CN115242094A - 基于原边反馈的反激式电源转换器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种基于原边反馈的反激式电源转换器，包括变压器、第一和第二功率开关管、电流源、第一、第二、和第三开关管、射极开关管、以及开关控制电路。第一、第二、和第三开关管的第一电极分别连接到开关控制电路的第一、第二、和第三输出端，第二开关管的第二电极连接到第一功率开关管的基极、第三电极连接到第二功率开关管的基极或接浮地，第三开关管的第二电极连接到第二功率开关管的基极、第三电极接浮地，第一功率开关管的集电极连接到母线电压或变压器的原边绕组、基极连接到第二开关管的第二电极、发射极连接到第二功率开关管的基极，用于第一功率开关管的驱动电流由电流源在第一开关管的控制下提供。

Description

基于原边反馈的反激式电源转换器
技术领域
本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种基于原边反馈的反激式电源 转换器。
背景技术
在中小功率电源转换器领域，基于原边反馈的反激式电源转换器以其 电路简单、空间体积小、***成本低、转换效率高等优势占据应用市场的 绝对主导地位。近年来，功率开关管(又称双极型晶体管)因其良好的开 关特性和低廉的价格优势被广泛应用于10W以下的小功率市场。
随着手机、平板电脑等移动设备的功能越来越多，为移动设备供电的 电池的容量爆发式增加，并且为移动设备供电的充电器或适配器的输出功 率不断提高，已经从原来的5W～10W发展到20W、30W、45W、65W甚 至更高。如何在低成本的基础上提高电源转换器的***整体效率和功率密 度，使得电源转换器既满足充电器或适配器小型化的发展需求也满足越来 越严苛的电源能效标准，成为当今研究的重点。
发明内容
根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器，包括包括变 压器、第一和第二功率开关管、电流源、第一、第二、和第三开关管、射 极开关管、以及开关控制电路，其中：第一、第二、和第三开关管的第一 电极分别连接到开关控制电路的第一、第二、和第三输出端，第二开关管 的第二电极连接到第一功率开关管的基极、第三电极连接到第二功率开关 管的基极或接浮地，第三开关管的第二电极连接到第二功率开关管的基 极、第三电极接浮地，第一功率开关管的集电极连接到母线电压或变压器 的原边绕组、基极连接到第二开关管的第二电极、发射极连接到第二功率 开关管的基极，用于第一功率开关管的驱动电流由电流源在第一开关管的 控制下提供，第二功率开关管的集电极连接到母线电压或变压器的原边绕 组、基极连接到第三开关管的第二电极、发射极连接到射极开关管的第二 电极，并且射极开关管的第一电极连接到开关控制电路的第四输出端、第 二电极连接到第二功率开关管的发射极、第三电极连接到电流感测电阻并 接浮地或经由电流感测电阻接变压器的原边侧地。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本 发明，其中：
图1A示出了根据本发明第一实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的示例电路图。
图1B示出了根据本发明第一实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的另一示例电路图。
图2A示出了根据本发明第二实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的示例电路图。
图2B示出了根据本发明第二实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的另一示例电路图。
图3A示出了根据本发明第三实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的示例电路图。
图3B示出了根据本发明第三实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的另一示例电路图。
图4A示出了根据本发明第四实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的示例电路图。
图4B示出了根据本发明第四实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器的另一示例电路图。
图5A和5B示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转 换器中的多个信号的工作波形图。
图6A示出了图1A、2A、3A、4A所示的基于原边反馈的反激式电源 转换器中的控制芯片的示例框图。
图6B示出了图1B、2B、3B、4B所示的基于原边反馈的反激式电源 转换器中的控制芯片的示例框图。
图7A示出了与电流源和第一开关管有关的电路部分的示例实现方式 的示意图。
图7B示出了与电流源和第一开关管有关的电路部分的另一示例实现 方式的示意图。
图8示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的 第一和第二功率开关管的示例封装示意图。
图9示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器中的 第一和第二功率开关管以及控制芯片的示例封装示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的 详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但 是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体 细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示 出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提 出的任何具体配置，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素和部件的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结 构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。另外，需要说明的是， 这里使用的用语“A与B连接”可以表示“A与B直接连接”也可以表示 “A与B经由一个或多个其他元件间接连接”。
目前，功率开关管只能应用于小功率市场的主要原因在于，功率开关 管的导通是电流驱动的，必须有足够的驱动电流才可以使功率开关管导 通。另外，功率开关管的驱动损耗大、导通损耗大、且关断速度慢，这些 因素也限制了其在更高功率市场上的应用。
鉴于上述情况，提出了根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电 源转换器，其中，采用三个开关管来组合驱动功率开关管，以降低功率开 关管的驱动电流损耗、提高功率开关管的开通速度和/或关断速度、和/或 降低功率开关管的关断损耗。
图1A示出了根据本发明第一实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器100A的示例电路图。如图1A所示，基于原边反馈的反激式电源转换 器100A包括变压器T、第一和第二功率开关管Q1和Q2、电流源ISB1、第 一、第二、和第三开关管D1至D3、射极开关管Q3、以及开关控制电路 102，其中：第一、第二、和第三开关管D1至D3的第一电极分别连接到 开关控制电路102的第一、第二、和第三输出端；第一开关管D1的第二 电极连接到电流源ISB1、第三电极连接到第二开关管的第二电极和第一功 率开关管Q1的基极；第二开关管D2的第二电极连接到第一开关管D1的 第三电极和第一功率开关管Q1的基极、第三电极连接到第三开关管D3的 第二电极和第二功率开关管Q2的基极；第三开关管D3的第二电极连接到 第二开关管D2的第三电极和第二功率开关管Q2的基极、第三电极接浮 地；第一功率开关管Q1的集电极连接到母线电压Vbulk、基极连接到第 一开关管D1的第三电极和第二开关管D2的第二电极、发射极连接到第二 功率开关管Q2的基极；第二功率开关管Q2的集电极连接到母线电压 Vbulk、基极连接到第二开关管D2的第三电极和第三开关管D3的第二电 极、发射极连接到射极开关管Q3的第二电极；射极开关管Q3的第一电极 连接到开关控制电路102的第四输出端、第二电极连接到第二功率开关管 Q2的发射极、第三电极连接到电流感测电阻Rs并接浮地。
图1B示出了根据本发明第一实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器100B的示例电路图。图1B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 100B与图1A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A在结构上的 主要不同在于，第二开关管D2的第三电极接浮地(而不是连接到第三开 关管D3的第二电极和第二功率开关管Q2的基极)，其他部分的连接关系 与图1A所示的相应部分相同，在此不再赘述。
图2A示出了根据本发明第二实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器200A的示例电路图。图2A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 200A与图1A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A在结构上的 主要不同在于，第二功率开关管Q2的基极经由启动电阻Rst连接到母线 电压Vbulk(在图1A中，第一功率开关管Q1的基极经由启动电阻Rst连 接到母线电压Vbulk)，其他部分的连接关系与图1A所示的相应部分相 同，在此不再赘述。
图2B示出了根据本发明第二实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器200B的示例电路图。图2B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 200B与图2A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器200A在结构上的 主要不同在于，第二开关管D2的第三电极接浮地(而不是连接到第三开 关管D3的第二电极和第二功率开关管Q2的基极)，其他部分的连接关系 与图2A所示的相应部分相同，在此不再赘述。
在图1A至2B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A至200B 中，仅使用变压器T的原边绕组Np和副边绕组Ns即可实现对于第一和第 二功率开关管Q1和Q2的导通与关断的控制。
在一些实施例中，可以进一步增加变压器T的辅助绕组NAUX作为屏 蔽绕组，来降低电磁干扰。例如，用于反馈采样的分压网络可以连接在变 压器T的辅助绕组NAUX和用于控制第一和第二功率开关管Q1和Q2的导 通与关断的控制芯片的GND引脚之间。此时，变压器T的辅助绕组NAUX不是供电绕组，和变压器T的原边绕组Np和副边绕组Ns没有绝对的匝数 比例关系，仅作为屏蔽层存在，其匝数根据电磁干扰测试结果调整。
图3A示出了根据本发明第三实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器300A的示例电路图。图3A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 300A与图1A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A在结构上的 主要不同在于，第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2的集电极连接到 变压器T的原边绕组Np的第一端，变压器T的原绕绕组Np的第二端连 接到母线电压Vbulk；分压电阻网络连接在变压器T的辅助绕组NAUX的第 一端和浮地之间，变压器T的辅助绕组NAUX的第二端连接到变压器T的 原边侧地；电流感测电阻Rs一端连接到射极开关管Q3的第三电极并接浮 地、另一端接变压器T的原边侧地，其他部分的连接关系和图1A所示的 相应部分相同，在此不再赘述。
图3B示出了根据本发明第三实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器300B的示例电路图。图3B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 300B与图3A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器300A在结构上的 主要不同在于，第二开关管D2的第三电极接浮地(而不是连接到第三开 关管D3的第二电极和第二功率开关管Q2的基极)，其他部分的连接关系 与图3A所示的相应部分相同，在此不再赘述。
图4A示出了根据本发明第四实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器400A的示例电路图。图4A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 400A与图3A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器300A在结构上的 主要不同在于，第二功率开关管Q2的基极经由启动电阻Rst连接到母线 电压Vbulk(在图3A中，第一功率开关管Q1的基极经由启动电阻Rst连 接到母线电压Vbulk)，其他部分的连接关系与图3A所示的相应部分相 同，在此不再赘述。
图4B示出了根据本发明第四实施例的基于原边反馈的反激式电源转 换器400B的示例电路图。图4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 400B与图4A所示的基于原边反馈的反激式电源转换器400A在结构上的 主要不同在于，第二开关管D2的第三电极接浮地(而不是连接到第三开 关管D3的第二电极和第二功率开关管Q2的基极)，其他部分的连接关系 与图4A所示的相应部分相同，在此不再赘述。
在图1A至4B所示的任意一个基于原边反馈的反激式电源转换器中， 第一至第三开关管D1至D3、开关控制电路102、以及射极开关管Q3可 以被包括在用于控制第一和第二功率开关管Q1和Q2的导通与关断的控制 芯片U1A至U4B中的相应控制芯片中。下面为了描述方便，将控制芯片 U1A至U4B统称为控制芯片U。在这种情况下，第二功率开关管Q2的集电极可以经由控制芯片U的SW引脚连接到射极开关管Q3的第二电极， 射极开关管Q3可以经由控制芯片U的GND引脚(即，控制芯片U内部 的浮地)连接到电流感测电阻Rs，形成功率回路的电流通路。对于本领域 技术人员来显而易见的是，本发明可以在不需要结合图1A至图4B所述的 这些具体细节中的一些细节的情况下实施。
图5A和5B示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转 换器中的多个信号的工作波形图，其中，D1至D3分别表示用于驱动第一 至第三开关管D1至D3的导通与关断的驱动信号，IB1是用于第一功率开 关管Q1的驱动电流，IBase表示用于第二功率开关管Q2的驱动电流，Q3 表示用于射极开关管Q3的驱动信号，Q4表示用于VDD充电控制开关管 Q4的驱动信号(VDD充电控制开关管Q4用于控制对控制芯片U的VDD 引脚连接的VDD供电电容的充放电)，VDD表示控制芯片U的VDD引 脚处的电压，Ic表示用于功率回路的原边电流，Vcs表示电流感测电阻Rs 上的电压。
具体地，图5A示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源 转换器100A至400B处于非充电工作周期时的多个信号的工作波形图。如 图5A所示，在控制芯片U的VDD供电电容处于非充电状态的工作周期 (即，非充电工作周期)中，射极开关管Q3一直处于导通状态，VDD充 电控制开关管Q4一直处于关断状态。另外，图5B示出了图1A至4B所 示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A至400B处于充电工作周期时 的多个信号的工作波形图。如图5B所示，在控制芯片U的VDD供电电 容处于充电状态的工作周期(即，充电工作周期)中，射极开关管Q3在 第二功率开关管Q2从导通状态变为关断状态的过程开始之前从导通状态 变为关断状态，第二功率开关管Q2的发射极电流IS2经由VDD充电控制 开关管Q4给VDD供电电容充电并且维持控制芯片U的工作电流。
如图1A至4B和图5A和5B所示，在一些实施例中，在第二功率开 关管Q2从关断状态变为导通状态的过程中，第一开关管D1和第一功率开 关管Q1处于导通状态且第二和第三开关管D2和D3处于关断状态，第二 功率开关管Q2的基极电流由电流源ISB1经由第一开关管D1和第一功率开 关管Q1提供。
如图1A至4B和图5A和5B所示，在一些实施例中，在第二功率开 关管Q2处于导通状态期间，在电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到预定设 置值之前，第一开关管D1和第一功率开关管Q1处于导通状态且第二和第 三开关管D2和D3处于关断状态，第二功率开关管Q2的基极电流由电流 源ISB1经由第一开关管D1和第一功率开关管Q1提供。
如图1A至4B和图5A和5B所示，在一些实施例中，在第二功率开 关管Q2处于导通状态期间，在电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到预定设 置值之后，第一开关管D1、第三开关管D3、以及第一功率开关管Q1处 于关断状态，第二开关管D2处于导通状态，第二功率开关管Q2的基极处 于浮空状态，第二功率开关管Q2的基区少数载流子维持第二功率开关管 Q2处于导通状态。
如图1A至4B和图5A和5B所示，在一些实施例中，在第二功率开 关管Q2处于关断状态期间，第一开关管D1以及第一功率开关管Q1处于 关断状态，第二和第三开关管D2和D3处于导通状态。
如图1A至4B和图5A和5B所示，在一些实施例中，在一个脉宽调 制(PWM)开关周期开始时，第一开关管D1从关断状态变为导通状态， 第二和第三开关管D2和D3处于关断状态，驱动电流IB1传导到第一功率 开关管Q1的基极，使得第一功率开关管Q1从关断状态变为导通状态。由 于第一功率开关管Q1的发射极连接到第二功率开关管Q2的基极，从第一 功率开关管Q1的发射极注入第二功率开关管Q2的基极的电流足以使第二 功率开关管Q2从关断状态变为导通状态，从而使得流过电流感测电阻Rs 的电流增大。当电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到第一预定水平时，第 一开关管D1从导通状态变为关断状态，第二开关管D2从关断状态变为导 通状态，第三开关管仍处于关断状态，使得第一功率开关管Q1从导通状态变为关断状态，第二功率开关管Q2的基极处于浮空状态，第二功率开 关管Q2的基区少数载流子维持第二功率开关管Q2处于导通状态。当电流 感测电阻Rs上的电压Vcs达到第二预定水平时，第一开关管D1仍处于关 断状态，第二开关管D2仍处于导通状态，第三开关管D3从关断状态变为 导通状态，使得第二功率开关管Q2从导通状态变为关断状态，直到下一个PWM开关周期开始为止。
在图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A至400B 中，当控制芯片U的VDD引脚处的电压超过供电电压预设值时，无需对 VDD供电电容充电，射极开关管Q3处于导通状态，VDD充电控制开关 管Q4处于关断状态，VDD供电电容给控制芯片U供电；当控制芯片U的 VDD引脚处的电压低于供电电压预设值时，射极开关管Q3处于关断状 态，VDD充电控制开关管Q4处于导通状态，第二功率开关管Q2的发射 极电流IS2给VDD供电电容充电并且维持控制芯片U的工作电流。
在图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A至400B 中，第一和第二开关管D1和D2用于控制第一功率开关管Q1的导通与关 断，第三开关管D3用于控制第二功率开关管Q2的关断。在第二功率开关 管Q2从关断状态变为导通状态的过程中，使用驱动电流IB1作为用于第二 功率开关管Q2的驱动电流，在这种情况下驱动电流IB1要足够大，使得第 二功率开关管Q2能够迅速进入饱和区，以最大限度地降低第二功率开关 管Q2的开通损耗，提高第二功率开关管Q2的开关速度。在第二功率开关 管Q2处于导通状态期间，仍然使用驱动电流IB1作为用于第二功率开关管 Q2的驱动电流。但是，用于第二功率开关管Q2的驱动电流过大会降低第 二功率开关管Q2的关断速度，增加第二功率开关管Q2的关断损耗。因 此，在第二功率开关管Q2从导通状态变为关断状态的过程开始之前，当 电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到第一预定水平时，第一开关管D1从导 通状态变为关断状态，第二开关管D2从关断状态变为导通状态，第三开 关管D3仍然处于关断状态，第二功率开关管Q2的基极处于浮空状态，此 时仅有第二功率开关管Q2的基区少数载流子维持第二功率开关管Q2的导 通状态；当电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到第二预定水平时，第一开 关管D1仍然处于关断状态，第二开关管D2仍然处于导通状态，第三开关 管D3从关断状态变为导通状态，第二功率开关管Q2存储在基极区的少数 载流子迅速复合以减小第二功率开关管Q2的关断时间，降低第二功率开 关管Q2的关断损耗，提高基于原边反馈的电源转换器100A至400B的系 统效率和输出功率。
具体地，在第二功率开关管Q2从关断状态变为导通状态的过程中， 使用驱动电流IB1作为用于第二功率开关管Q2的驱动电流，由于第一功率 开关管Q1的放大作用，第二功率开关管Q2的基极电流为hfe*IB1(hfe是 第一功率开关管Q1的放大倍数)，较大的基极电流促使第二功率开关管Q2迅速进入饱和区，降低了第二功率开关管Q2的开通损耗；在第二功率开关管Q2处于导通状态期间，流过电流感测电阻Rs的电流Ics＝Ic+hfe* IB1(Ic是功率回路的原边电流)；在电流感测电阻Rs上的电压Vcs达到 预定设置值(例如，电流感测电阻Rs上的最大电压值Vcsmax的90％)之 后，第二功率开关管Q2的基极处于浮空状态，此时仅有第二功率开关管 Q2的基区少数载流子维持第二功率开关管Q2的导通状态；当电流感测电 阻Rs上的电压Vcs达到第二预定水平(例如，电流感测电阻Rs上的最大 电压值Vcsmax)之后，第二功率开关管Q2存储在基区的少数载流子迅速 复合，减少了第二功率开关管Q2的关断时间，并降低了第二功率开关管 Q2的关断损耗。
图6A示出了图1A、2A、3A、4A所示的基于原边反馈的反激式电源 转换器100A、200A、300A、400B中的控制芯片U1A、U2A、U3A、U4A 的示例框图。图6B示出了图1B、2B、3B、4B所示的基于原边反馈的反 激式电源转换器100B、200B、300B、400B中的控制芯片U1B、U2B、U3B、U4B的示例框图。如上所述，为了描述方便，可以将控制芯片U1A 至U4A和U1B至U4B统称为控制芯片U。如图6A和6B所示，除了第一 至第三开关管D1至D3、开关控制电路102、以及射极开关管Q3可以被 包括在控制芯片U中以外，控制芯片U还可以包括：
芯片供电电路104：连接到控制芯片U的VDD引脚，包括欠压锁定 (UVLO)、过压保护(OVP)、参考电压与参考电流(Vref&Iref)三部 分，用于为芯片内部电路提供工作电压、参考电压Vref、以及参考电流 Iref。当VDD引脚处的电压超过UVLO电压后，芯片内部电路开始工作。 当VDD引脚处的电压超过OVP阈值时，芯片内部电路进入自动恢复保护 状态，以防止控制芯片U损坏。
反馈控制电路106：连接到控制芯片U的FB引脚、恒压(CV)控制 电路108、以及逻辑控制电路116，包括采样器、运算放大器(EA)、压 降补偿、以及输出过压/欠压保护(OVP/UVP)等部分。采样器根据从变 压器T的原边绕组Np接收到的、表征变压器T的副边绕组Ns上的***输 出电压的输出电压反馈信号，生成输出电压采样信号并将输出电压采样信 号提供给运算放大器。运算放大器根据输出电压采样信号和参考电压Vref 生成误差放大信号，并将误差放大信号提供给恒压(CV)控制电路108和 压降补偿部分。压降补偿部分基于误差放大信号生成压降补偿信号(此环 路为正反馈)。输出OVP/UVP部分根据输出电压反馈信号生成OVP信号 和UVP信号，并将OVP信号和UVP信号提供给逻辑控制电路116。
CV控制电路108：连接到控制芯片U的CS引脚和反馈控制电路 106，用于控制基于原边反馈的反激式电源转换器的输出电压恒定。
恒流(CC)控制电路110：连接到控制芯片U的FB引脚和逻辑控制 电路116，用于控制基于原边反馈的反激式电源转换器的输出电流恒定， 并且可以通过电流感测电阻Rs来调整基于原边反馈的反激式电源转换器 的输出电流的大小。
电流感测控制电路112：连接到控制芯片U的CS引脚和逻辑控制电 路116，包括前沿消隐(LEB)和过流保护(OCP)比较器两个部分，用 于实现基于原边反馈的反激式开关电源转换器的过流保护。
振荡器(OSC)电路114：用于产生高频锯齿波信号提供给逻辑控制 电路116，供逻辑控制电路116用以生成占空比可调的方波信号。
逻辑控制电路116：用于将来自各个电路模块的输入信号进行逻辑分 析，输出逻辑控制信号给开关控制电路102。
保护电路118：用于在检测到异常故障信息时，使控制芯片U进入自 动恢复保护状态，避免控制芯片U损坏。
在图6A和6B所示的控制芯片U的启动过程中，射极开关管Q3处于 关断状态，启动电流从母线电压Vbulk经由启动电阻Rst、第一和第二功 率开关管Q1和Q2二者(或者仅第二功率开关管Q2)、VDD充电控制开 关管Q4给VDD供电电容充电，当控制芯片U的VDD引脚处的电压超过 UVLO时，射极开关管Q3从关断状态变为导通状态。这里，VDD充电控 制开关管Q4可以采用P型金属氧化物半导体场效应晶体管(P- MOSFET)也可以采用一个二极管(diode)来实现。
这里，需要说明的是，开关控制电路102用于根据逻辑控制电路116 提供的逻辑控制信号产生分别用于控制第一至第三开关管D1至D3的导通 与关断的三个控制信号，第一至第三开关管D1至D3在开关控制电路102 的控制下导通和关断，第一和第二功率开关管Q1和Q2在第一至第三开关 管D1至D3的控制下导通和关断。第一至第三开关管D1、D2、D3可以采用N型金属氧化物半导体场效应晶体管(N-MOSFET)或双极型晶体管 (BJT)来实现。第一开关管D1也可以采用P型金属氧化物半导体场效应 晶体管(P-MOSFET)来实现。
在图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器100A至400B 中，虽然电流源ISB1和第一开关管D1被示出为直接连接在一起，但是电 流源ISB1并不是一定要直接连接一个开关管，只要电流源ISB1能够在第二 功率开关管Q2处于导通状态时提供驱动电流IB1，在第二功率开关管Q2 处于关断状态时不提供驱动电流IB1即可；驱动电流IB1可以是斜坡上升电 流、恒定电流、或者随流过电流感测电阻Rs的电流Ics以一定比例关系变 化的电流，即ISB1＝Io+α*Ics,其中，Io是一个电流常量，α是预定系数。
换句话说，图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 100A至400B中与电流源ISB1和第一开关管D1有关的电路部分也可以实 现为其他形式，其中，用于第一功率开关管Q1和第二功率开关管Q2的驱 动电流IB1由电流源ISB1在第一开关管D1的控制下提供。图7A示出了与 电流源ISB1和第一开关管D1有关的电路部分的示例实现方式的示意图。 如图7A所示，驱动电流IB12由电流源ISB1在第一开关管D1的控制下提 供，其中：当第一开关管D1处于导通状态时，电流源ISB1的电流全部流 经第一开关管D1并用作驱动电流IB1；在这种情况下，第一开关管D1的 面积相对较大。
图7B示出了与电流源ISB1和第一开关管D1有关的电路部分的另一示 例实现方式的示意图。如图7B所示，电流源ISB1被实现为镜像电流源， 用于镜像电流源的基准电流源ISBN在第一开关管D1的控制下被包括在镜 像电流源中或不被包括在镜像电流源中，其中：当第一开关管D1处于导 通状态时，基准电流源ISBN的电流经镜像产生作为驱动电流IB1的镜像电 流，基准电流源ISBN的电流仅为驱动电流IB1的1/n；当第一开关管D1处 于关断状态时，基准电流源ISBN的电流不被镜像，驱动电流IB1为零。在 这种情况下，流经第一开关管D1的电流比较小，第一开关管D1的面积相 对图7A所示的情况大大减小。另外，图7B中增加了二极管(diode)， 用于在启动电阻Rst直接连接到第一功率开关管Q1的基极时，防止启动 电流流向镜像电流源。
在一些实施例中，可以通过第一开关控制电路来控制第一和第二开关 管D1和D2的导通与关断，并通过第二开关控制电路来控制第三开关管 D3的导通与关断。另外，第一和第二功率开关管Q1和Q2可以是两个独 立的功率开关管，也可以形成在一个芯片封装中；或者控制芯片U可以与 第一和第二功率开关管Q1和Q2形成在一个三芯片封装中。
图8示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 100A至400B中的第一和第二功率开关管Q1和Q2的示例封装示意图。如 图8所示，第一和第二功率开关管Q1和Q2可以被包括在同一个单基岛芯 片封装中(其中，第一和第二功率开关管Q1和Q2的集电极相连)，并且 该单基岛芯片封装的详细引脚信息如下：
1引脚为第一电流引脚，用于接收驱动电流IB1，连接到第一功率开关 管Q1的基极区；
2引脚为第二电流引脚，连接到第一功率开关管Q1的发射极区和第二 功率开关管Q2的基极区；
3/4引脚为发射极引脚，连接到第二功率开关管Q2的发射极区，为了 增大散热面积、降低温度，可以采用多根打线、多引脚封装，例如分别通 过两组打线连接两个引脚，每组打线包含的打线的具体根数可以根据第二 功率开关管Q2的发射极区的面积确定；
5～8引脚为集电极引脚，连接到第一和第二功率开关管Q1和Q2的集 电极区，为了散热和印刷电路板布局方便，采用多引脚封装，第一和第二 功率开关管Q1和Q2的集电极区位于晶体管背面，所以第一和第二功率开 关管Q1和Q2可以采用导电胶和芯片基岛连接，无需打线，阻抗最小。
图9示出了图1A至4B所示的基于原边反馈的反激式电源转换器 100A至400B中的第一和第二功率开关管Q1和Q2以及控制芯片U的示 例封装示意图。如图9所示，第一和第二功率开关管Q1和Q2采用平铺形 式封装，控制芯片U和第二功率开关管Q2采用叠代形式封装。具体的封 装形式可以根据基岛个数和形状进行调整，不局限于8引脚封装形式。图 6所示的示例封装的详细引脚信息如下：
1、2、3引脚为用于控制芯片U的控制引脚，连接到控制芯片U的内 部焊垫；
4引脚为发射极引脚，连接到第二功率开关管Q2的发射极区，为了增 大散热面积、降低温度，可以采用多根打线方式降低打线阻抗，打线的具 体根数可以根据第二功率开关管Q2的发射极区的面积确定；
5～8引脚为集电极引脚，连接到第一和第二功率开关管Q1和Q2的集 电极区，为了散热和印刷电路板布局方便，采用多引脚封装，第一和第二 功率开关管Q1和Q2的集电极区位于晶体管背面，采用导电胶和基岛连 接，无需打线，阻抗最小。
图9所示的示例封装可以增加多余引脚，不增加***引脚成本，整个 ***电路简单、***器件少、***成本低。
综上所述，在根据本发明实施例的基于原边反馈的反激式电源转换器 中，采用三个开关管来组合驱动功率开关管，降低了功率开关管的驱动电 流损耗，提高了功率开关管的开通速度。另外，通过在功率开关管从导通 状态变为关断状态过程开始之前使得功率开关管的导通状态由其基区载流 子维持，使得关断时能迅速抽取功率开关管的基极区中剩余的少数载流 子，提高关断速度，降低关断损耗，从而可以提高功率开关管在中功率系 统上的应用范围。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。当 前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围 由所附权利要求而非上述描述定义，并且落入权利要求的含义和等同物的 范围内的全部改变都被包括在本发明的范围中。

Claims (13)

1.一种基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，包括变压器、第一和第二功率开关管、电流源、第一、第二、和第三开关管、射极开关管、以及开关控制电路，其中：
所述第一、第二、和第三开关管的第一电极分别连接到所述开关控制电路的第一、第二、和第三输出端，所述第二开关管的第二电极连接到所述第一功率开关管的基极、第三电极连接到所述第二功率开关管的基极或接浮地，所述第三开关管的第二电极连接到所述第二功率开关管的基极、第三电极接浮地，
所述第一功率开关管的集电极连接到母线电压或所述变压器的原边绕组、基极连接到所述第二开关管的第二电极、发射极连接到所述第二功率开关管的基极，用于所述第一功率开关管的驱动电流由所述电流源在所述第一开关管的控制下提供，
所述第二功率开关管的集电极连接到所述母线电压或所述变压器的原边绕组、基极连接到所述第三开关管的第二电极、发射极连接到所述射极开关管的第二电极，并且
所述射极开关管的第一电极连接到所述开关控制电路的第四输出端、第二电极连接到所述第二功率开关管的发射极、第三电极连接到电流感测电阻并接浮地或经由电流感测电阻接所述变压器的原边侧地。
2.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，在所述第二功率开关管从关断状态变为导通状态的过程中，所述第一开关管和所述第一功率开关管处于导通状态且所述第二和第三开关管处于关断状态，所述第二功率开关管的基极电流由所述电流源经由所述第一开关管和所述第一功率开关管提供。
3.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，在所述第二功率开关管处于导通状态期间，在所述电流感测电阻上的电压达到预定设置值之前，所述第一开关管和所述第一功率开关管处于导通状态且所述第二和第三开关管处于关断状态，所述第二功率开关管的基极电流由所述电流源经由所述第一开关管和所述第一功率开关管提供。
4.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，在所述第二功率开关管处于导通状态期间，在所述电流感测电阻上的电压达到预定设置值之后，所述第一开关管、所述第三开关管、以及所述第一功率开关管处于关断状态，所述第二开关管处于导通状态，所述第二功率开关管的导通状态由所述第二功率开关管的基区载流子维持。
5.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，在所述第二功率开关管处于关断状态期间，所述第一开关管和所述第一功率开关管处于关断状态，所述第二和第三开关管处于导通状态。
6.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述第一、第二、和第三开关管被实现为功率开关管或场效应晶体管。
7.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，还包括控制芯片，所述第一、第二、和第三开关管、所述开关控制电路、以及所述射极开关管被包括在所述控制芯片中。
8.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述第一和第二功率开关管被包括在同一个单基岛芯片封装中。
9.如权利要求8所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述单基岛芯片封装具有第一电流引脚、第二电流引脚、至少一个发射极引脚、以及至少一个集电极引脚。
10.如权利要求7所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述第一和第二功率开关管以及所述控制芯片被包括在同一个芯片封装中。
11.如权利要求10所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述第一和第二功率开关管采用平铺形式封装，并且所述控制芯片和所述第二功率开关管采用叠代形式封装。
12.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述第一开关管的第二电极连接到所述电流源、第三电极连接到所述第二开关管的第二电极。
13.如权利要求1所述的基于原边反馈的反激式电源转换器，其特征在于，所述电流源被实现为镜像电流源，所述第一开关管用于控制用于所镜像电流源的基准电流源是否被包括在所述镜像电流源中。
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