CN115149884B - 一种升压型三相电驱动器及其容错控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种升压型三相电驱动器及其容错控制方法,依据***运行情况调整相应的拓扑结构以及控制算法,故障后切换升压型三相六开关拓扑为升压型三相四开关拓扑;由原来的转速环、电流环双环控制切换为电压环,转速环,电流环三环控制;重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量;采用4扇区划分方式,对扇区进行划分;从重构的基本电压矢量中选择作用矢量,并确定对应的作用时间;确定升压型三相电驱动器重构拓扑后各开关管的导通时间;将开关管导通时间与三角载波进行调制,输出开关管PWM脉冲信号,完成容错控制。本发明可实现高电能质量、满负荷的容错运行,提高了升压型电驱动器的可靠性。
Description
技术领域
本发明属于电驱动控制技术领域,具体涉及一种升压型三相电驱动器及其容错控制方法。
背景技术
一些储能或发电装置,如储能电池、燃料电池、光伏发电装置等是使用低压电池构建的。要想获得较高的电压,一种方法是串联连接以获得所需的电压。由于电池之间的差异和不同的工作条件,大量电池的串联连接将增加***的复杂性,并可能降低其性能。另一种方式是在DC源和驱动器之间使用DC-DC升压转换器,然后逆变为交流电以供实际应用。此种需要额外升压电路的***称之为两级驱动器。根据所涉及的功率和电压水平,采用两级驱动器,会出现***体积大、重量重、成本高和效率降低等问题。
具备升压功能的单级DC-AC驱动器,在尺寸、成本、重量和整个***的复杂性方面优于两级驱动器,是一种很好的替代方案。在高负荷、超负荷运行的情况下,功率开关管是变流器中最脆弱的部分,调查显示在变流器***中开关管的故障率已达到38%。为了避免重大事故和减少故障停机时间,尽可能恢复故障前的性能,必须要对升压型三相电驱动***进行容错控制。
现有的具备升降压功能的单级三相逆变器主要有Z源逆变器(ZSI)、降压-升压电压源逆变器(BBVSI)、Y源逆变器(YSI)、***源逆变器(SSI)。SSI在这些拓扑中相比具有额外的优势。SSI与使用额外有源半导体开关的BBVSI相比,其仅使用二极管;与ZSI和YSI相比,其减少了无源元件的数量。SSI的桥上的电压是恒定的,利用与常规三相电压源逆变器(VSI)相同的调制方案即可实现控制。论文《Three-Phase Split-Source Inverter (SSI):Analysis and Modulation》分析了***源逆变器SSI的工作方式以及调制方法。但是目前并没有研究针对于解决三相六开关***源逆变器的容错技术。
发明内容
本发明目的在于提出了一种升压型三相电驱动器及其容错控制方法。
实现本发明目的的技术解决方案为:一种升压型三相电驱动器,直流侧由两个串联电容Cf组成,两电容的中点通过3个双向晶闸管TR1、TR2、TR3分别连接到a、b、c三相绕组端,串联电容的另一端分别连接三相桥臂a相、b相、c相;供电电源UIn负极连接三相桥臂a相、b相、c相的下桥臂,正极连接电感L1,电感L1另一端连接二极管D7、D8、D9的正极,二极管D7、D8、D9负极分别连接a、b、c三相绕组端;三相桥臂a相、b相、c相由六个IGBT功率开关管S1~S6以及与开关管并联的六个二极管D1~D6组成,每相桥臂串联2个快速熔丝,共有6个快速熔丝F1~F6;当驱动器某一桥臂功率器件发生短路故障时,对应快速熔丝熔断,断开故障桥臂;开路故障时,故障桥臂自动失效,停止输入故障桥臂开关管驱动信号,同时打开相应的双向晶闸管,切换***为升压型三相四开关拓扑结构。
进一步的,采用转速外环,电流内环双闭环运行,其中转速环采集电机转速,与参考转速作差输入PI调节器,输出q轴电流参考值;电流环采集三相电流、电机电角度,经过Park变换得到dq轴电流,分别与d、q轴电流参考值作差输入PI调节器,输出d、q轴电压参考值,经过Park逆变换得到α、β轴电压参考值,输入SVPWM控制模块生成6路控制IGBT门极通断的信号;
容错运行时采用电压、转速外环,电流内环三闭环运行,其中转速环、电流环与正常运行时一致,电压环中电压参考值是正常运行时直流侧电容电压的两倍,与采集到的直流侧电容电压作差,输入PI调节器,输出中间变量Tz,输入到SVPWM模块中,PI模块不断调整Tz的值直至直流侧电容电压Udc抬升到原先的两倍,完成容错控制。
一种升压型三相电驱动器容错控制方法,基于所述的升压型三相电驱动器完成容错控制,包括如下步骤:
步骤1、建立无故障情况下基本电压矢量;
步骤2、根据故障开关管的位置,切换升压型三相电驱动器的拓扑结构;
步骤3、重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量;
步骤4、采用4扇区划分方式,对扇区进行划分;
步骤5、从重构的基本电压矢量中选择作用矢量,并确定对应的作用时间;
步骤6、确定升压型三相电驱动器重构拓扑后各开关管的导通时间;
步骤7、将开关管导通时间与三角载波进行调制,输出开关管PWM脉冲信号,完成容错控制。
进一步的,步骤1,建立无故障情况下基本电压矢量,如表1所示:
表1 无故障基本电压矢量表
其中(Sa Sb Sc)为a、b、c相桥臂的开关函数,函数值为“1”表示该相上桥臂开关管导通,“0”表示该相下桥壁开关管导通,开关管不同开关状态组合分别对应8个基本电压矢量,分别为:U0 (000)、U1 (100)、U2 (110)、U3 (010)、U4 (011)、U5 (001)、U6 (101)、U7(111),表中Ua、Ub、Uc为三相驱动器三相相电压,Uk为a、b、c三相电压经过Clark变换后得到的基本电压矢量,k取0~7,Udc为直流侧电容电压。
进一步的,步骤2,根据故障开关管的位置,切换升压型三相电驱动器的拓扑结构,具体方法为:
a相故障时,升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,b相故障时,升压型三相电驱动器由c、a相的四个开关管控制,c相故障时,升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,由于故障包括开路故障和短路故障,开路故障对应的双向晶闸管动作如表2所示:
表2 不同开关管开路故障对应的双向晶闸管动作
当开关管发生短路故障后,对应开关管的快速熔丝熔断,将短路故障转换为开路故障,短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作如表3所示;
表3 不同开关管短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作
进一步的,步骤3,重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量,具体方法为:
式中Ua、Ub、Uc为三相驱动器三相相电压,Sa、Sb、Sc分别表示a、b、c桥臂上功率器件的开关状态,等于“1”时表示上管开通下管关断,等于“0”时表示下管开通上管关断;当a相故障时,电机绕组a相连接于电容中点,Sa恒为1/2;升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,具有(Sb Sc)=(0 0)、(Sb Sc)=(0 1)、(Sb Sc)=(1 0)、(Sb Sc)=(1 1)4种开关状态;当b相故障时,电机绕组b相连接于电容中点,Sb恒为1/2,升压型三相电驱动器由c、a相的四个开关管控制,具有(Sc Sa)=(0 0)、(Sc Sa)=(0 1)、(Sc Sa)=(1 0)、(Sc Sa)=(11)4种开关状态;当c相故障时,电机绕组c相连接于电容中点,Sc恒为1/2,升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,具有(Sa Sb)=(0 0)、(Sa Sb)=(0 1)、(Sa Sb)=(1 0)、(SaSb)=(1 1)4种开关状态;
确定三相合成电压空间矢量:
确定重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量,如表4所示;
表4 重构的基本电压矢量表
由于a、b、c三相中的某一相发生故障后,U0’、U1’、U2’、U3’四个基本电压矢量在平面中按照U0’、U1’、U3’、U2’顺时针排序,每个相邻矢量间隔90°,为了简化统一各相故障后参考矢量的计算,令坐标轴’、’正方向为基本电压矢量U0’、U2’的正方向,参考矢量在’、’轴上的投影为、。
进一步的,步骤4,采用四扇区划分方式,对扇区进行划分,具体方法为:
定义函数:
定义扇区计算值N:
通过表5确定N与实际扇区编号之间的对应关系,完成扇区划分;
表5 N的计算值与扇区对应关系表
进一步的,步骤5,从重构的基本电压矢量中选择作用矢量,并确定对应的作用时间,具体方法为:
步骤5.1,从重构的基本电压矢量中选择作用矢量;
作用矢量包括有效矢量和零矢量,将基本电压矢量U0’~U3’单独作为有效矢量,取两个相反方向的基本电压矢量合成等效零矢量,即使用U0’(00)、U3’(11)合成一个等效零矢量,使用U1’(01)、U2’(10)合成另外一个等效零矢量;将有效矢量和等效零矢量一起合成参考矢量;
考虑到最小开关损耗,当参考矢量位于第一扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U2’、U0’、U1’、U3’;当参考矢量位于第二扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U3’、U2’、U0’、U1’;当参考矢量位于第三扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U1’、U3’、U2’、U0’;当参考矢量位于第四扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U0’、U1’、U3’、U2’;
步骤5.2,确定作用矢量的作用时间;
定义中间变量:
式中Ts为开关周期;
设第一扇区作用的有效矢量为U0’、U2’,作用时间分别为Tx、Ty;第二扇区作用的有效矢量为U2’、U3’,作用时间分别为Tx、Ty;第三扇区作用的有效矢量为U3’、U1’,作用时间分别为Tx、Ty;第四扇区作用的有效矢量为U1’、U0’,作用时间分别为Tx、Ty;通过表6确定各扇区有效矢量的作用时间;
表6 各扇区有效矢量的作用时间
定义等效零矢量的作用时间:
T0=Ts-Tx-Ty
由于每个扇区的等效零矢量由U0’、U1’、U2’、U3’共同合成,定义中间变量:
0<=Tz<=T0
通过表7确定各扇区基本电压矢量作用时间:
表7各扇区基本电压矢量作用时间
进一步的,步骤6中,确定升压型三相电驱动器重构拓扑后各开关管的导通时间,具体方法为:
表8 重构拓扑后各开关管的切换时间点
在一个开关周期内,通过表8确定重构拓扑后各开关管的切换时间点,表中,M、N的取值均为a、b、c,当M=a、b、c时,对应的N= b、c、a;
M、N相的导通时间点以及关断时间点表示M、N相的上开关管的导通以及关断时间,该相的下开关管的导通以及关断状态与该相的上开关管互补。
进一步的,步骤7,将开关管导通时间与三角载波进行调制,输出开关管PWM脉冲信号,完成容错控制,具体方法为:
采用DPWM技术,将开关管导通以及关断时间与周期为开关周期的三角载波进行调制,根据功率开关管开通关断时间加入死区时间,得到PWM脉冲;
将4路PWM脉冲作用于功率开关管驱动电路,驱动电路控制相应的功率开关管开通与关断;
采集电容侧直流电压,与参考电压做差输入PI控制器,输出中间变量Tz,以Tz作为各扇区矢量作用时间模块的输入,起到调节直流侧电容电压的功能,直至直流侧电容电压达到参考值,完成电驱动***的容错控制。
一种升压型三相电驱动器容错控制***,用于实现所述的升压型三相电驱动器容错控制方法。
一种计算机设备,包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序,所述处理器执行所述计算机程序时,实现所述的升压型三相电驱动器容错控制方法。
一种计算机可读存储介质,其上存储有计算机程序,所述计算机程序被处理器执行时,实现所述的升压型三相电驱动器容错控制方法。
本发明与现有技术相比,其显著优点为:1)结合SSI逆变器拓扑以及三相四开关驱动器容错拓扑,故障后切换***的控制算法,引入电压环,***由原来的转速环、电流环双环控制切换为电压环、转速环、电流环三环控制,使得直流侧电容电压抬升到原先的两倍,实现高电能质量、满负荷的容错控制运行。2)在故障发生后将电容电压提升为原来的两倍,将电压矢量圆恢复为正常控制时的大小。解决了传统三相四开关容错运行时,由于电压矢量圆下降为原来的一半,导致额定转速/功率下降一半的问题。3)利用较少的有源器件,仅需在三相升压型驱动器中额外加入三个双向晶闸管,在获取故障开关管信息后,通过改变拓扑以及控制算法,即可实现单级升压型驱动器的容错功能,降低***的尺寸、成本、重量以及复杂性。4)可以针对所有单管开路故障、所有单相开路故障、所有单管短路故障、所有单相短路故障完成容错控制。
附图说明
图1为具备容错功能的升压型三相电驱动器的拓扑图。
图2为升压型三相电驱动器的容错控制框图。
图3(a)为三相六开关逆变器空间矢量圆示意图;图3(b)为三相六开关切换为常规三相四开关容错拓扑之后,缩小的矢量圆示意图;图3(c)为采用容错控制方法恢复正常大小的电压矢量圆示意图。
图4(a)为a相开关管故障a相电流在大于零以及小于零时的电流流向示意图;图4(b)为a相开关管故障b相电流在大于零时,b相桥臂不同开关状态时的电流流向示意图;图4(c)为a相开关管故障b相电流在小于零时,b相桥臂不同开关状态时的电流流向示意图;图4(d)为a相开关管故障c相电流在大于零时,c相桥臂不同开关状态时的电流流向示意图;图4(e)为a相开关管故障c相电流在小于零时,c相桥臂不同开关状态时的电流流向示意图。
图5(a)为a相开关管故障,开关状态为(Sb Sc)=(00)、(01)、(10)时,***的等效电路图;图5(b)为a相开关管故障,开关状态为(Sb Sc)= (11)时,***的等效电路图。
图6(a)为正常运行时电机三相电流示意图;图6(b)为正常运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc示意图;图6(c)为正常运行时电机转速示意图;图6(d)为正常运行时电机电磁转矩示意图。
图7(a)为a相开关管故障运行时电机三相电流示意图;图7(b)为a相开关管故障运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc示意图;图7(c)为a相开关管故障运行时电机转速示意图;图7(d)为a相开关管故障运行时电机电磁转矩示意图,从图中可以看出,故障后电机处于失控状态,被负载倒拖反转运行。
图8(a)为a相开关管故障容错运行时电机三相电流示意图;图8(b)为a相开关管故障容错运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc示意图;图8(c)为a相开关管故障容错运行时电机转速示意图;图8(d)为a相开关管故障容错运行时电机电磁转矩示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例,进一步说明本发明方案。
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对本申请进行进一步详细说明。应当理解,此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请,并不用于限定本申请。
图1是具备容错功能的升压型三相电驱动器拓扑。TR1、TR2、TR3是双向晶闸管;L1为电感;D7、D8、D9为二极管;Cf为直流侧电容;S1~S6为功率开关管IGBT;D1~D6为二极管;F1~F6为快速熔丝;UIn是外部输入直流电源;Udc是直流侧电容电压。***正常运行时,双向晶闸管TR1、TR2、TR3保持关断状态,***采用常规的三相六开关SVPWM进行控制,无需更改控制算法,此种拓扑具备将直流电源UIn电压等级提高的功能。当驱动器某一桥臂功率器件发生短路或开路故障时,断开故障桥臂,同时打开相应的双向晶闸管,切换***为三相四开关拓扑。ia、ib 、ic为流过电机a、b、c相的电流。
图2是升压型三相电驱动器控制框图。永磁同步电机PMSM自带一个编码器。编码器采集电机运行时的电角度θe。θe通过微分变换得到电机转速w。转速参考值w*、d轴电流参考值Id *、直流侧电容电压参考值Udc*由人为设定。正常运行时升压型三相电驱动器采用转速外环,电流内环双闭环设计。参考转速由人为设定。转速外环为:采集电机转速,与参考转速作差输入PI调节器,输出q轴电流参考值。电流内环为:采集三相电流、电机电角度,经过Park变换得到dq轴电流,分别与d,q轴电流参考值作差输入PI调节器,输出d,q轴电压参考值,经过Park逆变换得到α、β轴电压参考值;输入SVPWM控制模块生成6路控制IGBT门极通断的信号。6路门极信号输入到三相六开关拓扑中。三相六开关拓扑引出a,b,c三相与电机a、b、c三相相连。容错运行时,采用电压、转速外环,电流内环三闭环运行。转速环,电流环与正常运行时一致,电压环中电压参考值是正常运行时直流侧电容电压的两倍,与采集到的直流侧电容电压作差,输入PI调节器,输出Tz,Tz输入到修改后的SVPWM模块中,生成4路控制IGBT门极通断的信号。4路门极信号输入到三相四开关拓扑中。三相四开关拓扑引出a、b、c三相与电机a、b、c三相相连。PI模块不断调整Tz的值直至直流侧电容电压Udc抬升到原先的两倍,完成容错控制。
一种升压型三相电驱动器的容错控制方法,包括如下步骤:
步骤1、建立无故障情况下基本电压矢量,如表1所示;
表1 无故障情况下基本电压矢量表
其中(Sa Sb Sc)为a、b、c相桥臂的开关函数,函数值为“1”表示该相上桥臂开关管导通,“0”表示该相下桥壁开关管导通,开关管不同开关状态组合分别对应8个基本电压矢量,分别为:U 0 (000)、U 1 (100)、U 2 (110)、U 3 (010)、U 4 (011)、U 5 (001)、U 6(101)、U 7 (111)。表中Ua、Ub、Uc为三相驱动器三相相电压,Uk为a、b、c三相电压经过Clark变换后得到的基本电压矢量,k取0~7。Udc为直流侧电容电压。
步骤2、根据故障开关管的位置,切换升压型三相电驱动器的拓扑结构;
***在正常情况下,为升压型三相六开关拓扑,母线间两串联电容的中点通过3个双向晶闸管分别连接到绕组端,每桥臂中串联有2 个快速熔丝。a相故障时,升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,导通双向晶闸管TR1。b相故障时,升压型三相电驱动器由a、c相的四个开关管控制,导通双向晶闸管TR2。c相故障时,升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,导通双向晶闸管TR3。
故障分为开路故障和短路故障,开路故障对应的双向晶闸管动作如表2所示:
表2 不同开关管开路故障对应的双向晶闸管动作
当开关管发生短路故障后,对应开关管的快速熔丝熔断,将短路故障转换为开路故障。短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作如表3所示:
表3 不同开关管短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作
以a相故障为例。图3(a)是三相六开关逆变器空间矢量圆,每个矢量的长度为2Udc/3,矢量圆的半径为Udc/3,Udc为电容侧电压,图3(b)为a相故障之后,三相六开关切换为三相四开关容错拓扑之后,重构的矢量圆,短矢量的长度为Udc /3,长矢量的长度为Udc/3,矢量圆的半径降低为原先的一半,为Udc/6。常规的三相六开关驱动器切换为四开关驱动器时,由于空间矢量圆降为原来的一半,导致额定输出功率也会降低为原先的一半。要想保持额定的输出转矩,则额定转速需要下降为原来的一半。具备容错能力的升压型三相六开关SSI驱动器恰好可以解决这个问题。在升压型三相六开关SSI拓扑切换为升压型三相四开关SSI拓扑时,也会出现矢量圆缩小的情况,缩小的大小与***的零矢量作用时间有关。升压型三相四开关SSI驱动器的作用是进一步提升直流电压,将直流侧电容电压提升为原先三相六开关SSI拓扑的两倍,则缩小的每个矢量扩大为原先的两倍,矢量圆也会恢复为原先的大小。如图3(c),当电压矢量圆的半径恢复为原先Udc/3时,即可实现***的全功率容错运行。
步骤3、重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量;
定义三相合成电压空间矢量:
以 Sa、Sb、Sc分别表示 a、b、c 桥臂上功率器件的开关状态,等于 “1” 时表示上管开通下管关断,等于 “0” 时表示下管开通上管关断。当a相故障时,电机绕组a相连接于电容中点,Sa恒为1/2。升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,具有(Sb Sc)=(00)、(Sb Sc)=(0 1)、(Sb Sc)=(1 0)、(Sb Sc)=(1 1)4种开关状态。当b相故障时,电机绕组a相连接于电容中点,Sb恒为1/2。升压型三相电驱动器由c、a相的四个开关管控制,具有(ScSa)=(0 0)、(Sc Sa)=(0 1)、(Sc Sa)=(1 0)、(Sc Sa)=(1 1)4种开关状态。当c相故障时,电机绕组c相连接于电容中点,Sc恒为1/2。升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,具有(Sa Sb)=(0 0)、(Sa Sb)=(0 1)、(Sa Sb)=(1 0)、(Sa Sb)=(1 1)4种开关状态。U0’、U1’、U2’、U3’分别对应于上述故障后工作的两相开关管 (00)、(01) 、(10) 、(11) 开关状态时的基本电压矢量。
重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量如表4所示
表4 重构的基本电压矢量表
由于a、b、c三相中的某一相发生故障后,U0’、U1’、U2’、U3’四个基本电压矢量在平面中均为U0’ 、U1’、 U3’、 U2’顺时针排序,每个相邻矢量间隔90°。为了简化统一a、b、c各相故障后参考矢量的计算,令坐标轴’、’ 正方向为基本电压矢量U0’、 U2’的正方向。参考矢量在’、’轴上的投影为、。
以a相开关管故障为例。规定流入电机方向为电流正方向。当a相开关管故障后,a相通过双向晶闸管连接到直流侧电容中点。图4(a)~图4(e)为各开关矢量状态时,三相a、b、c电流的电流流向。图4(a) 为a相电流在大于零以及小于零时的电流流向;图4(b) 为b相电流在大于零时,b相桥臂不同开关状态时的电流流向;图4(c) 为b相电流在小于零时,b相桥臂不同开关状态时的电流流向;图4(d) 为c相电流在大于零时,c相桥臂不同开关状态时的电流流向;图4(e) 为c相电流在小于零时,c相桥臂不同开关状态时的电流流向。图5(a)~图5(b)用以说明三相四开关容错型SSI充放电等效电路图。 S6,2表示开关管S6、S2有一个开通,以及开关管S6、S2两个都开通。S3,5表示开关管S3、S5两个都开通。图5(a)为当开关状态为(Sb Sc)=(00)、(01) 、(10) 时,***的等效电路图。此时***对电容Cf放电,电感L1充电。图5(b)为当开关状态为(Sb Sc)= (11) 时,***的等效电路图。此时***对电容Cf充电,电感L1放电。因此在四种开关状态中只有(Sb Sc)= (11)是电容Cf充电,电感L1放电。通过分配不同的矢量作用时间,即通过分配电容Cf、电感L1的充放电时间,即可达到控制电容侧直流电压UIn的目的。
步骤4、采用四扇区划分方式,对扇区进行划分,具体为:
定义函数:
定义扇区计算值N函数:
通过表5确定N的计算值与实际扇区编号之间的对应关系,即可完成扇区划分;
表5 N的计算值与扇区对应关系
步骤5、从重构的基本电压矢量中选择作用矢量;
基本电压矢量U0’~U3’可以单独作为有效矢量作用,也可以取其中的两个相反方向的矢量作为等效零矢量作用。因为四开关***中不存在零矢量,因此等效零矢量需要在相同时间内,施加 2 个相反方向的基本电压矢量来等效。使用U0’(00)、U3’(11)作为一对等效零矢量;使用U1’(01)、U2’(10)作为另外一对等效零矢量。有效矢量和等效零矢量一起合成参考矢量。
考虑到最小开关损耗,当参考矢量位于第一扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U2’、U0’、U1’、U3’;当参考矢量位于第二扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U3’、U2’、U0’、U1’;当参考矢量位于第三扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U1’、U3’、U2’、U0’;当参考矢量位于第四扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U0’、U1’、U3’、U2’。
在升压型三相四开关SSI中,有四种开关状态(00)、(01) 、(10) 、(11)对应着四种基本电压矢量,其中U0’ (00)、U1’(01)、U2’(10)这三种基本电压矢量是对电容放电,电感充电的,只有 U3’(11)是对电容充电,电感放电的。每个开关周期中,参考矢量是由有效矢量以及等效零矢量合成的。有效矢量是固定的,而等效零矢量可以由U0’(00)、U3’(11)或者U1’(01)、U2’(10)来合成。等效零矢量有两对,两对等效零矢量作用时间之和是固定的,但是每一对零矢量的作用时间可以按照需求分配。通过控制U0’、U3’以及U1’、U2’这两对等效零矢量的相对时间,则可以达到控制电容电压的目的。
步骤5、确定故障后基本电压矢量的作用时间;
定义中间变量:
式中, Udc为直流侧电容电压,Ts为开关周期;
定义各扇区有效矢量作用时间为Tx、Ty。第一扇区作用的有效矢量为U0’、U2’,作用时间分别为Tx、Ty;第二扇区作用的有效矢量为U2’、U3’,作用时间分别为Tx、Ty;第三扇区作用的有效矢量为U3’、U1’,作用时间分别为Tx、Ty;第四扇区作用的有效矢量为U1’、U0’,作用时间分别为Tx、Ty。通过表6确定四扇区划分时各扇区基本电压矢量中,有效矢量的作用时间Tx和Ty:
表6 四扇区划分时各扇区有效矢量的作用时间T1和T2
定义等效零矢量作用时间:
T0=Ts-Tx-Ty
每个扇区的等效零矢量由U0’、U1’、U2’、U3’共同合成,U0’、U3’为一对;U1’、U2’为一对;每一对中的两个矢量作用时间相等。
定义中间变量:
0<=Tz<=T0
令一对矢量U1’、U2’的作用时间为 、;另一对矢量U0’、 U3’的作用时间为、。在一个开关周期内,由基本电压矢量作为基础的有效矢量与等效零矢量共同作用,合成参考矢量。通过表7确定各扇区基本电压矢量作用时间:
表7 各扇区基本电压矢量作用时间
步骤6、确定升压型三相电驱动器重构拓扑后各开关管的导通时间;
重构拓扑后,升压型三相电驱动器由四个IGBT功率开关管控制,即三相四开关拓扑。由表7各扇区矢量作用时间,在一个开关周期内,通过表8确定重构拓扑后各开关管的切换时间点;
表8 重构拓扑后各开关管的切换时间点
表中,M、N的取值均为a、b、c。当M=a、b、c时,对应的N= b、c、a。M、N相的导通时间点以及关断时间点表示M、N相的上开关管的导通以及关断时间,该相的下开关管的导通以及关断状态与该相的上开关管互补。
步骤7、采用DPWM技术,将开关管导通以及关断时间与周期为开关周期的三角载波进行调制,调制后的脉冲根据功率开关管开通关断时间加入死区时间,得到PWM脉冲。将输出的4路PWM脉冲作用于功率开关管驱动电路,驱动电路控制相应的功率开关管开通与关断。采集电容侧直流电压,与参考电压做差输入PI控制器,输出变量Tz,Tz作为经过修改的SVPWM模块的输入,起到调节直流侧电容电压的作用,直至直流侧电容电压达到参考值,完成电驱动***的全功率容错控制。
本发明通过获取故障信息,改变相应的***硬件拓扑以及控制算法,能够实现全部单管、同一桥臂双管开路故障或者短路故障情况下的状态恢复,达到高电能质量、满负荷的容错运行。
为了验证本发明方案的有效性,以a相开关管故障为例,进行容错控制方法验证。
图6(a)为正常运行时电机三相电流;图6(b)为正常运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc,从图中可以看出,输入电压UIn为20V,经过电路升压后,直流侧电容电压Udc为115V;图6(c)为正常运行时电机转速,转速为30rad/s;图6(d)为正常运行时电机电磁转矩,电磁转矩为11N*m左右。
图7(a)为a相开关管故障后,故障运行时电机三相电流,由图可知三相电流幅值急剧增大;图7(b)为故障运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc,输入电压UIn仍然为20V,由图可知直流侧电容电压较正常时的115V略有上升;图7(c)为故障运行时电机转速,由图可知转速下降为负值,电机此时处于失控状态,被负载倒拖反转运行。图7(d)为故障运行时电机电磁转矩,由图可知电机电磁转矩急剧震荡,并且为负值。此时整个***处于崩溃状态。
图8(a)为容错运行时电机三相电流,从图中可以看出三相电流基本恢复为正常运行时的状态;图8(b)为容错运行时电压源输入电压UIn与直流侧电容电压Udc,输入电压UIn仍然为20V,直流侧电容电压Udc按照需求抬升到正常运行时的两倍,为230V,目的是为了使得***恢复全功率运行;图8(c)为容错运行时电机转速,电机转速恢复至正常运行时的状态,为30rad/s;图8(d)为容错运行时电机电磁转矩,电磁转矩也恢复至正常运行时的状态,电机运行平稳。
从图7(a)~图7(d)和图8(a)~8(d)的结果可以看出,升压型三相电驱动器容错控制方法,在驱动器单相故障后,能够在***故障后对电流,转速,转矩,直流侧电容电压起到良好的控制作用,仍然能够实现驱动器高电能质量、满负荷的容错运行,增强了***的可靠性。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合,为使描述简洁,未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述,然而,只要这些技术特征的组合不存在矛盾,都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式,其描述较为具体和详细,但并不能因此而理解为对本申请范围的限制。应当指出的是,对于本领域的普通技术人员来说,在不脱离本申请构思的前提下,还可以做出若干变形和改进,这些都属于本申请的保护范围。因此,本申请的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (9)
1.一种升压型三相电驱动器,其特征在于,直流侧由两个串联电容Cf组成,两电容的中点通过3个双向晶闸管TR1、TR2、TR3分别连接到a、b、c三相绕组端,串联电容的另一端分别连接三相桥臂a相、b相、c相;供电电源UIn负极连接三相桥臂a相、b相、c相的下桥臂,正极连接电感L1,电感L1另一端连接二极管D7、D8、D9的正极,二极管D7、D8、D9负极分别连接a、b、c三相绕组端;三相桥臂a相、b相、c相由六个IGBT功率开关管S1~S6以及与开关管并联的六个二极管D1~D6组成,每相桥臂串联2个快速熔丝,共有6个快速熔丝F1~F6;当驱动器某一桥臂功率器件发生短路故障时,对应快速熔丝熔断,断开故障桥臂;开路故障时,故障桥臂自动失效,停止输入故障桥臂开关管驱动信号,同时打开相应的双向晶闸管,切换***为升压型三相四开关拓扑结构;
正常运行时采用转速外环,电流内环双闭环运行,其中转速环采集电机转速,与参考转速作差输入PI调节器,输出q轴电流参考值;电流环采集三相电流、电机电角度,经过Park变换得到dq轴电流,分别与d、q轴电流参考值作差输入PI调节器,输出d、q轴电压参考值,经过Park逆变换得到α、β轴电压参考值,输入SVPWM控制模块生成6路控制IGBT门极通断的信号;
容错运行时采用电压、转速外环,电流内环三闭环运行,其中转速环、电流环与正常运行时一致,电压环中电压参考值是正常运行时直流侧电容电压的两倍,与采集到的直流侧电容电压作差,输入PI调节器,输出中间变量Tz,输入到SVPWM模块中,PI模块不断调整Tz的值直至直流侧电容电压Udc抬升到原先的两倍,完成容错控制。
2.一种升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,基于权利要求1所述的升压型三相电驱动器完成容错控制,包括如下步骤:
步骤1、建立无故障情况下基本电压矢量;
步骤2、根据故障开关管的位置,切换升压型三相电驱动器的拓扑结构;
步骤3、重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量;
步骤4、采用4扇区划分方式,对扇区进行划分;
步骤5、从重构的基本电压矢量中选择作用矢量,并确定对应的作用时间;
步骤6、确定升压型三相电驱动器重构拓扑后各开关管的导通时间;
步骤7、将开关管导通时间与三角载波进行调制,输出开关管PWM脉冲信号,完成容错控制。
3.根据权利要求2所述的升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,步骤1,建立无故障情况下基本电压矢量,如表1所示:
表1 无故障基本电压矢量表
其中(Sa Sb Sc)为a、b、c相桥臂的开关函数,函数值为“1”表示该相上桥臂开关管导通,“0”表示该相下桥壁开关管导通,开关管不同开关状态组合分别对应8个基本电压矢量,分别为:U0 (000)、U1 (100)、U2 (110)、U3 (010)、U4 (011)、U5 (001)、U6 (101)、U7(111),表中Ua、Ub、Uc为三相驱动器三相相电压,Uk为a、b、c三相电压经过Clark变换后得到的基本电压矢量,k取0~7,Udc为直流侧电容电压。
4.根据权利要求2所述的升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,步骤2,根据故障开关管的位置,切换升压型三相电驱动器的拓扑结构,具体方法为:
a相故障时,升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,b相故障时,升压型三相电驱动器由c、a相的四个开关管控制,c相故障时,升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,由于故障包括开路故障和短路故障,开路故障对应的双向晶闸管动作如表2所示:
表2 不同开关管开路故障对应的双向晶闸管动作
当开关管发生短路故障后,对应开关管的快速熔丝熔断,将短路故障转换为开路故障,短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作如表3所示;
表3 不同开关管短路故障对应的双向晶闸管以及快速熔丝动作
5.根据权利要求4所述的升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,步骤3,重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量,具体方法为:
式中Ua、Ub、Uc为三相驱动器三相相电压,Sa、Sb、Sc分别表示a、b、c桥臂上功率器件的开关状态,等于“1”时表示上管开通下管关断,等于“0”时表示下管开通上管关断;当a相故障时,电机绕组a相连接于电容中点,Sa恒为1/2;升压型三相电驱动器由b、c相的四个开关管控制,具有(Sb Sc)=(0 0)、(Sb Sc)=(0 1)、(Sb Sc)=(1 0)、(Sb Sc)=(1 1)4种开关状态;当b相故障时,电机绕组b相连接于电容中点,Sb恒为1/2,升压型三相电驱动器由c、a相的四个开关管控制,具有(Sc Sa)=(0 0)、(Sc Sa)=(0 1)、(Sc Sa)=(1 0)、(Sc Sa)=(1 1)4种开关状态;当c相故障时,电机绕组c相连接于电容中点,Sc恒为1/2,升压型三相电驱动器由a、b相的四个开关管控制,具有(Sa Sb)=(0 0)、(Sa Sb)=(0 1)、(Sa Sb)=(1 0)、(Sa Sb)=(1 1)4种开关状态;
确定三相合成电压空间矢量:
确定重构单管或单相故障情况下的基本电压矢量,如表4所示;
表4 重构的基本电压矢量表
7.根据权利要求6所述的升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,步骤5,从重构的基本电压矢量中选择作用矢量,并确定对应的作用时间,具体方法为:
步骤5.1,从重构的基本电压矢量中选择作用矢量;
作用矢量包括有效矢量和零矢量,将基本电压矢量U0’~U3’单独作为有效矢量,取两个相反方向的基本电压矢量合成等效零矢量,即使用U0’(00)、U3’(11)合成一个等效零矢量,使用U1’(01)、U2’(10)合成另外一个等效零矢量;将有效矢量和等效零矢量一起合成参考矢量;
考虑到最小开关损耗,当参考矢量位于第一扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U2’、U0’、U1’、U3’;当参考矢量位于第二扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U3’、U2’、U0’、U1’;当参考矢量位于第三扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U1’、U3’、U2’、U0’;当参考矢量位于第四扇区时,选取基本电压矢量作用顺序为U0’、U1’、U3’、U2’;
步骤5.2,确定作用矢量的作用时间;
定义中间变量:
式中Ts为开关周期;
设第一扇区作用的有效矢量为U0’、U2’,作用时间分别为Tx、Ty;第二扇区作用的有效矢量为U2’、U3’,作用时间分别为Tx、Ty;第三扇区作用的有效矢量为U3’、U1’,作用时间分别为Tx、Ty;第四扇区作用的有效矢量为U1’、U0’,作用时间分别为Tx、Ty;通过表6确定各扇区有效矢量的作用时间;
表6 各扇区有效矢量的作用时间
定义等效零矢量的作用时间:
T0=Ts-Tx-Ty
由于每个扇区的等效零矢量由U0’、U1’、U2’、U3’共同合成,定义中间变量:
0<=Tz<=T0
通过表7确定各扇区基本电压矢量作用时间:
表7各扇区基本电压矢量作用时间
9.根据权利要求2所述的升压型三相电驱动器容错控制方法,其特征在于,步骤7,将开关管导通时间与三角载波进行调制,输出开关管PWM脉冲信号,完成容错控制,具体方法为:
采用DPWM技术,将开关管导通以及关断时间与周期为开关周期的三角载波进行调制,根据功率开关管开通关断时间加入死区时间,得到PWM脉冲;
将4路PWM脉冲作用于功率开关管驱动电路,驱动电路控制相应的功率开关管开通与关断;
采集电容侧直流电压,与参考电压做差输入PI控制器,输出中间变量Tz,以Tz作为各扇区矢量作用时间模块的输入,起到调节直流侧电容电压的功能,直至直流侧电容电压达到参考值,完成电驱动***的容错控制。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202211075441.9A CN115149884B (zh) | 2022-09-05 | 2022-09-05 | 一种升压型三相电驱动器及其容错控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN115149884A CN115149884A (zh) | 2022-10-04 |
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Country Status (1)
Country | Link |
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---|---|---|---|---|
CN116633185B (zh) * | 2023-07-19 | 2023-11-10 | 南京理工大学 | 一种升压型并网逆变器及其控制方法 |
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---|---|---|---|---|
CN107800318A (zh) * | 2017-08-03 | 2018-03-13 | 中南大学 | 一种并网逆变器控制方法及*** |
CN110829926A (zh) * | 2019-10-24 | 2020-02-21 | 江苏大学 | 一种用于五相永磁容错电机的svpwm容错控制方法及装置 |
CN113629760A (zh) * | 2021-07-27 | 2021-11-09 | 重庆大学 | 一种风电变流器硬件容错控制方法 |
-
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CN107800318A (zh) * | 2017-08-03 | 2018-03-13 | 中南大学 | 一种并网逆变器控制方法及*** |
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新型三相容错逆变器研究;贺虎成等;《电力自动化设备》;20150531;第35卷(第5期);第89-93页 * |
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