CN115173730A - 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法 - Google Patents

一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115173730A
CN115173730A CN202210801355.5A CN202210801355A CN115173730A CN 115173730 A CN115173730 A CN 115173730A CN 202210801355 A CN202210801355 A CN 202210801355A CN 115173730 A CN115173730 A CN 115173730A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mode
voltage
zero
converter
zero voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210801355.5A
Other languages
English (en)
Inventor
朱文杰
曹晓雅
李学武
李云飞
薛翔天
晋登泽
林旭梅
唐旭
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shandong Yutong Electric Group Kunhe Electric Power Engineering Co ltd
Qindao University Of Technology
Original Assignee
Shandong Yutong Electric Group Kunhe Electric Power Engineering Co ltd
Qindao University Of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shandong Yutong Electric Group Kunhe Electric Power Engineering Co ltd, Qindao University Of Technology filed Critical Shandong Yutong Electric Group Kunhe Electric Power Engineering Co ltd
Priority to CN202210801355.5A priority Critical patent/CN115173730A/zh
Publication of CN115173730A publication Critical patent/CN115173730A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

本发明涉及变换器技术领域，具体地说，涉及一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法。包括：确定变换器的主电路；通过载波和调制波来产生各开关管的驱动信号，在各开关管之间加入死区时间；设计在两种功率方向下的安全工作计算方法，使单相逆变桥/整流桥的同一桥臂上下开关管开关时刻互补；在周波变换器切换时，钳位电路中同一桥臂上下开关管给交流电网侧电感电流和变压器绕组的电流提供通路。本发明设计通过调制，使高频隔离变换器各功率开关工作在逆变模式下和整流模式下均能高效安全换流；可以提高工作效率，减小电磁干扰；该变换器属于单级功率变换，无直流环节，解决了直流母线电解电容器寿命短等问题，提高了变换器的可靠性。

Description

一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，具体地说，涉及一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法。
背景技术
近年来，全球能源危机愈演愈烈，随着经济的发展和科学技术的不断进步，开发利用新能源来逐步替代化石能源已成为必然趋势。大量新能源装备的接入，给电能变换装置提出了更高的要求。传统的电能变换装置以单功率方向为主，结构和控制相对比较简单，但增加了***的模块数量和经费，降低了变换器的功率因数。为提高***功率因数，减少模块数量，双向功率传输的变换器成为人们的重点关注。双向功率传输的变换器在充电和放电的模式下，都可以调配进入电网的无功功率，以便调节电网电压。
高频链变换器以其高功率密度、体积小、重量轻等特点引起了人们的广泛关注。传统的高频隔离DC/AC变换器和AC/DC变换器通常有三个功率转换阶段：包含高频变压器的DC到HF(高频)AC变换器、高频二极管整流器和PWM逆变器，但三级功率变换会降低变换器的效率，且因其中间有一级是二极管整流电路，所以功率是单方向的，限制了高频变换器的应用。同时，因为功率变换等级较多，导致效率降低；两级功率变换需要单独的控制器，控制较复杂；直流母线的大电容会降低可靠性。
双向高频链逆变器由DC/HFAC变换器和HFAC/AC变换器组成，允许直流侧和交流侧的功率双向流动，即既可以当作高频链逆变器，反过来也可以当作高频链整流器使用。由于功率的双向传输，变换器工作在逆变模式和整流模式下的各开关时间范围会有所不同，功率器件的安全换流成为一个值得关注的问题，
以上论述表明，具有双向功率传输的单级高频隔离变换器以其独特的优点越来越受到工业界关注，如何实现双向功率传输，实现各功率开关的安全换流，成为迫在眉睫的问题。鉴于此，我们提出了一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述技术问题的解决，本发明的目的在于，提供了一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，包括如下步骤：
S1、确定变换器的主电路，包括：单相逆变桥/整流桥和谐振电感、高频隔离变压器、周波变换器、钳位电路以及滤波电路；
S2、通过载波和调制波的比较来产生各开关管的驱动信号，在各开关管之间加入足够的死区时间，并采用精确的开关时刻计算方法，来保证换流能够安全高效率的完成，且可以保证开关管的零电压开关；
S3、设计在直流侧和交流侧两种功率方向下的安全工作计算方法，使单相逆变桥/整流桥的同一桥臂上下开关管开关时刻互补，并加入足够的死区时间来确保换流的顺利；
S4、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，在周波变换器切换时，钳位电路中同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给交流电网侧电感电流和变压器绕组的电流提供通路，使周波变换器能够安全的换流，电路中的电流不会产生突变，避免了电压过冲和振荡现象；
S5、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，使钳位电路中的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的安全换流和零电压开关。
作为本技术方案的进一步改进，当变换器采用传统无钳位的调制策略时，由于变压器二次侧漏感电流在周波变换器换流期间没有流通路径，会导致电压出现尖峰，为了避免由于周波变换器采用传统调制策略而造成的电压尖峰，在S5-S6和S7-S8之间加入重叠换流区；但在单相逆变器换流期间，电压尖峰在PWM输出电压的上升沿和下降沿仍然存在，为了抑制这种电压尖峰，则进一步在电路中加入有源钳位电路；由于周波变换器是双向开关，因此功率可以双向传输，则针对有钳位电路的双向功率传输的单级高频隔离变换器的完整的调制策略，可以作出如下假设：
(1)电感电流iL在开关周期内是常量，且Lf＞＞Lk，其中，Lk为谐振电感；
(2)二极管导通压降和开关的能量损耗忽略不计；
(3)忽略高频变压器的励磁电流，且各开关管的寄生电容容值相等。
作为本技术方案的进一步改进，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥和钳位电路均为全桥结构，周波变换器为全波结构，单相逆变器采用移相脉宽调制策略，S1-S4的占空比随调制波ug的变化而变化，则描述调制波ug>0时采用全桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态1.1：利用谐振电感Lk与开关管上并联电容的谐振工作，可以实现所有单相全桥逆变电路/整流电路开关管的安全换流及零电压开关；其中，逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，由于电流iA的流通路径由S3变为C3，S3在t0-t1期间电压由零上升到V，S4两端的电压由V下降为零，由于t1时刻iA远远小于niL，故S4在t1之后零电压开通，如果S4到S3之间的死区时间比t0-1时间长，则S4可以实现零电压开通，S3零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，iA在S1和S3之间流动；
模态1.2：逆变模式下，S4在t′1时刻零电压开通，t1<t′1，由于占空比的损失，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态1.3：逆变模式下，二次侧电压uEF在t3时刻立即变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态1.4：逆变模式下，变压器向负载侧传送能量；整流模式下，变压器向负载侧传送能量；
模态1.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，iA在C1和C2之间流动，iA≈niL，C1两端电压由零被充电到V，C2两端电压由V被放电到零，如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SC1必须在t4时刻之前零电压关断；
模态1.6：逆变模式下，一次侧电流iA在D2和S4之间流动，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，二次侧电流iA在D4和S2之间流动，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态1.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态1.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，S4在t8时刻零电压关断；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
作为本技术方案的进一步改进，所述模态1.1中，谐振持续的时间为：
Figure BDA0003737872830000041
其中，C1＝C2＝C3＝C4＝CR，iA＝I0cosω1(t1-t0)，I0＝iA(t0)，
Figure BDA0003737872830000042
则C3和C4的电压分别为：
vC3(t)＝-Z1I0sinω1(t1-t0)；
vC4(t)＝E+Z1I0sinω1(t1-t0)；
其中，
Figure BDA0003737872830000043
作为本技术方案的进一步改进，所述模态1.5中，C1和C2两端的的电压分别为：
Figure BDA0003737872830000044
Figure BDA0003737872830000045
其中，I4＝iA(t4)≈nIL；
则，谐振持续的时间要小于t0-1，为t4-5＝2CRV/I4。
作为本技术方案的进一步改进，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥1结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与上述相同，则描述调制波ug>0时采用半桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态2.1：逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，S4在t1之后零电压开通，uAB在此期间由零上升到V；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，uAB保持为零；
模态2.2：逆变模式下S4在t′1时刻零电压开通，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态2.3：逆变模式下，在t3时刻S1与S4均为开通状态，二次侧电压uEF变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态2.4：逆变模式下，SL1实现零电压开关，uAB保持为V，uEF保持为nV；整流模式下，与逆变模式状态相同；
模态2.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件，uAB在此期间由V下降到零，uEF在此期间由nV下降到零；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SL1必须在t4时刻之前零电压关断，uAB保持为V，uEF保持为nV；
模态2.6：逆变模式下，S2在t5时刻开通，uAB为零，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态2.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态2.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，S4在t8时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
作为本技术方案的进一步改进，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥2结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与上述相同；其中，采用半桥2有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下与采用半桥1有源钳位电路的不同之处在于：
(1)Sa1和Sa2的动作一致，在uAB大于零期间Sa1和Sa2不动作，钳位电路通过Da3和Da4给钳位电容CcL3和CcL4充电；
(2)Sa1和Sa2实现了零电压开关。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
1.该双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法中，由于变换器工作在逆变模式和整流模式下的各开关时间范围会有所不同，通过对单相逆变桥/整流桥、周波变换器、钳位电路进行调制，使高频隔离变换器各功率开关工作在逆变模式下和整流模式下均能高效安全换流；
2.该双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法中，逆变模式下可以实现所有开关管的零电压开关，整流模式下可以实现周波变换器和钳位电路的零电压开关，可以进一步提高工作效率，减小电磁干扰；
3.该双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法中，该变换器属于单级功率变换，无直流环节，解决了直流母线电解电容器寿命短等问题，提高了变换器的可靠性。
附图说明
图1(a)为在逆变模式下双向功率传输的单级高频隔离变换器结构框图；
图1(b)为在整流模式下双向功率传输的单级高频隔离变换器结构框图；
图2为双向功率传输的单级高频隔离变换器单相逆变桥/整流桥的电路示意图；
图3为双向功率传输的单级高频隔离变换器全波型周波变换器的电路示意图；
图4(a)为双向功率传输的单级高频隔离变换器钳位电路的全桥型的钳位电路；
图4(b)为双向功率传输的单级高频隔离变换器钳位电路的半桥型的钳位电路1；
图4(c)为双向功率传输的单级高频隔离变换器钳位电路的半桥型的钳位电路2；
图5为SPWM调制信号图；
图6为未加钳位电路时的高频链变换器的工作波形图；
图7为逆变模式和整流模式下的安全换流方法示意图；
图8(a)为无钳位电路时逆变模式下的vCD和vCD侧的电流iC；
图8(b)为无钳位电路时整流模式下的vCD和vCD侧的电流iC；
图9(a)为有钳位电路时逆变模式下的vCD和vCD侧的电流iC；
图9(b)为有钳位电路时整流模式下的vCD和vCD侧的电流iC；
图10(a)为有钳位电路逆变模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关波形；
图10(b)为有钳位电路逆变模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关开通时的波形；
图10(c)为有钳位电路逆变模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关关断时的波形；
图11(a)为有钳位电路整流模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关波形；
图11(b)为有钳位电路整流模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关开通时的波形；
图11(c)为有钳位电路整流模式下S1的门极-发射极电压vge和集电极-发射极电压vce的开关关断时的波形。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1
如图1(a)-图11(c)所示，本实施例提供了一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，包括如下步骤：
S1、确定变换器的主电路，包括：单相逆变桥/整流桥和谐振电感、高频隔离变压器、周波变换器、钳位电路以及滤波电路；
S2、通过载波和调制波的比较来产生各开关管的驱动信号，在各开关管之间加入足够的死区时间，并采用精确的开关时刻计算方法，来保证换流能够安全高效率的完成，且可以保证开关管的零电压开关；
S3、设计在直流侧和交流侧两种功率方向下的安全工作计算方法，使单相逆变桥/整流桥的同一桥臂上下开关管开关时刻互补，并加入足够的死区时间来确保换流的顺利；
S4、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，在周波变换器切换时，钳位电路中同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给交流电网侧电感电流和变压器绕组的电流提供通路，使周波变换器能够安全的换流，电路中的电流不会产生突变，避免了电压过冲和振荡现象；
S5、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，使钳位电路中的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的安全换流和零电压开关。
其中，本实施例的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法中，由于变换器工作在逆变模式和整流模式下的各开关时间范围会有所不同，通过对单相逆变桥/整流桥、周波变换器、钳位电路进行调制，使高频隔离变换器工作在逆变模式下和整流模式下均能安全换流；逆变模式下可以实现所有开关管的零电压开关，整流模式下可以实现周波变换器和钳位电路的零电压开关。
本实施例中，当变换器采用传统无钳位的调制策略时(如图6)，由于变压器二次侧漏感电流在周波变换器换流期间没有流通路径，会导致电压出现尖峰，为了避免由于周波变换器采用传统调制策略而造成的电压尖峰，在S5-S6和S7-S8之间加入重叠换流区；但在单相逆变器换流期间，电压尖峰在PWM输出电压的上升沿和下降沿仍然存在，为了抑制这种电压尖峰，则进一步在电路中加入有源钳位电路；由于周波变换器是双向开关，因此功率可以双向传输，则针对有钳位电路的双向功率传输的单级高频隔离变换器的完整的调制策略(如图7)，可以作出如下假设：
(1)电感电流iL在开关周期内是常量，且Lf＞＞Lk，其中，Lk为谐振电感；
(2)二极管导通压降和开关的能量损耗忽略不计；
(3)忽略高频变压器的励磁电流，且各开关管的寄生电容容值相等。
本实施例中，如图7所示，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥和钳位电路均为全桥结构，周波变换器为全波结构，单相逆变器采用移相脉宽调制策略，S1-S4的占空比随调制波ug的变化而变化，则描述调制波ug>0时采用全桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态1.1：利用谐振电感Lk与开关管上并联电容的谐振工作，可以实现所有单相全桥逆变电路/整流电路开关管的安全换流及零电压开关；其中，逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，由于电流iA的流通路径由S3变为C3，S3在t0-t1期间电压由零上升到V，S4两端的电压由V下降为零，由于t1时刻iA远远小于niL，故S4在t1之后零电压开通，其中：谐振持续的时间为：
Figure BDA0003737872830000091
其中，C1＝C2＝C3＝C4＝CR，iA＝I0cosω1(t1-t0)，I0＝iA(t0)，
Figure BDA0003737872830000092
则C3和C4的电压分别为：
vC3(t)＝-Z1I0sinω1(t1-t0)；
vC4(t)＝E+Z1I0sinω1(t1-t0)；
其中，
Figure BDA0003737872830000093
如果S4到S3之间的死区时间比t0-1时间长，则S4可以实现零电压开通，S3零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，iA在S1和S3之间流动；
模态1.2：逆变模式下，S4在t′1时刻零电压开通，t1<t′1，由于占空比的损失，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态1.3：逆变模式下，二次侧电压uEF在t3时刻立即变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态1.4：逆变模式下，变压器向负载侧传送能量；整流模式下，变压器向负载侧传送能量；
模态1.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，iA在C1和C2之间流动，iA≈niL，C1两端电压由零被充电到V，C2两端电压由V被放电到零，其中：C1和C2两端的的电压分别为：
Figure BDA0003737872830000101
Figure BDA0003737872830000102
其中，I4＝iA(t4)≈nIL；
则，谐振持续的时间要小于t0-1，为t4-5＝2CRV/I4；如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SC1必须在t4时刻之前零电压关断；
模态1.6：逆变模式下，一次侧电流iA在D2和S4之间流动，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，二次侧电流iA在D4和S2之间流动，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态1.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态1.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，S4在t8时刻零电压关断；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
本实施例中，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥1结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与上述相同，则描述调制波ug>0时采用半桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态2.1：逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，S4在t1之后零电压开通，uAB在此期间由零上升到V；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，uAB保持为零；
模态2.2：逆变模式下S4在t′1时刻零电压开通，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态2.3：逆变模式下，在t3时刻S1与S4均为开通状态，二次侧电压uEF变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态2.4：逆变模式下，SL1实现零电压开关，uAB保持为V，uEF保持为nV；整流模式下，与逆变模式状态相同；
模态2.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件，uAB在此期间由V下降到零，uEF在此期间由nV下降到零；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SL1必须在t4时刻之前零电压关断，uAB保持为V，uEF保持为nV；
模态2.6：逆变模式下，S2在t5时刻开通，uAB为零，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态2.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态2.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，S4在t8时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
本实施例中，当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥2结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与上述相同；其中，采用半桥2有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下与采用半桥1有源钳位电路的不同之处在于：
(1)Sa1和Sa2的动作一致，在uAB大于零期间Sa1和Sa2不动作，钳位电路通过Da3和Da4给钳位电容CcL3和CcL4充电；
(2)Sa1和Sa2实现了零电压开关。
在此过程中，由于每个时刻各开关管的开通关断没有使变压器绕组电流iA、iC和iE流动路径被阻塞，故在开关管换流期间不会出现电压尖峰，且该换流方法也消除了在PWM信号的上升沿和下降沿出现的电压过冲和振荡现象。
此外，值得说明的是，逆变模式和整流模式的不同之处在于：
(1)零电压特征：在逆变模式和整流模式下钳位电路均能实现零电压开关，但两者的单相逆变器/整流器的工作原理不同：
逆变模式下，单相逆变器的工作模式类似于移相全桥逆变器；当调制波ug>0时，S1和S2为超前桥臂，且有一小段时间的谐振过渡，有利于实现零电压开关；S3和S4为滞后桥臂，且谐振过渡时间较长，造成S3和S4很难实现零电压开关；当调制波ug<0时，S3和S4为超前桥臂，且有一小段时间的谐振过渡，有利于实现零电压开关；S1和S2为滞后桥臂，且谐振过渡时间较长，造成S1和S2很难实现零电压开关；
整流模式下，当调制波ug>0时，S1和S2为超前桥臂，S1-S4均能实现零电压关断，但均无法实现零电压开通；当调制波ug<0时，S3和S4为超前桥臂，S1-S4均能实现零电压开通，但均无法实现零电压关断；也就是说，整流模式下只有一半的功率器件可以实现零电压开关。
(2)钳位电路的准确的开关时间：为了保证钳位电路的安全换流和零电压开关，逆变模式和整流模式的换流时间范围是不同的，开关必须满足最严格的要求：
无钳位电路单级高频变换器在逆变模式下的二次侧电压电流和整流模式下的一次侧的电压电流如图8(a)-图8(b)所示，有很严重的电压过冲和震荡；当加入钳位电路后，如图9(a)-图9(b)所示在逆变模式S1实现了零电压开关，在实验中S2-S4也都实现了零电压开关；如图10(a)-图10(c)所示在整流模式下，当调制波ug<0时，S1可以实现零电压开通，但是硬开关关断。
此外，值得说明的是，本实施例中提到的安全换流方法仅是基于单极性调制的，而使用双极性调制也是可以实现的；同时，具体应用过程中，载波可以是锯齿波也可以是三角波。
本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例的全部或部分步骤的过程可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，程序可以存储于计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的仅为本发明的优选例，并不用来限制本发明，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (7)

1.一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：包括如下步骤：
S1、确定变换器的主电路，包括：单相逆变桥/整流桥和谐振电感、高频隔离变压器、周波变换器、钳位电路以及滤波电路；
S2、通过载波和调制波的比较来产生各开关管的驱动信号，在各开关管之间加入足够的死区时间，并采用精确的开关时刻计算方法；
S3、设计在直流侧和交流侧两种功率方向下的安全工作计算方法，使单相逆变桥/整流桥的同一桥臂上下开关管开关时刻互补，并加入足够的死区时间；
S4、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，在周波变换器切换时，钳位电路中同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给交流电网侧电感电流和变压器绕组的电流提供通路；
S5、通过所设计的在两种功率方向下的安全工作计算方法，使钳位电路中的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行。
2.根据权利要求1所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：当变换器采用传统无钳位的调制策略时，由于变压器二次侧漏感电流在周波变换器换流期间没有流通路径，会导致电压出现尖峰，为了避免由于周波变换器采用传统调制策略而造成的电压尖峰，在S5-S6和S7-S8之间加入重叠换流区；但在单相逆变器换流期间，电压尖峰在PWM输出电压的上升沿和下降沿仍然存在，为了抑制这种电压尖峰，则进一步在电路中加入有源钳位电路；由于周波变换器是双向开关，因此功率可以双向传输，则针对有钳位电路的双向功率传输的单级高频隔离变换器的完整的调制策略，可以作出如下假设：
(1)电感电流iL在开关周期内是常量，且Lf＞＞Lk；
(2)二极管导通压降和开关的能量损耗忽略不计；
(3)忽略高频变压器的励磁电流，且各开关管的寄生电容容值相等。
3.根据权利要求2所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥和钳位电路均为全桥结构，周波变换器为全波结构，单相逆变器采用移相脉宽调制策略，S1-S4的占空比随调制波ug的变化而变化，则描述调制波ug>0时采用全桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态1.1：利用谐振电感Lk与开关管上并联电容的谐振工作，可以实现所有单相全桥逆变电路/整流电路开关管的安全换流及零电压开关；其中，逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，由于电流iA的流通路径由S3变为C3，S3在t0-t1期间电压由零上升到V，S4两端的电压由V下降为零，由于t1时刻iA远远小于niL，故S4在t1之后零电压开通，如果S4到S3之间的死区时间比t0-1时间长，则S4可以实现零电压开通，S3零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，iA在S1和S3之间流动；
模态1.2：逆变模式下，S4在t′1时刻零电压开通，t1<t′1，由于占空比的损失，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态1.3：逆变模式下，二次侧电压uEF在t3时刻立即变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态1.4：逆变模式下，变压器向负载侧传送能量；整流模式下，变压器向负载侧传送能量；
模态1.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，iA在C1和C2之间流动，iA≈niL，C1两端电压由零被充电到V，C2两端电压由V被放电到零，如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SC1必须在t4时刻之前零电压关断；
模态1.6：逆变模式下，一次侧电流iA在D2和S4之间流动，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，二次侧电流iA在D4和S2之间流动，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态1.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态1.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，S4在t8时刻零电压关断；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通SC4和DC2继续流动，D2和S4导通，uAB＝0，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
4.根据权利要求3所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：所述模态1.1中，谐振持续的时间为：
Figure FDA0003737872820000031
其中，C1＝C2＝C3＝C4＝CR，iA＝I0cosω1(t1-t0)，I0＝iA(t0)，
Figure FDA0003737872820000032
则C3和C4的电压分别为：
vC3(t)＝-Z1I0sinω1(t1-t0)；
vC4(t)＝E+Z1I0sinω1(t1-t0)；
其中，
Figure FDA0003737872820000033
5.根据权利要求3所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：所述模态1.5中，C1和C2两端的的电压分别为：
Figure FDA0003737872820000034
Figure FDA0003737872820000035
其中，I4＝iA(t4)≈nIL；
则，谐振持续的时间要小于t0-1，为t4-5＝2CRV/I4。
6.根据权利要求3所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥1结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与权利要求3中所述的相同，则描述调制波ug>0时采用半桥有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下的安全换流的工作过程包括如下步骤：
模态2.1：逆变模式下，S3在t0时刻零电压关断，S4在t1之后零电压开通，uAB在此期间由零上升到V；整流模式下，S3在t0之前零电压关断，uAB保持为零；
模态2.2：逆变模式下S4在t′1时刻零电压开通，二次侧电压uEF依旧为零；整流模式下，二次侧电压uEF在t′1时刻立即变为nV；
模态2.3：逆变模式下，在t3时刻S1与S4均为开通状态，二次侧电压uEF变为nV；整流模式下，uEF依旧保持为nV，变压器向负载侧传送能量；
模态2.4：逆变模式下，SL1实现零电压开关，uAB保持为V，uEF保持为nV；整流模式下，与逆变模式状态相同；
模态2.5：逆变模式下，S1在t4时刻零电压关断，如果S1到S2之间的死区时间比t4-5时间长，则S2可以实现零电压开通，S1零电压开通也要满足相同的条件，uAB在此期间由V下降到零，uEF在此期间由nV下降到零；整流模式下，S1在t4时刻之前零电压关断，为了避免二次侧的短路，SL1必须在t4时刻之前零电压关断，uAB保持为V，uEF保持为nV；
模态2.6：逆变模式下，S2在t5时刻开通，uAB为零，电感电流iL由二次侧电流iC和iE所提供；整流模式下，S2在t5时刻开通，此时S2两端电压为V，一次侧电流iC和iE由电感电流iL所提供；
模态2.7：逆变模式下，经过重叠换流区，iL从双向开关S5S6自然换流到S7S8，S7S8在t6时刻零电压开通；整流模式下，过程与逆变模式下的相同；
模态2.8：逆变模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，S4在t8时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零；整流模式下，双向开关S5S6在t7时刻零电压关断，iC通过DL4和DL2继续流动，D2和S4导通，uAB为零，这个阶段在t8时刻S4零电压关断时结束；
同时，当ug<0时，开关周期与上述的相似，S3和S4相位将超前于S1和S2，工作模式与上述相同。
7.根据权利要求6所述的双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法，其特征在于：当双向功率传输的单级高频隔离变换器逆变桥/整流桥为全桥结构，钳位电路为半桥2结构，周波变换器为全波结构时，一次侧开关S1到S4的动作与权利要求6中所述的相同；其中，采用半桥2有源钳位电路的周波变换器型的单相高频隔离逆变器在逆变模式和整流模式下与采用半桥1有源钳位电路的不同之处在于：
(1)Sa1和Sa2的动作一致，在uAB大于零期间Sa1和Sa2不动作，钳位电路通过Da3和Da4给钳位电容CcL3和CcL4充电；
(2)Sa1和Sa2实现了零电压开关。
CN202210801355.5A 2022-07-08 2022-07-08 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法 Pending CN115173730A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210801355.5A CN115173730A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210801355.5A CN115173730A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115173730A true CN115173730A (zh) 2022-10-11

Family

ID=83493188

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210801355.5A Pending CN115173730A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115173730A (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1545194A (zh) * 2003-11-19 2004-11-10 南京航空航天大学 级联式双向dc-dc变换器
CN1734903A (zh) * 2005-08-08 2006-02-15 南京航空航天大学 三电平输出的软开关隔离直流变换器
CN103595287A (zh) * 2013-11-27 2014-02-19 东南大学 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法
CN108471253A (zh) * 2018-05-28 2018-08-31 钟曙 一种高效率全桥有源钳位单级开关功放电路
CN114039482A (zh) * 2021-11-05 2022-02-11 广东恒翼能科技有限公司 一种具有无桥结构的单级谐振式功率因数校正电路

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1545194A (zh) * 2003-11-19 2004-11-10 南京航空航天大学 级联式双向dc-dc变换器
CN1734903A (zh) * 2005-08-08 2006-02-15 南京航空航天大学 三电平输出的软开关隔离直流变换器
CN103595287A (zh) * 2013-11-27 2014-02-19 东南大学 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法
CN108471253A (zh) * 2018-05-28 2018-08-31 钟曙 一种高效率全桥有源钳位单级开关功放电路
CN114039482A (zh) * 2021-11-05 2022-02-11 广东恒翼能科技有限公司 一种具有无桥结构的单级谐振式功率因数校正电路

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHU ZHONG，等: "High-efficiency zero-voltage switching single-stage switching amplifier with half-bridge active clamping circuit", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS ( VOLUME: 65, ISSUE: 11, NOVEMBER 2018), 15 March 2018 (2018-03-15), pages 8574 *
XIANG ZHOU，等: "Single-Stage Soft-Switching Low-Distortion Bipolar PWM Modulation High-Frequency-Link DC–AC Converter With Clamping Circuits", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS ( VOLUME: 65, ISSUE: 10, OCTOBER 2018), 5 February 2018 (2018-02-05), pages 7719 *
朱文杰，等: "多谐振控制零电压开关单相高频隔离逆变器", 电机与控制学报, vol. 25, no. 8, 31 August 2021 (2021-08-31), pages 123 - 131 *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kummari et al. An isolated high-frequency link microinverter operated with secondary-side modulation for efficiency improvement
US6330170B1 (en) Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
US9667159B2 (en) Power conversion apparatus including a transformer, an invertor circuit and a plurality of switching devices controlled by a controller
US9490709B2 (en) Hybrid DC-DC converter with LLC converter and full-bridge converter
CN110504852B (zh) 一种带电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法
US9543823B2 (en) Power conversion apparatus having a switching circuit unit that includes a switching device and an auxiliary switching device
CN110768549B (zh) 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
CN114301301A (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器及其控制方法
CN102347695B (zh) 高效串联谐振转换器
CN103595287A (zh) 一种双向功率流高频隔离有源钳位逆变器的控制方法
CN101521460B (zh) 一种多路输出直流-直流变换器
JP2002238257A (ja) 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
Tuan et al. Unidirectional isolated high-frequency-link DC-DC converter using soft-switching technique
CN217087777U (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器
CN104935173A (zh) 一种带辅助换流电路的电流源型全桥pwm变换器
WO2022059294A1 (ja) 電力変換装置
CN111835204B (zh) 谐振式双有源桥的零回流功率软开关调制方法及变换器
JP2019169991A (ja) 三相ａｃ−ｄｃコンバータ
CN110224605A (zh) 一种全桥变换电路
US9548676B2 (en) Power conversion apparatus
CN115173730A (zh) 一种双向功率传输的单级高频隔离变换器安全换流方法
Patel et al. Single-stage bidirectional PFC based plug-in G2V EV charger
CN201378796Y (zh) 一种多路输出直流-直流变换器
KR100428422B1 (ko) 영전압 스위칭 풀브리지 컨버터
Blinov et al. Improved modulation method for full-bridge AC-DC HF-link converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination