；

通过傅立叶变换运算分别将所述第一导频时域截断信号转换为第一导频频域信号，将所述第二导频时域截断信号转换为第二导频频域信号；

分别在所述第一导频频域信号和所述第二导频频域信号中抽取第一导频频域抽取信号和第二导频频域抽取信号；

使用所述第一导频频域抽取信号和所述第二导频频域抽取信号计算首径时延、时延扩展和第一次频偏估计。

3.如权利要求2所述的OFDM***中基于导频的频偏估计方法，其特征在于，

所述基于所述首径时延与所述时延扩展计算归一化频偏估计范围的具体方式为：

基于所述首径时延与所述时延扩展测量最大归一化多普勒频偏；

基于所述最大归一化多普勒频偏计算归一化频偏估计范围。

4.如权利要求3所述的OFDM***中基于导频的频偏估计方法，其特征在于，

所述基于所述归一化频偏估计范围计算差分相位差的具体方式为：

基于所述归一化频偏估计范围计算时域移位点数；

基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号；

对所述第二导频频域差分抽取信号进行时偏反补偿，得到第二导频频域去时偏差分抽取信号；

基于所述第二导频频域去时偏差分抽取信号和所述第一导频频域抽取信号计算差分相位差。

5.如权利要求4所述的OFDM***中基于导频的频偏估计方法，其特征在于，

所述基于所述时域移位点数计算第二导频频域差分抽取信号的具体方式为：

利用所述时域移位点数对所述第二导频时域信号进行移位去***非首符号循环前缀操作，得到第二导频时域差分截断信号；

通过傅立叶变换运算将所述第二导频时域差分截断信号转换为第二导频频域差分信号；

根据导频子载波配置信息在所述第二导频频域差分信号中抽取导频信号，得到第二导频频域差分抽取信号。

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