CN115189561A - 一种频率可调的cft控制电路 - Google Patents

Abstract

一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：所述CFT控制电路，用于DCDC转换器中以对PWM单元进行控制，该电路包括导通时间控制单元、关断时间控制单元、RS触发器；其中，所述导通时间控制单元，用于触发所述PWM单元的高电平信号以导通所述DCDC转换器的高端功率管；所述关断时间控制单元，基于所述DCDC转换器的输出电压限制实现对DCDC转换器的定频或变频模式，并触发所述PWM单元的低电平信号以关断所述DCDC转换器的低端功率管。本发明电路结构简单、构思巧妙，充分适应现有技术中的DCDC转换器，参数可调度高，使得DCDC转换器的输出电压足够稳定。

Description

一种频率可调的CFT控制电路

技术领域

本发明涉及集成电路领域，更具体地，涉及一种频率可调的CFT控制电路。

背景技术

DCDC(Direct Current Direct Current，直流直流)转换器作为一种能够转变输入电压并有效固定输出电压的电子器件被广泛的应用于手机、MP3、数码相机、便携式媒体播放器等电子产品中。通常来说，DCDC转换器可以被分为BOOST升压型、BUCK降压型以及升降压型三类。根据转换器高低功率管电压控制方式的不同，DCDC转换器还可包括PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)、PFM(Pulse Frequency Modulation，脉冲频率调制)等不同的控制类型。其中，PWM控制类型由于其具有效率高、输出电压信噪比高等特点得到了最为广泛的应用。

对于PWM电路的控制，现有技术中经常存在电压模式、峰值电流模式、恒定导通时间(COT，Constant On-time)模式、恒定关断时间(CFT，Constant Off-time)模式等。其中，恒定关断时间模式能够配合Turbo模式(以多个周期为间隔，在部分间隔时间内采用PWM信号控制高端功率管，剩余间隔时间内屏蔽PWM信号并始终关断高端功率管，并在多个间隔下实现Turbo，从而将电感电流保持在较低范围，且输出功率相对稳定)，从而使得DCDC转换器具备良好的瞬态响应、频率稳定性较高，另外通过最小关断时间来控制PWM，也能够在占空比过大时确保PWM合理降频从而确保输出电压稳定。

然而，这种电路仍然存在一定的问题，例如，当后级负载所需的输出电压较小时，由于CFT的频率稳定性相对较高，而占空比的实现也受到PWM单元电路的限制，在占空比极小时，即使采用Turbo模式，仍会出现输出电压飘高的问题。这将导致DCDC转换器的输出电压难以满足后级负载的需求，使得后级负载电路发生故障。

针对上述问题，本发明中提供了一种频率可调的CFT控制电路。

发明内容

为解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于，提供一种频率可调的CFT控制电路，该电路通过两个不同的交流小信号元件来对功率管的关断延时进行控制，使得关断延时电压的坡度可调节，从而实现了CFT控制电路在定频和变频两种不同状态下实现稳定的电压输出。

本发明采用如下的技术方案。

本发明第一方面，涉及一种频率可调的CFT控制电路，其中，CFT控制电路，用于DCDC转换器中以对PWM单元进行控制，该电路包括导通时间控制单元、关断时间控制单元、RS触发器；导通时间控制单元，用于触发PWM单元的高电平信号以导通DCDC转换器的高端功率管；关断时间控制单元，基于DCDC转换器的输出电压限制实现对DCDC转换器的定频或变频模式，并触发PWM单元的低电平信号以关断DCDC转换器的低端功率管。

优选的，导通时间控制单元，基于电感峰值电流和最小导通时间控制RS触发器生成低电平信号以实现高端功率管的导通。

优选的，关断时间控制单元，基于占空延时和最小关断时间控制RS触发器生成高电平信号以实现高端功率管的关断。

优选的，占空延时基于占空延时发生单元产生；并且，占空延时发生单元包括参考电压生成单元、坡度电压生成单元、第一比较单元；其中，参考电压生成单元，用于生成参考电压；坡度电压生成单元，用于在RS触发器的输出信号切换至低电平信号时，开始输出逐渐升高的坡度电压并开启占空延时计时；第一比较单元，用于对参考电压生成单元的参考电压和坡度电压生成单元的坡度电压进行比较，并在坡度电压升高至所述参考电压时，输出占空延时结束信号。

优选的，参考电压生成单元包括第一交流小信号元件、第二交流小信号元件，分流电阻；第一交流小信号元件与第二交流小信号元件依次串联并接入至电源电压和地电位之间；分流电阻并联在第二交流小信号元件两端。

优选的，第一交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_in，第二交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_out；其中，g_m1为第一交流小信号元件、第二交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为DCDC转换器的输入电压、输出电压。

优选的，坡度电压生成单元包括第三交流小信号元件、第四交流小信号元件、坡度电容、开关元件和第二比较单元；其中，第三交流小信号元件和第四交流小信号元件一端接入电源电压，另一端与第二比较单元连接，第二比较单元输出第三交流小信号元件和第四交流小信号元件中较小的输出电流；坡度电容与开关元件并联后一端与第二比较单元的输出端连接，另一端接地；开关元件的导通和关断基于RS触发器的输出信号控制。

优选的，第三交流小信号元件的输出电流为g_m3·V_in，第四交流小信号元件的输出电流为g_m4·V_out；其中，第四交流小信号元件为一个或多个小信号元件组成的电路；并且，g_m3和g_m4分别为第三交流小信号元件、第四交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为DCDC转换器的输入电压、输出电压。

优选的，第一比较单元的正相输入端与坡度电容的上极板连接，负相输入端与参考电压连接。

优选的，当DCDC转换器的占空比大于g_m3/g_m4时，DCDC转换器处于定频工作模式，占空延时为(1-D)·T，DCDC转换器的频率为

当DCDC转换器的占空比小于g_m3/g_m4时，DCDC转换器处于变频工作模式，占空延时为

DCDC转换器的频率为

本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中的一种频率可调的CFT控制电路，能够通过两个不同的交流小信号元件来对功率管的关断延时进行控制，使得关断延时电压的坡度可调节，从而实现了CFT控制电路在定频和变频两种不同状态下实现稳定的电压输出。本发明电路结构简单、构思巧妙，充分适应现有技术中的DCDC转换器，参数可调度高，使得DCDC转换器的输出电压足够稳定。

附图说明

图1为现有技术中的一种DCDC转换器；

图2为现有技术中的一种CFT控制电路；

图3为现有技术中的一种CFT控制电路中占空延时发生单元的电路结构示意图；

图4为本发明中的一种频率可调的CFT控制电路中站控延时发生单元的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本申请作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本申请的保护范围。

图1为现有技术中的一种DCDC转换器。如图1所示，现有技术中常用的降压型DCDC转换器包括高端功率管S1、低端功率管S2，两个功率管交错循环导通或关断，从而使得电感电流波动输出，输出电压稳定为后级负载提供电源。

图2为现有技术中的一种CFT控制电路。如图2所示，现有技术中的CFT控制电路可以应用于图1中的DCDC转换器。该CFT控制电路包括导通时间控制单元、关断时间控制单元和RS触发器。

其中，导通时间控制单元根据误差放大器EA输出的电感峰值电流I_peak和最小导通时间minT_on来控制高端功率管的导通时刻，而关断时间控制单元则根据最小关断时间minT_off和占空延时OFFTIME来实现高端功率管的关断时刻控制。通过RS触发器，上述两个单元的信号可以被输入至PWM单元中，从而通过PWM控制高端功率管和低端功率管的状态。

图3为现有技术中的一种CFT控制电路中占空延时发生单元的电路结构示意图。如图3所示，现有技术中采用这种交流小信号元件来实现图2中OFFTIME模块，也就是占空延时发生单元的延时结束时刻信号的输出。

具体来说，图中电流源形式表示的元件为交流小信号元件，最常用的可以为双极性晶体管(BJT，Bipolar Junction Transistor)等。

这种元件的跨导可以如图3中的g_m1和g_m3来分别表示，另外元件的输入电压可以分别为图3中的DCDC转换器的输入电压V_in和输出电压V_out。因此，对于这类交流小信号来说，其输出电流就可以分别被表示为g_m1·V_in、g_m1·V_out和g_m3·V_in。图3中的电阻R实现了分压作用，从而生成了稳定参考电压V_ref。而输出电流为g_m3·V_in的元件则在开关断开时实现对于电容的缓慢充电，从而实现了坡度电压V_slope的输出，另外开关导通时，则可以将坡度电压迅速的降回0V，从而使得坡度电压重新开始计时。比较器比较参考电压和坡度电压后，实现延时结束时刻的信号输出，从而实现了OFFTIME模块的计时。

如前文所述，这种电路由于电路中的参数固定，因此周期固定，频率不变。但是，当DCDC转换器占空比极小时，将会不可避免的导致输出电压的升高。

图4为本发明中的一种频率可调的CFT控制电路中站控延时发生单元的电路结构示意图。如图4所示，本发明涉及一种频率可调的CFT控制电路，该CFT控制电路，用于DCDC转换器中以对PWM单元进行控制，电路包括导通时间控制单元、关断时间控制单元、RS触发器；其中，导通时间控制单元，用于触发PWM单元的高电平信号以导通DCDC转换器的高端功率管；关断时间控制单元，基于DCDC转换器的输出电压限制实现对DCDC转换器的定频或变频模式，并触发PWM单元的低电平信号以关断DCDC转换器的低端功率管。

可以理解的是，CFT控制电路能够对DCDC转换器的PWM单元实现调节，也可以将其理解为PWM单元中的一部分，从而参与PWM输出信号的实现。

该控制电路对PWM信号的影响主要包括对PWM信号上升沿时刻和PWM信号下降沿时刻的影响。其中，导通时间控制单元，主要控制PWM信号的上升沿时刻，以确定DCDC转换器中高端功率管的导通时间，而关断时间控制单元则用于控制PWM信号的下降沿时刻，以确定DCDC转换器中高端功率管的关断时间。而RS触发器则可以实现对上述单元信号的聚合。

具体来说，在本发明中，关断时间控制单元可以基于交流小信号元件来对DCDC转换器的时间周期长短进行控制，从而使得CFT电路工作在变频和定频两种不同的工作模式下。

当电路占空比较高时，CFT电路可以工作在定频模式下，而当电路占空比极小，无法满足对输出电压的精确控制，输出电压飘高后，则可以改变电路的频率，从而使得在最小占空比下，输出电压的稳定。

优选的，导通时间控制单元，基于电感峰值电流和最小导通时间控制RS触发器生成低电平信号以实现高端功率管的导通。

可以理解的是，本发明中的导通时间控制单元与现有技术中的CFT电路结构类似。其中电感峰值电流的生成方式也与现有技术类似。首先可以基于误差放大器，对于参考电压和反馈电压FB进行比较后生成基准电流Iref，而后根据电感电流进行采样获得Isense，将两者进行比较后，得到Isense的峰值，也就是本文中所述的电感峰值电流Ipeak。

当电感峰值电流来临时，如果最小导通时间同时符合要求，电路就会将RS触发器的R端置高。由于此时的S端电压为低电平状态，则RS触发器的Q端输出为低电平。此时，可以控制PWM输出信号为高，从而导通高端功率管。

优选的，关断时间控制单元，基于占空延时和最小关断时间控制RS触发器生成高电平信号以实现高端功率管的关断。

可以理解的是，关断时间控制单元则用于控制RS触发器的S端信号高低电平状态，当S为高电平时，恰好R端为低电平，则Q端的输出电平为高，则电路能够确保PWM信号的低电平状态，从而截止高端功率管。

优选的，占空延时基于占空延时发生单元产生；并且，占空延时发生单元包括参考电压生成单元、坡度电压生成单元、第一比较单元；其中，参考电压生成单元，用于生成参考电压；坡度电压生成单元，用于在RS触发器的输出信号切换至低电平信号时，开始输出逐渐升高的坡度电压并开启占空延时计时；第一比较单元，用于对参考电压生成单元的参考电压和坡度电压生成单元的坡度电压进行比较，并在坡度电压升高至参考电压时，输出占空延时结束信号。

可以理解的是，占空延时发生单元也就是图2中的OFFTIME模块，其具体电路结构如图4所示。下文将对该单元的原理进行具体描述。

优选的，参考电压生成单元包括第一交流小信号元件、第二交流小信号元件，分流电阻；第一交流小信号元件与第二交流小信号元件依次串联并接入至电源电压和地电位之间；分流电阻并联在第二交流小信号元件两端。

可以理解的是，本发明中的参考电压根据并联的第二交流小信号元件和分流电阻实现对于第一交流小信号元件的分流。

优选的，第一交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_in，第二交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_out；其中，g_m1为第一交流小信号元件、第二交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为DCDC转换器的输入电压、输出电压。

由此可知，分流电阻支路上的电流大小为g_m1·V_in-g_m1·V_out，在这种情况下，电阻R生成的参考电压的大小就可以为(g_m1·V_in-g_m1·V_out)·R。

优选的，坡度电压生成单元包括第三交流小信号元件、第四交流小信号元件、坡度电容、开关元件和第二比较单元；其中，第三交流小信号元件和第四交流小信号元件一端接入电源电压，另一端与第二比较单元连接，第二比较单元输出第三交流小信号元件和第四交流小信号元件中较小的输出电流；坡度电容与开关元件并联后一端与第二比较单元的输出端连接，另一端接地；开关元件的导通和关断基于RS触发器的输出信号控制。

可以理解的是，在该电路的另一方面中，还存在一个坡度电压生成单元，该单元能够通过第三或第四交流小信号元件来对坡度电容进行充电，从而在充电的过程中使得电容的上极板产生逐渐上升的坡度电压。

如图3和图4中所示，当第一比较单元输出的Toff-end翻高时，开关元件会发生导通，从而迅速放电，保持斜坡电压为0V。而当芯片的开关管脚SW处于下降沿时，此时电感电流通常处于峰值上，高端功率管会发生关断，而开关元件则同步关断，开始为电容C进行充电，也就是OFFTIME模块开始计时。

优选的，第三交流小信号元件的输出电流为g_m3·V_in，第四交流小信号元件的输出电流为g_m4·V_out；其中，第四交流小信号元件为一个或多个小信号元件组成的电路；并且，g_m3和g_m4分别为第三交流小信号元件、第四交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为DCDC转换器的输入电压、输出电压。

可以理解的是，在该电路中，第三交流小信号元件的输入可以为DCDC转换器的输入电压V_in，而第四交流小信号元件的输入则可以为DCDC转换器的输出电压V_out。需要说明的是，本发明中的第四交流小信号元件，特别的，也可以实际上由多个元件组成，也可以是从分流电阻或从第二交流小信号元件、或者是与上述元件具备相同参数的其他元件的输出电流上进行分流后获得的。

经过第二比较单元的控制，电路实际上可以在占空比大小不同的情况下选择第三交流小信号元件或第四交流小信号元件的输出电流来对电容C进行充电。

优选的，第一比较单元的正相输入端与坡度电容的上极板连接，负相输入端与参考电压连接。

在本发明中，第一比较单元用来实现参考电压和坡度电压之间的比较。本发明一实施例中，可以设计取值固定的参考电压与斜坡电压的最大值相等，从而使得斜坡电压上升到与参考电压相等时，比较单元的输出端信号发生翻转，从而使得图2中的OFFTIME的输出发生翻转。

优选的，当DCDC转换器的占空比大于g_m3/g_m4时，DCDC转换器处于定频工作模式，占空延时为(1-D)·T，DCDC转换器的频率为

当DCDC转换器的占空比小于g_m3/g_m4时，DCDC转换器处于变频工作模式占空延时为

DCDC转换器的频率为

可以理解的是，在第二比较单元的作用下，当占空比较大时，也就是第三交流小信号元件的输出电流小于第四交流小信号元件的输出电流时，DCDC转换器按照原有的逻辑进行工作。

此时，设计电路中第一、第二交流小信号元件的跨导相等，则参考电压大小为V_ref＝(g_m1·V_in-g_m1·V_out)·R，由于占空比D＝V_out/V_in，因此可以有参考电压等于g_m1·V_in·(1-D)·R。另外，斜坡电压上极板的电压满足V_slope1＝(g_m3·V_in·t)/C。如果斜坡电压和参考电压相等，则电容的充电时间t则为占空延时结束信号的翻转时刻T_off。

因此，计算g_m1·V_in·(1-D)·R＝(g_m3·V_in·t)/C，则有T_off1＝g_m1·(1-D)·RC/g_m3。进一步的，由于关断时长，也就是翻转时刻满足T_off1＝(1-D)·T₁，则有DCDC转换器的固定周期为T₁＝g_m1·RC/g_m3。

另一个方面，当第三交流小信号元件的输出电流大于第四交流小信号元件的输出电流时，坡度电容通过第四交流小信号元件来进行充电。此时，参考电压仍然为g_m1·V_in·(1-D)·R。而斜坡电压则为V_slope2＝(g_m4·V_out·t)/C。此时，联立等式g_m1·V_in·(1-D)·R＝(g_m4·V_out·t)/C，则有

将上述内容进一步化简，则有

在这种情况下，DCDC转换器的频率也会随着占空比的大小而发生些微变化，此时DCDC转换器中高端、低端功率管的周期为

此时，CFT电路中无论是T_off2还是T₂都会随着占空比的大小而进行自动调节，尤其是在占空比极小时，通过延长周期则能够保证输出电压不会飘高，电感峰值电流的发生时间在每个周期内也都能够晚于最小导通时间，进一步控制电路输出的稳定。而当占空比并不处于极小状态时，还能够采用原有的逻辑实现电路的定频工作，对原有电路的性能不会造成任何影响。

本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中的一种频率可调的CFT控制电路，能够通过两个不同的交流小信号元件来对功率管的关断延时进行控制，使得关断延时电压的坡度可调节，从而实现了CFT控制电路在定频和变频两种不同状态下实现稳定的电压输出。本发明电路结构简单、构思巧妙，充分适应现有技术中的DCDC转换器，参数可调度高，使得DCDC转换器的输出电压足够稳定。

本发明申请人结合说明书附图对本发明的实施示例做了详细的说明与描述，但是本领域技术人员应该理解，以上实施示例仅为本发明的优选实施方案，详尽的说明只是为了帮助读者更好地理解本发明精神，而并非对本发明保护范围的限制，相反，任何基于本发明的发明精神所作的任何改进或修饰都应当落在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述CFT控制电路，用于DCDC转换器中以对PWM单元进行控制，该电路包括导通时间控制单元、关断时间控制单元、RS触发器；

其中，所述导通时间控制单元，用于触发所述PWM单元的高电平信号以导通所述DCDC转换器的高端功率管；

所述关断时间控制单元，基于所述DCDC转换器的输出电压限制实现对DCDC转换器的定频或变频模式，并触发所述PWM单元的低电平信号以关断所述DCDC转换器的低端功率管。

2.根据权利要求1中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述导通时间控制单元，基于电感峰值电流和最小导通时间控制所述RS触发器生成低电平信号以实现所述高端功率管的导通。

3.根据权利要求2中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述关断时间控制单元，基于占空延时和最小关断时间控制所述RS触发器生成高电平信号以实现所述高端功率管的关断。

4.根据权利要求3中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述占空延时基于占空延时发生单元产生；并且，

所述占空延时发生单元包括参考电压生成单元、坡度电压生成单元、第一比较单元；其中，

所述参考电压生成单元，用于生成参考电压；

所述坡度电压生成单元，用于在所述RS触发器的输出信号切换至低电平信号时，开始输出逐渐升高的坡度电压并开启占空延时计时；

所述第一比较单元，用于对所述参考电压生成单元的参考电压和坡度电压生成单元的坡度电压进行比较，并在所述坡度电压升高至所述参考电压时，输出占空延时结束信号。

5.根据权利要求4中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述参考电压生成单元包括第一交流小信号元件、第二交流小信号元件，分流电阻；

所述第一交流小信号元件与第二交流小信号元件依次串联并接入至电源电压和地电位之间；

所述分流电阻并联在第二交流小信号元件两端。

6.根据权利要求5中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述第一交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_in，所述第二交流小信号元件的输出电流为g_m1·V_out；

其中，g_m1为所述第一交流小信号元件、所述第二交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为所述DCDC转换器的输入电压、输出电压。

7.根据权利要求6中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述坡度电压生成单元包括第三交流小信号元件、第四交流小信号元件、坡度电容、开关元件和第二比较单元；

其中，所述第三交流小信号元件和第四交流小信号元件一端接入电源电压，另一端与所述第二比较单元连接，所述第二比较单元输出第三交流小信号元件和第四交流小信号元件中较小的输出电流；

所述坡度电容与所述开关元件并联后一端与所述第二比较单元的输出端连接，另一端接地；

所述开关元件的导通和关断基于所述RS触发器的输出信号控制。

8.根据权利要求7中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述第三交流小信号元件的输出电流为g_m3·V_in，所述第四交流小信号元件的输出电流为g_m4·V_out；

其中，所述第四交流小信号元件为一个或多个小信号元件组成的电路；

并且，g_m3和g_m4分别为所述第三交流小信号元件、所述第四交流小信号元件的跨导，V_in和V_out分别为所述DCDC转换器的输入电压、输出电压。

9.根据权利要求8中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

所述第一比较单元的正相输入端与所述坡度电容的上极板连接，负相输入端与所述参考电压连接。

10.根据权利要求9中所述的一种频率可调的CFT控制电路，其特征在于：

当所述DCDC转换器的占空比大于g_m3/g_m4时，所述DCDC转换器处于定频工作模式，所述占空延时为(1-D)·T，所述DCDC转换器的频率为

当所述DCDC转换器的占空比小于g_m3/g_m4时，所述DCDC转换器处于变频工作模式，所述占空延时为

所述DCDC转换器的频率为

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