CN1151606C - 用于数模转换器的滤波器和降低混叠失真的方法 - Google Patents

Abstract

与具有采样频率Fs的数模转换器一同使用的数字滤波器。该转换器是具有相关的半频带内插滤波器的类型，数字滤波器置于到转换器的输入流中，并包括减弱输入信号中接近奈奎斯特的频率的低通滤波器。

Description

用于数模转换器的滤波器和降低混叠失真的方法

技术领域

本发明一般地涉及数模(D-to-A)转换中的改进，并特别涉及对于音频信号的这种转换的改进。这在诸如小型盘(CD)播放器、DVD播放器等等装置中用于音乐重放的高质量音频中是非常有用的。

背景技术

所有用于音频的现代的模数(A-to-D)和数模转换器基本上在高于输出/输入采样率的采样率上工作。它们称为过采样转换器，并且它们使用数字滤波器在模数转换器的情形下抽选降低到输出采样率，并在数模转换器的情形下从输入的采样率进行内插。这种结构的一个重要的原因在于，为了尽量降低模数和数模转换过程中存在的由不希望有的频率引起的失真，滤波器是必须的，而数字滤波器比同等质量的模拟滤波器更为稳定、更为可重放，且实现起来成本较低。图1a是模数转换器简化的框图，而图1b是对应的数模转换器。

在过采样数字转换器中转换器本身实际的采样率可能比输入/输出采样率高许多倍。抽选或内插过程通常是在几级内进行，最后的抽选滤波器和第一个内插滤波器通常以二比一频率比率构成。最后/第一操作的这些滤波器在音频转换器的声音性能上有最好的效果，因为它们的截止频率接近节目材料中的频率。图2a表示在模数转换器中用作为最后的抽选滤波器的典型的滤波器的频率响应，而图2b表示在数模转换器中用作为第一内插滤波器的典型的滤波器的响应。图的Y轴以分贝表示滤波器振幅响应的量值，而X轴把频率表示为输出/输入采样频率Fs的分数(f_K)。检测模数和数模两种滤波器的原因在于，它们的功能是作为确定输出信号180中的几种失真的效果的***。

图的中间的分数0.5对应于具有重要意义的所谓奈奎斯特频率。其重要的原因是，采样定理声称，在被采样的数据***中采样频率一半以上的频率不能唯一地由被采样的数据流表示。在模数转换器的情形下，输入信号中没有被抽选滤波器除去的奈奎斯特频率以上的任何频率将作为输出中的寄生频率出现，称为混叠频率或混叠失真。从混叠失真的观点来说，理想的抽选滤波器将使低于0.5Fs的所有频率通过，并没有0.5Fs频率以上的能量。实际上这种滤波器是不能实现的，而实际的滤波器通常试图趋近理想的响应。原始信号中奈奎斯特以上的任何残余频率重叠于或混叠到输出信号120中奈奎斯特以下的频率中，其关系是输入中的频率f变为输出中的Fs-f。

混叠失真机制也存在于数模转换器内内插过程中。图1b中的输入数字信号122可被认为不具有0.5Fs以上的频率。内插的第一级由在每一原始样本之间添加零值样本以使样本率加倍，并然后把结果通过带有如图2b中的响应的低通滤波器传送。其结果是，零值样本由从周围数据内插的值代替。

失真是由以下的事实引起的，新的频率是在原始的奈奎斯特频率以上生成的，并且这些新的频率对应于原始信号中出现的频率。为了分析这一失真潜在的影响，以图表表示抽选/内插***的组合频率响应是有益的。如果取图2a中的模数抽选滤波器的频率响应，并进行等同的抽选，随后在内插滤波器之前***零值样本，得到图3a中所示的响应。对奈奎斯特200之下的每一频率，生成奈奎斯特以上新的频率。从关于奈奎斯特200的对称性可见，这些具有混叠产物在模数的情形下所具有的相同的f_新等于FS-f的关系。这些新的频率被唯一表示，因为采样率现在是两倍大。

如果现在添加图2b的内插滤波器响应的级联，则获得图3b中所示的组合响应。0.5以上的频率是在原始信号中没有的信号，并且是混叠失真的产物。它们分为两大组：标以220的对应于内插滤波器的阻带的信号，及标以210与抽选和内插滤波器两者的过渡频带行为相关的信号。

许多人认为这些失真产物是不重要的，因为它们是有用频带以上的多余的信号，并在CD或任何采样率大于40kHz的其它***中是听不到的。如果在跟随内插滤波器的音频***中每一事情都真的是线性的，这将是正确的。遗憾的是，实际的世界不是严格的线性。在数模转换器、小信号放大器、功率放大器、扬声器及甚至人的听觉中都存在非线性。

图3b中，可接受的失真产物水平220决定了对内插滤波器的阻带性能要求。降低这些失真的唯一途径是改进内插滤波器阻带拒斥的性能。

210处的失真在频率范围上受到更大的限制，但是它们具有较高的振幅，并能够引起***的输出中实际可听到的问题。作为一个例子，考虑音乐中产生大振幅高频成分的钹的响声。对于奈奎斯特频率之下的每一成分，有奈奎斯特频率以上境象频率对应的一个，并且原始频率和混叠频率的每一对当后来遇到***中的非线性时将产生差频成分。在带有这些滤波器的CD***的情形中，这些差频成分在0到5千赫兹的频率范围内，这对人的听觉是很敏感的，且其中它们没有被产生它们的信号很好地掩蔽。其结果是产生钹“肮脏”的声音，这是很典型数字***。

这些210类型失真结果主要来源于内插滤波器的过渡频带行为。通常用于***设计中这一位置的滤波器类型称为半带滤波器。如从图2b所见，在奈奎斯特频率处有6dB的下降，奈奎斯特频率以上有相当的响应。这在许多***中使用，因为它在计算上实现起来很经济，并因为有很好的时域表现。这是带有线性相位响应的对称的有限脉冲响应(FIR)滤波器，其中所有的偶数阶系数除去中间的一个之外严格地为零，因而不必作那些乘法。这一类型的滤波器用在设计供音频使用的大多数市售的数模转换器上。

在美国专利#5,479,168和#5,808,574及相关材料中透露了解决与半频带内插滤波器相关问题的先有技术方法。从性能的观点优化的解决方法是使用在较低频率处开始减弱的内插滤波器，而不是半频带滤波器。通过使用与在模数转换器中所使用的抽选滤波器互补的滤波器，能够急剧降低过渡频带混叠失真成分的振幅，同时仍然保持良好的时域脉冲响应。还能够把阻带性能控制到任何所需的水平上。在很多商业应用中，这一方法有两个主要的缺点。

第一个缺点是成本。适用于这一应用的非半带滤波器的复杂性通常高于对应的传统半频带滤波器的两倍。这直接造成物理上实现滤波器所需要的半导体基片的尺寸较大的尺度，并因而硬件实现的高成本。

第二个缺点在于，较好的内插滤波器的输出采样率是输入的Fs的两倍，且跟随滤波器的数模转换器必须能够接受较高的采样率。由于在现代设备中使用的许多转换器实际上是组合滤波器/数模转换器，故它们不能接受较高的采样率。

发明内容

本发明消除了音频数模转换器中常用的半频带内插滤波器的过渡频带行为引起的一种混叠失真。本发明实现这一点而并不改变内插滤波器本身。当适当地设计时，它能够消除混叠失真而没有***时域响应的明显降低。

根据本发明的一个方面，提供了与具有采样频率Fs的数模转换器一同使用的数字滤波器，该转换器是具有相关的半频带内插滤波器的类型，该数字滤波器置于转换器的输入流中，并包括一个低通滤波器，所述低通滤波器减弱输入信号中包括奈奎斯特频率的频带中的频率，使得随后的由所述半频带内插滤波器进行的滤波呈现减小的过渡频带失真。

根据本发明的另一方面，提供了一种降低音频数模转换器中混叠失真的方法，包括：对数模转换器的输入流进行滤波以减弱输入信号中落入包括奈奎斯特频率的频带的频率，使得随后的由所述半频带内插滤波器进行的滤波呈现减小的过渡频带失真。

附图说明

图1a是模数转换器简化的框图。

图1b是与图1a的模数转换器对应的数模转换器的框图。

图2a表示在图1a的模数转换器中用作为最后的抽选滤波器的典型的滤波器的频率响应。

图2b表示在图1b的数模转换器中用作为第一内插滤波器的典型的滤波器的响应。

图3a是取图2a中的模数抽选滤波器的频率响应，并进行等同的抽选，随后在内插滤波器之前***零值样本得到的响应。

图3b是添加图2b的内插滤波器响应的级联获得的组合响应。

图4示出包含根据本发明的滤波器的数模转换***的示图。

图5a示出根据本发明的滤波器的典型例子的频率响应。

图5b示出当根据本发明的滤波器的响应以先前图3b的抽选和内插滤波器级联分级时，得到的响应。

图6a示出图3b的抽选和内插滤波器组合的曲线。

图6b示出加入了混叠校正滤波器所具有的响应的例子。

图7示出根据本发明的滤波器的一种可能的变形。

图8示出根据本发明的滤波器的又一个示例。

图9示出根据先有技术，经修改而取得本发明之优点的HDCD***形式的一个示例。

图10是类似于图9的HDCD***的另一示例。

具体实施方式

本发明中实施的对这问题的解决办法是在半频带内插滤波器之前，向数模***添加了另一滤波器。对于以下的讨论，参见图4。

原始的数模转换器结构示于以虚线140包围之中，并在很多商业应用中，这种类型的几个通道集成在单一的集成电路(IC)中。本发明添加的滤波器130置于对原始的转换器的输入流中。重要的是要注意，130的输入122和输出135处于相同的采样率Fs，而这就是称为1xFs混叠校正滤波器的原因。

这一滤波器的典型例子的频率响应示于图5a。这是只减弱输入信号中很接近奈奎斯特的频率的低通滤波器。(例如从大约0.45到大约0.55Fs)。滤波器的曲线表示为***有零样本，准备进行内插，以使其同其它的曲线的关系清楚。所示的滤波器的例子是具有线性相位响应的对称的FIR滤波器。因为它工作在Fs，故为了规定其行为只需最高到0.5Fs的频率响应。

当这一滤波器的响应以先前图3b的抽选和内插滤波器级联分级时，得到图5b的响应。注意，图3b中的过渡频带混叠响应210在图5b中受到有效的抑制，消除了由半频带滤波器的使用引起的混叠失真。

通过添加滤波器使对应于内插滤波器的阻带的混叠响应不变，因为工作在Fs的滤波器在保持频带内的性能的同时，不能改变那一响应的区域。能够解决阻带相关问题的唯一办法是使用以较高采样率的滤波器。

收听测试指出，过渡频带混叠失真比来自阻带范围的较高频、较低振幅失真更可听到。滤波器130(图4)的引入能够显著改进***的声音。

为了抑制内插滤波器过渡区域中的混叠失真产物，应当抑制在原始***正常的响应的顶部的某些频率。添加的滤波器130是低通滤波器。在带有CD或更高采样率的***中，在大约20千赫兹及更高频率的损失通常在声学上不重要。还有另外一种听起来象是高频清晰度损失的现象，这种现象实际上是由不同的机制引起的，即与瞬态能量在时间上的分散有关。我们称之为时间模糊。

如果取图3b中的分级频率响应的付立叶反变换，则获得分级***等效的脉冲响应。从听者的观点而言，这比滤波器各自的脉冲响应更为重要，因为信号实际上通过的是滤波器的组合。如果考察正规线性尺度的分级脉冲响应，则看上去很象个别滤波器的范例响应。正规的线性曲线没有揭示很多有关听觉经验的信息。

然而如果以对数尺度绘制脉冲响应量值，则能够看到某些非常有趣的结果，这与收听测试相关。人类听觉的响应是对数式的。对于象图3b这种简单的抽选和内插滤波器组合的曲线绘制在图6a中。垂直轴线是参照全尺度按dB表示的振幅，水平轴线是按采样表示。这可以想象为***按时间对单位振幅(0dB)的单一脉冲的响应。注意，***对信号脉冲尖峰响应中的能量在时间上散布在许多样本上。如果假设这是采样频率为44.1kHz的CD的例子，则在曲线为全尺度以下50dB的点处在散布时间大约为3毫秒。这一时间对应于空气中给出的音速大约一米的物理尺度。如果音源原本是小的，诸如木块打击乐器，则时间散布或时间模糊将声音改变为由***以声音好象失去了高频清晰度的方式重放。

当添加1xFs混叠校正滤波器时，就添加了对级联的另一脉冲响应。由于这等同于新的滤波器的脉冲响应与先前的组合的脉冲响应的卷积，故脉冲响应的总长较大。这并不必意味着声音较差。声学上最重要的响应曲线的部分是大约负80dB以上的区域。能够采取一种滤波器的设计，其在较高振幅具有较小的时间散布，而在很低的振幅有较多的散布，这听起来似乎比没有添加混叠校正滤波器的***具有较好的高频清晰度。具有这一响应的例子示于图6b。

图6b中的曲线与图6a中是相同的抽选/内插滤波器对，以图5a的混叠校正滤波器分级。注意，图6b中曲线在-75dB以上的宽度比图6a对应的部分窄。图6b中的滤波器的组合实际上听起来比图6a具有较好的高频响应，即使因为低通滤波器它实际上具有较少的高频成分。由于抑制了来自过渡区域的混叠失真，它听起来失真少得多。

在设计这些混叠校正滤波器时很重要的是检验频域和时域两者中的结果，因为两种观点表示声学效果设计的诸方面。两种观点通常彼此是不同的。诸如混叠失真这一问题，易于通过引入另一时间散布来解决。最后的选择常常是必须由收听测试解决的一种权衡。

1xFs混叠校正滤波器与半频带内插滤波器和数模转换器的组合，实现起来常常比先有技术较复杂的非半频带滤波器方法来得经济。在许多供消费者使用的现代音频组件中，有一种通用数字信号处理器(DSP)功能加使用半频带滤波器的集成的滤波器/数模转换器。例子有使用DSP功能对压缩音频解码及用于诸如低音管理等其它功能的DVD播放器和A/V接收器。常常是在这种***中实现的DSP功能中有足够的额外处理能力，以便向***添加混叠校正滤波器，除用于DSP的程序ROM之外不改变任何硬件。本发明允许***设计者使用相同标准的集成滤波器/数模转换器，并获得有较低混叠失真的较好质量转换的优点。图7中，DSP功能由以标号131标记的虚线表示。DSP功能能够由也与数模转换器140集成的装置实现，或者DSP功能能够由分开的装置实现。单独的DSP装置在先有技术中是熟知的，且DSP功能确实可由其它装置实现，诸如具有充分计算功能的微处理器实现以模拟DSP功能。用来控制DSP功能的程序通常存储在程序ROM 132中。

以数模转换器的输入采样频率使用滤波器以降低其混叠失真被认为是新的和新型的。过渡频带混叠失真的性质在当前的文献中似乎未被很好地理解，并除了使用HDCD之外，当前***设计中没有反映。而且以上提出的分级抽选/内插滤波器***的频域和时域行为分析方法及其在设计内插滤波器或混叠校正滤波器中的应用似乎是唯一的。

至此的例子已经函盖了与内插滤波器和数模转换器直接连接的混叠校正滤波器的简单的情形。明显的是，本发明的基本结构有许多具有相同的基本功能的可能的变形。一种可能的变形示于图7中。这种情形下，混叠校正滤波器130***在输入122处的数据流中，然后在信号进入内插滤波器150之前，可对其进行其它数字处理137。无需改变本发明的本质，该其它处理137能够包含低音管理、空间效果、音调控制、混响等等，并如上所述可以由DSP功能在ROM 132的程序控制之下很好地实现。由于混叠校正的行为是基于***的分级滤波器的，故在链中任何地方添加其它的处理都是可行的，不会改变正确效果的基本行为。

又一个例子示于图8中。这是其中使用数据压缩的某些形式以实现较高数据存储密度的***的一例。这种***的例子是AC3、MPEG音频压缩等。专门用于对压缩的格式进行解码或解压缩的回放***125的部分必须先于混叠校正滤波器130。在混叠校正滤波器130之前，这一模块还可包含其它处理。混叠校正滤波器130的输出，直接地或者如需要通过其它数字信号处理137施加到数字内插滤波器。如同在先前讨论的实施例情形那样，混叠校正滤波器130最好由DSP实现，并更好是由能够用来实现其它数字信号处理(如果采样这种处理)的同一DSP实现。

图9示出根据对比专利中所描述的先有技术，经修改而取得本发明之优点的HDCD***形式的一例。在这一***中，根据节目材料的内容，为最好的保真度而动态选择用于编码器中的抽选滤波器(未示出)。由于混叠校正滤波器(130)的设计是基于所使用的抽选滤波器和内插滤波器150两者而优化的，并由于抽选滤波器的选择通过隐藏的代码边通道传送给再生器，故能够动态选择混叠校正滤波器130，以便在任何给定的时间给出抽选滤波器最好的实现。这通过模块128完成的，该模块恢复隐藏的代码信息，对包含在隐藏代码中的命令解码，并使用控制信号129选择几个混叠校正滤波器130之一。

图10是类似于图9的HDCD***的另一例，在模块125中增加了HDCD振幅解码。这一振幅解码功能也是由隐藏代码边通道通过代码命令解码器128和控制信号126控制的。这一***中，振幅的解码必须在混叠校正滤波器之前进行，以便使解码正确地跟踪编码。

虽然上述混叠校正滤波器最好是基于线性相位特性的对称FIR滤波器，但其它类型的滤波器也可用来实现相同的目标。一种有趣的滤波器是最小相位(无限脉冲响应)滤波器。这种滤波器具有这样的时域特性，即在它引起的瞬态事件之后出现滤波器振铃。这从可听性观点来说这可能有更好的时域行为，虽然频带边缘附近的相移可能引起其它可感觉的问题。

至此讨论中使用的滤波器的例子是设计用于CD播放器和其它采样率在40和50kHz之间的***的。本发明还可用于具有较高采样率的高清晰度***，诸如允许采样率最高达192kHz的DVD音频。由于采样率是按八或二增加的，过渡通道混叠失问题仍然是个问题。半通道内插滤波器仍然是对大多数音频***设计的标准，且信号频率成分-混叠频率成分对在遇到***中非线性下降流时仍然能够引起音频带中的差频。即使在较高采样频率的滤波器的过渡区域中音频信号的振幅较低，这也是对的。我们已经在88.2和96kHz进行了收听测试，其中过渡频带混叠成分引起数字信号发声很响亮，当与也是信号比较时，这种声音好象是有很多高频的较高电平。向***引入混叠校正滤波器引起被夸张的响亮声音消失，结果是原始声音非常自然的重放。

从以上明显可见，虽然对本发明特定的形式进行了解释和描述，但是在不背离本发明的精神和范围之下能够作出各种修改。

Claims (22)

1.与具有采样频率Fs的数模转换器一同使用的数字滤波器，该转换器是具有相关的半频带内插滤波器的类型，该数字滤波器置于转换器的输入流中，并包括一个低通滤波器，所述低通滤波器减弱输入信号中包括奈奎斯特频率的频带中的频率，使得随后的由所述半频带内插滤波器进行的滤波呈现减小的过渡频带失真。

2.权利要求1的数字滤波器，其中低通滤波器只减弱落入这一频带内的频率，其中所述频带关于奈奎斯特频率对称。

3.权利要求1的数字滤波器，其中低通滤波器只减弱0.45到0.55Fs范围内的频率。

4.权利要求2的数字滤波器，其中低通滤波器只减弱0.45到0.55Fs范围内的频率。

5.权利要求1到4的任何之一的数字滤波器，其中低通滤波器是对称有限脉冲响应滤波器。

6.权利要求1到4的任何之一的数字滤波器，其中低通滤波器是由编程数字信号处理器实现的。

7.权利要求6的数字滤波器，其中数字信号处理器还实现其它的数字信号处理效果，可选择地包括低频校正、信号解压缩、混响、空间效果。

8.权利要求1-4的任何之一的数字滤波器，其中数字滤波器包括多个具有不同特性的低通滤波器，且这些滤波器响应一命令信号，以便选择所述多个低通滤波器之一对转换器的输入流进行滤波。

9.权利要求5的数字滤波器，其中数字滤波器包括多个具有不同特性的低通滤波器，且这些滤波器响应一命令信号，以便选择所述多个低通滤波器之一对转换器的输入流进行滤波。

10.权利要求6的数字滤波器，其中数字滤波器包括多个具有不同特性的低通滤波器，且这些滤波器响应一命令信号，以便选择所述多个低通滤波器之一对转换器的输入流进行滤波。

11.如权利要求7的数字滤波器，其中数字滤波器包括多个具有不同特性的低通滤波器，且这些滤波器响应一命令信号，以便选择所述多个低通滤波器之一对转换器的输入流进行滤波。

12.降低音频数模转换器中混叠失真的方法，包括：

对数模转换器的输入流进行滤波以减弱输入信号中落入包括奈奎斯特频率的频带的频率，使得随后的由所述半频带内插滤波器进行的滤波呈现减小的过渡频带失真。

13.权利要求12的方法，其中范围为数模转换器的采样频率的0.45到0.55Fs。

14.权利要求12的方法，其中滤波步骤是由编程数字信号处理器实现的。

15.权利要求14的方法，其中数字信号处理器对输入流进行解压缩。

16.权利要求14或15的方法，其中数字信号处理器对由输入流表示的音频增加空间效果。

17.权利要求14或15的方法，其中数字信号处理器对由输入流表示的音频提供低音校正。

18.权利要求16的方法，其中数字信号处理器对由输入流表示的音频提供低音校正。

19.权利要求12到15的任何一个的方法，其中滤波步骤是由多个数字滤波器之一实现的，并进而包括响应一命令信号的步骤，以便选择所述多个数字滤波器之一对数模转换器的输入流进行滤波。

20.权利要求16的方法，其中滤波步骤是由多个数字滤波器之一实现的，并进而包括响应一命令信号的步骤，以便选择所述多个数字滤波器之一对数模转换器的输入流进行滤波。

21.权利要求17的方法，其中滤波步骤是由多个数字滤波器之一实现的，并进而包括响应一命令信号的步骤，以便选择所述多个数字滤波器之一对数模转换器的输入流进行滤波。

22.权利要求18的方法，其中滤波步骤是由多个数字滤波器之一实现的，并进而包括响应一命令信号的步骤，以便选择所述多个数字滤波器之一对数模转换器的输入流进行滤波。

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