CN115296554A - 一种高调制比混合式mmc及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种高调制比混合式MMC，采用三相六桥臂结构，其中每相包括上桥臂和下桥臂，所述的上桥臂和下桥臂之间通过中间子模块相连接，直流母线的两端分别连接三相结构的上桥臂和下桥臂，所述的直流母线的电压为Vdc，三个所述的中间子模块分别对应输出电压和电流，三相输出的电压和电流分别依次连接电感Lac、交流电源，三个交流电源均接地。针对电力电子换流器功率损耗大的问题，本发明提出一种高调制比混合式MMC，其每个桥臂的子模块由一个SiCMOSFET器件和多个SiIGBT器件混合而成，利用SiCMOSFET的低开关损耗特性，将高频分量均集中在采用SiCMOSFET的子模块上，可以减小MMC的功率损耗。

Description

一种高调制比混合式MMC及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体为一种高调制比混合式MMC及其控制方法。
背景技术
电力电子变换器作为配电网中应用最普遍的关键性一类设备，其性能指标与经济指标将直接决定输出电能质量。相比于其他变换器，模块化多电平变换器MMC具有高度模块化、低输出谐波以及容易扩展等特性，在柔性直流输电、变频调速和风电场领域得到了广泛的应用。现在Si IGBT是常用于中、高压MMC的功率半导体器件，这种功率半导体器件开关频率低、功率密度低，而MMC的性能会受到功率半导体器件的影响，故这些特性会影响到其传输效率，增加功率损耗。另一方面，提高MMC的调制比是MMC需要关注的问题，较高的调制比才能提高直流母线利用率，较低的直流母线利用率会造成能源的浪费，降低了转换效率。现有技术为了提高调制比，通常选择注入高次谐波成分，这会导致MMC的输出电压中含有大量的高次谐波，需要进一步对输出电压进行优化。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种高调制比混合式MMC及控制方法来解决现有技术中的电力电子换流器功率损耗大、调制比低的问题。
为解决以上技术问题，本发明的技术方案为：提供一种高调制比混合式MMC，其创新点在于：采用三相六桥臂结构，其中每相包括上桥臂和下桥臂，所述的上桥臂和下桥臂之间通过中间子模块相连接，直流母线的两端分别连接三相结构的上桥臂和下桥臂，所述的直流母线的电压为Vdc，三个所述的中间子模块分别对应输出电压和电流，三相输出的电压和电流分别依次连接电感Lac、交流电源，三个交流电源均接地。
进一步的，所述的上桥臂和下桥臂均分别由N个桥臂子模块串联形成，N个桥臂子模块分别为SM1-SMN，每一个所述的中间子模块两端分别通过一个耦合电感L连接上桥臂的桥臂子模块SMN和下桥臂的桥臂子模块SM1。
进一步的，所述的上桥臂或下桥臂对应的桥臂子模块的个数N由输入的直流母线电压及桥臂子模块采用的开关器件的耐压等级决定。
进一步的，每一相均包括碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC MOSFET和硅绝缘栅双极型晶体管Si IGBT，其中每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET器件，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用Si IGBT器件。
进一步的，每一个所述的桥臂子模块和中间子模块均并联一个电容，每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用全桥结构，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用半桥结构。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种基于高调制比混合式MMC的控制方法，其创新点在于：具体分为电流内环控制和调制策略，具体包括以下步骤：
S1：电流内环控制：
(1)设定电流参考值ivd *、ivq *，直流母线的电压为Vdc，采集交流侧三相电流值ioa、iob、ioc与三相电压源电压值usa、usb、usc；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
(3)利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系d、q下的直流分量，即将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值ioa、iob、ioc通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值usa、usb、usc通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd、ivq与步骤(1)设定的电流参考值ivd *、ivq *对应相减后，分别经过PI调节器后输出，两个输出量对应引入步骤(3)得到的扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivq、ωLivd以消除d、q轴耦合部分，得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过d、q逆变换器得到所需三相电压参考值urefa、urefb、urefc；
(5)设定上桥臂电压参考值为urefuj，下桥臂电压参考值为urefwj，j＝a,b,c，表示三相a、b、c，根据公式
Figure BDA0003810643340000021
和
Figure BDA0003810643340000022
可分别得到的三相上、下桥臂的电压参考值，将三相上、下桥臂的电压参考值作为调制信号进入调制模块；
S2：调制策略：
(1)制定调制策略：每一相的上桥臂和下桥臂均由N个桥臂子模块组成，设每个桥臂子模块的电容电压为Vc，则Vc＝Vdc/N，设定每个桥臂的参考电压为Vref，所述的SUPWM的调制策略中仅有上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET，上述采用SiC MOSFET的桥臂子模块不再参与其余桥臂子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，设定三角载波电压为ucarrier，根据与三角载波电压ucarrier相比，产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号，其产生的电压为uPWM，剩余的桥臂子模块则根据桥臂子模块电容电压进行排序，将其利用排序与挑选算法进行升序排序，设k1和k2表示不采用SiC MOSFET的桥臂子模块中投入上桥臂或下桥臂的桥臂子模块个数，其中，k1和k2的值由上桥臂或下桥臂的桥臂电流的方向和桥臂子模块电容电压来确定，每一相的上桥臂或者下桥臂投入的桥臂子模块数narm可由不采用SiC MOSFET的桥臂子模块的投入数k1或k2和上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的投切状态相加得到，其中，k1和k2分别由取整函数Floor和Ceil取整得到；
中间子模块可投入上桥臂或者下桥臂，其投入情况根据上、下桥臂的需求决定，若上桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时上桥臂的桥臂子模块SM1出负压，则中间子模块投入上桥臂；若下桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时下桥臂的桥臂子模块SMN出负压，则中间子模块投入下桥臂，若此时上、下桥臂均不需要中间子模块的投入，则中间子模块根据电容电压平衡原则决定其开关状态；
(2)按照调制策略，根据上桥臂或下桥臂的桥臂电压与投入桥臂子模块的关系，可以得到如下关系式，其中j＝u、w，分别代表上桥臂和下桥臂：
kVc＜urefj＜(k+1)Vc
(3)按照调制策略，利用取整函数Floor或Ceil确定所需投入运行的桥臂子模块数k1或k2，选取原则由上桥臂或下桥臂的桥臂电流和桥臂子模块电容电压所决定，根据上桥臂或下桥臂电压与投入桥臂子模块的电容电压关系，可以得到上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM，计算公式如下：
Figure BDA0003810643340000031
Figure BDA0003810643340000032
Figure BDA0003810643340000033
(4)按照调制策略，若上桥臂或下桥臂的桥臂电流大于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；若上桥臂或下桥臂的桥臂电流小于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；
根据步骤(3)计算得到的上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM，即上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号；
(5)按照调制策略，根据上、下桥臂的需求，决定此时中间子模块的投入情况，设S表示中间子模块的开关状态，若此时上、下桥臂均不需要其投入，则其开关状态由自身的电容电压平衡原则决定，若此时中间子模块电容电压大于桥臂子模块平均电容电压，且输出电流大于0，则中间子模块处于“开”状态，定义为S＝1模式；若输出电流小于0，则中间子模块处于“关”状态，定义为S＝0模式，若此时中间子模块电容电压小于桥臂子模块平均电容电压，且输出电流小于0，则中间子模块处于“开”状态，若输出电流大于0，则中间子模块处于“关”状态。
与现有的技术相比，本发明的有益效果在于：
(1)针对电力电子换流器功率损耗大的问题，本发明提出一种高调制比混合式MMC，其每个桥臂的子模块由一个SiC MOSFET器件和多个Si IGBT器件混合而成，利用SiCMOSFET的低开关损耗特性，将高频分量均集中在采用SiC MOSFET的子模块上，可以减小MMC的功率损耗。
(2)针对电力电子换流器直流母线利用率低的问题，本发明提出一种高调制比混合式MMC，在上、下桥臂之间加入一个可灵活投入的中间子模块，有利于提高输出电压幅值，提高直流母线利用率。
(3)本发明提出的高调制比混合式MMC，在三相的上、下桥臂之间分别加入三个中间子模块，即提高了调制比，同时对于三相MMC拓扑而言，也减少了三个子模块的数量，有利于节约成本。
附图说明
图1是本发明提出的一种高调制比混合式MMC的结构图。
图2是本发明中高调制比混合式MMC的电流内环控制框图。
图3是本发明中单相MMC电路图以及SUPWM调制原理图。
图4是本发明中中间子模块的工作原则和电容电压平衡原理图。
图5是实施例中分别采用混合式结构与全Si IGBT结构时，MMC的功率损耗对比情况。
图6是实施例中高调制比混合式MMC的交流侧三相相电压输出波形。
图7是实施例中高调制比混合式MMC的交流侧三相线电压输出波形。
图8是实施例中高调制比混合式MMC的交流侧三相电流输出波形。
图9是实施例中A相上桥臂各子模块电容电压波形。
图10是实施例中A相下桥臂各子模块电容电压波形。
图11是实施例中推导调制比m与每个桥臂子模块数N的关系。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步说明。
本发明提供一种高调制比混合式MMC，其具体结构如图1所示，采用三相六桥臂结构，其中每相包括上桥臂和下桥臂，上桥臂和下桥臂之间通过中间子模块相连接，直流母线的两端分别连接三相结构的上桥臂和下桥臂，直流母线的电压为Vdc，三个中间子模块分别对应输出电压和电流，三相输出的电压和电流分别依次连接电感Lac、交流电源，三个交流电源均接地。
本发明的上桥臂和下桥臂均分别由N个桥臂子模块串联形成，N个桥臂子模块分别为SM1-SMN，每一个中间子模块两端分别通过一个耦合电感L连接上桥臂的桥臂子模块SMN和下桥臂的桥臂子模块SM1。
本发明的上桥臂或下桥臂对应的桥臂子模块的个数N由输入的直流母线电压及桥臂子模块采用的开关器件的耐压等级决定，直流母线电压除以开关器件耐压值即可得到N。
每一相均包括碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC MOSFET和硅绝缘栅双极型晶体管Si IGBT，其中每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET器件，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用Si IGBT器件。
每一个桥臂子模块和中间子模块均并联一个电容，每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用全桥结构，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用半桥结构。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种基于高调制比混合式MMC的控制方法，具体分为电流内环控制和调制策略，电流内环控制如图2所示，调制策略如图3所示，具体包括以下步骤：
S1：电流内环控制：
(1)设定电流参考值ivd *、ivq *，直流母线的电压为Vdc，采集交流侧三相电流值ioa、iob、ioc与三相电压源电压值usa、usb、usc；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
(3)利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系d、q下的直流分量，即将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值ioa、iob、ioc通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值usa、usb、usc通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd、ivq与步骤(1)设定的电流参考值ivd *、ivq *对应相减后，分别经过PI调节器后输出，两个输出量对应引入步骤(3)得到的扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivq、ωLivd以消除d、q轴耦合部分，得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过d、q逆变换器得到所需三相电压参考值urefa、urefb、urefc；
(5)设定上桥臂电压参考值为urefuj，下桥臂电压参考值为urefwj，j＝a,b,c，表示三相a、b、c，根据公式
Figure BDA0003810643340000061
和
Figure BDA0003810643340000062
可分别得到的三相上、下桥臂的电压参考值，将三相上、下桥臂的电压参考值作为调制信号进入调制模块；
S2：调制策略：
(1)制定调制策略：每一相的上桥臂和下桥臂均由N个桥臂子模块组成，设每个桥臂子模块的电容电压为Vc，则Vc＝Vdc/N，设定每个桥臂的参考电压为Vref，本发明的调制策略为SUPWM，其调制原理如图3所示，图3(a)是单相MMC电路图，图3(b)是上桥臂输出电压波形，图3(c)是下桥臂输出电压波形，图3(d)是上、下桥臂的使能信号，所述的SUPWM的调制策略中仅有上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET，上述采用SiCMOSFET的桥臂子模块不再参与其余桥臂子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，设定三角载波电压为ucarrier，根据与三角载波电压ucarrier相比，产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号，其产生的电压为uPWM，剩余的桥臂子模块则根据桥臂子模块电容电压进行排序，将其利用排序与挑选算法进行升序排序，设k1和k2表示不采用SiC MOSFET的桥臂子模块中投入上桥臂或下桥臂的桥臂子模块个数，其中，k1和k2的值由上桥臂或下桥臂的桥臂电流的方向和桥臂子模块电容电压来确定，每一相的上桥臂或者下桥臂投入的桥臂子模块数narm可由不采用SiC MOSFET的桥臂子模块的投入数k1或k2和上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的投切状态相加得到，其中，k1和k2分别由取整函数Floor和Ceil取整得到；
(2)中间子模块可投入上桥臂或者下桥臂，其投入情况根据上、下桥臂的需求决定，中间子模块的工作原则及电容电压平衡原理如图4所示，图4(a)是工作原则，图4(b)是电容电压平衡原理，根据所需投入的桥臂子模块数k1或k2、桥臂子模块数N和上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电压uPWM，可得到上、下桥臂的使能信号EnP、EnN，根据图4的工作原则以及电容电压平衡原理，可将中间子模块灵活接入上、下桥臂，若上桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时上桥臂的桥臂子模块SM1出负压，则中间子模块投入上桥臂；若下桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时下桥臂的桥臂子模块SMN出负压，则中间子模块投入下桥臂，若此时上、下桥臂均不需要中间子模块的投入，则中间子模块根据电容电压平衡原则决定其开关状态；
(2)按照调制策略，根据上桥臂或下桥臂的桥臂电压与投入桥臂子模块的关系，可以得到如下关系式，其中j＝u、w，分别代表上桥臂和下桥臂：
kVc＜urefj＜(k+1)Vc
(3)按照调制策略，利用取整函数Floor或Ceil确定所需投入运行的桥臂子模块数k1或k2，选取原则由上桥臂或下桥臂的桥臂电流和桥臂子模块电容电压所决定，根据上桥臂或下桥臂电压与投入桥臂子模块的电容电压关系，可以得到上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM计算公式如下：
Figure BDA0003810643340000081
Figure BDA0003810643340000082
Figure BDA0003810643340000083
(4)按照调制策略，若上桥臂或下桥臂的桥臂电流大于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；若上桥臂或下桥臂的桥臂电流小于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；
根据步骤(3)计算得到的上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM，即上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号；
(5)按照调制策略，根据上、下桥臂的需求，决定此时中间子模块的投入情况，设S表示中间子模块的开关状态，若此时上、下桥臂均不需要其投入，则其开关状态由自身的电容电压平衡原则决定，若此时中间子模块电容电压ucm大于桥臂子模块平均电容电压ucp,avg或ucn,avg，且输出电流ioj大于0，则中间子模块处于“开”状态，定义为S＝1模式；若输出电流ioj小于0，则中间子模块处于“关”状态，定义为S＝0模式，若此时中间子模块电容电压ucm小于桥臂子模块平均电容电压ucp,avg或ucn,avg，且输出电流ioj小于0，则中间子模块处于“开”状态，若输出电流ioj大于0，则中间子模块处于“关”状态。
为了说明本发明所提出结构可调高调制比，本发明阐述了不同混合方案下，MMC的调制指数m和每个桥臂的N个桥臂子模块之间的关系。在三相六桥臂MMC中，直流母线电压与交流侧相电压的幅值之间需要满足：
Figure BDA0003810643340000091
其中，Vdc为直流母线电压，Voj为交流侧j相的相电压幅值，m为调制比(0<m<1)。
在本发明中，假设所有桥臂子模块相等，可以输出的交流电压幅值最大值为V'o，且桥臂电感上的压降忽略不计，则可以得到每个桥臂子模块的电容电压以及上、下桥臂的桥臂电压为：
Figure BDA0003810643340000092
Figure BDA0003810643340000093
Figure BDA0003810643340000094
其中，下标uj表示j相上桥臂，下标wj表示j相下桥臂，下标on_uj表示j相上桥臂投入的子模块数，下标on_wj表示j相上桥臂投入的子模块数。
在本发明中，根据上述公式，可得到交流电压幅值的最大值：
Figure BDA0003810643340000095
Figure BDA0003810643340000096
在本发明任意时刻，输出电压幅值应满足下式关系：
Vo≤V'o
根据所述的输出电压幅值关系，可得：
Figure BDA0003810643340000097
化简后可得
Figure BDA0003810643340000098
为了进一步描述高调制比混合式MMC及其控制方法，下面结合具体实施例来描述本发明：
本发明搭建了一个三相六桥臂的MMC，该仿真模型的直流侧电压为7.5kV，频率为50Hz。
通过对不同方案的MMC进行仿真，以此验证本实施例中的高调制比的混合式MMC可减小功率损耗的研究。本发明实施例中采用CAS300M17BM2型号的SiC MOSFET器件和5SNG0300Q170300型号的Si IGBT器件。图5所示为相同功率等级下，分别采用高调制比混合式MMC、传统混合式MMC以及全Si IGBT结构时，MMC中由功率半导体器件产生的导通损耗和开关损耗对比分析图。由所述的图5可知，高调制比混合式结构时的导通损耗与全Si IGBT结构时相差不大，但两者的开关损耗相差较大，高调制混合式MMC的功率损耗下降了59％，与传统混合式相比，高调制比混合式MMC的功率损耗下降了27.8％，因此高调制比混合式结构时，功率半导体器件的功率损耗远小于全Si IGBT结构时的功率损耗。
SiC MOSFET具有低开关损耗的特性，将其用于换流器中可有效减小功率损耗，提高传输效率。但是考虑到SiC MOSFET制造成本高，因此本发明中充分利用其特性，仅上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET，其余桥臂子模块均采用SiIGBT。图6-10分别给出高调制比混合式MMC各个端口的波形以验证所提出MMC的有效性。
在不同混合方案下MMC的调制指数m和每个桥臂的N个子模块之间的关系如图11所示。与传统混合MMC相比，对于本文的高调制比混合式MMC，无论桥臂子模块数量如何变化，都可以保持较高的调制指数m。因此，可以获得更大的输出电压幅值，并且大大提高了直流母线的利用率。
上面结合附图对本发明的具体实施例作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (6)

1.一种高调制比混合式MMC，其特征在于：采用三相六桥臂结构，其中每相包括上桥臂和下桥臂，所述的上桥臂和下桥臂之间通过中间子模块相连接，直流母线的两端分别连接三相结构的上桥臂和下桥臂，所述的直流母线的电压为Vdc，三个所述的中间子模块分别对应输出电压和电流，三相输出的电压和电流分别依次连接电感Lac、交流电源，三个交流电源均接地。
2.根据权利要求1所述的一种高调制比混合式MMC，其特征在于：所述的上桥臂和下桥臂均分别由N个桥臂子模块串联形成，N个桥臂子模块分别为SM1-SMN，每一个所述的中间子模块两端分别通过一个耦合电感L连接上桥臂的桥臂子模块SMN和下桥臂的桥臂子模块SM1。
3.根据权利要求1所述的一种高调制比混合式MMC，其特征在于：所述的上桥臂或下桥臂对应的桥臂子模块的个数N由输入的直流母线电压及桥臂子模块采用的开关器件的耐压等级决定。
4.根据权利要求1所述的一种高调制比混合式MMC，其特征在于：每一相均包括碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管SiC MOSFET和硅绝缘栅双极型晶体管Si IGBT，其中每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET器件，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用Si IGBT器件。
5.根据权利要求1所述的一种高调制比混合式MMC，其特征在于：每一个所述的桥臂子模块和中间子模块均并联一个电容，每一相上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用全桥结构，剩余的桥臂子模块和中间子模块均采用半桥结构。
6.一种基于高调制比混合式MMC的控制方法，其特征在于：具体分为电流内环控制和调制策略，具体包括以下步骤：
S1：电流内环控制：
(1)设定电流参考值ivd *、ivq *，直流母线的电压为Vdc，采集交流侧三相电流值ioa、iob、ioc与三相电压源电压值usa、usb、usc；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
(3)利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系d、q下的直流分量，即将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值ioa、iob、ioc通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值usa、usb、usc通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd、ivq与步骤(1)设定的电流参考值ivd *、ivq *对应相减后，分别经过PI调节器后输出，两个输出量对应引入步骤(3)得到的扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivq、ωLivd以消除d、q轴耦合部分，得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过d、q逆变换器得到所需三相电压参考值urefa、urefb、urefc；
(5)设定上桥臂电压参考值为urefuj，下桥臂电压参考值为urefwj，j＝a,b,c，表示三相a、b、c，根据公式
Figure FDA0003810643330000021
和
Figure FDA0003810643330000022
可分别得到的三相上、下桥臂的电压参考值，将三相上、下桥臂的电压参考值作为调制信号进入调制模块；
S2：调制策略：
(1)制定调制策略：每一相的上桥臂和下桥臂均由N个桥臂子模块组成，设每个桥臂子模块的电容电压为Vc，则Vc＝Vdc/N，设定每个桥臂的参考电压为Vref，所述的SUPWM的调制策略中仅有上桥臂的桥臂子模块SM1和下桥臂的桥臂子模块SMN采用SiC MOSFET，上述采用SiCMOSFET的桥臂子模块不再参与其余桥臂子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，设定三角载波电压为ucarrier，根据与三角载波电压ucarrier相比，产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号，其产生的电压为uPWM，不采用SiC MOSFET的桥臂子模块则根据桥臂子模块电容电压进行排序，将其利用排序与挑选算法进行升序排序，设k1和k2表示不采用SiC MOSFET的桥臂子模块中投入上桥臂或下桥臂的桥臂子模块个数，其中，k1和k2的值由上桥臂或下桥臂的桥臂电流的方向和桥臂子模块电容电压来确定，每一相的上桥臂或者下桥臂投入的桥臂子模块数narm可由不采用SiC MOSFET的桥臂子模块的投入数k1或k2和上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的投切状态相加得到，其中，k1和k2分别由取整函数Floor和Ceil取整得到；
中间子模块可投入上桥臂或者下桥臂，其投入情况根据上、下桥臂的需求决定，若上桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时上桥臂的桥臂子模块SM1出负压，则中间子模块投入上桥臂；若下桥臂需要投入N个桥臂子模块，且此时下桥臂的桥臂子模块SMN出负压，则中间子模块投入下桥臂，若此时上、下桥臂均不需要中间子模块的投入，则中间子模块根据电容电压平衡原则决定其开关状态；
(2)按照调制策略，根据上桥臂或下桥臂的桥臂电压与投入桥臂子模块的关系，可以得到如下关系式，其中j＝u、w，分别代表上桥臂和下桥臂：
kVc＜urefj＜(k+1)Vc
(3)按照调制策略，利用取整函数Floor或Ceil确定所需投入运行的桥臂子模块数k1或k2，选取原则由上桥臂或下桥臂的桥臂电流和桥臂子模块电容电压所决定，根据上桥臂或下桥臂电压与投入桥臂子模块的电容电压关系，可以得到上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM，计算公式如下：
Figure FDA0003810643330000031
Figure FDA0003810643330000032
Figure FDA0003810643330000033
(4)按照调制策略，若上桥臂或下桥臂的桥臂电流大于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；若上桥臂或下桥臂的桥臂电流小于0，且上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压大于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Floor所产生的桥臂子模块数k1，若上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的电容电压小于每个桥臂的参考电压，则选择由取整函数Ceil所产生的桥臂子模块数k2；
根据步骤(3)计算得到的上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的桥臂电压uPWM，即上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生上桥臂的桥臂子模块SM1或下桥臂的桥臂子模块SMN的驱动信号；
(5)按照调制策略，根据上、下桥臂的需求，决定此时中间子模块的投入情况，设S表示中间子模块的开关状态，若此时上、下桥臂均不需要其投入，则其开关状态由自身的电容电压平衡原则决定，若此时中间子模块电容电压大于桥臂子模块平均电容电压，且输出电流大于0，则中间子模块处于“开”状态，定义为S＝1模式；若输出电流小于0，则中间子模块处于“关”状态，定义为S＝0模式，若此时中间子模块电容电压小于桥臂子模块平均电容电压，且输出电流小于0，则中间子模块处于“开”状态，若输出电流大于0，则中间子模块处于“关”状态。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN115864885A (zh) * 2023-02-20 2023-03-28 湖南大学 混合型模块化多电平换流器拓扑结构及其调控方法
CN115987125A (zh) * 2023-03-21 2023-04-18 湖南大学 一种电平数翻倍的混合型mmc及其调制方法

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