CN115133828A - 一种永磁同步电机控制方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开一种永磁同步电机控制方法，包括如下步骤：S1、将机械角速度速期望值ω^*与转子的当前机械角速度值的差值作为***状态量变量x；S2、检测***是否远离滑模面，即|s|是否大于1，若是检测结果为是，则趋近律

中的幂次项指数α＝0，否则,趋近律

中的幂次项指数α取值为：0<α<1；S3、基于趋近律

构建永磁同步电机当前在d‑q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，期望q轴电流i_q ^*来控制永磁同步电机当前的q轴电流的输入。本发明提出了一种新的趋近律，以距滑模面的远近选取不同的幂次项指数，并在指数项中引入***状态变量，构建了一个具有变指数幂次项和变指数项系数的新型趋近律，在保持控制***较快的趋近速度前提下有效削弱了***的抖振。

Description

一种永磁同步电机控制方法及***

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，更具体地，本发明涉及一种永磁同步电机控制方法及***。

背景技术

永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)，因其结构简单、功率密度高、动态性能好等优点而被广泛应用于各行各业。但永磁同步电机是典型的非线性多变量耦合***，在电机实际运行中，磁链、dq轴电感等参数由于磁饱和而发生变化，这些变化所产生的不确定性对控制性能有很大影响。此外，不同外部环境也会影响驱动***的稳定性。传统PID控制依赖***模型的准确性，且***内部参数变化或***受到外部扰动时，将难以满足高精度控制***需求。因此，有必要采用控制效果更优的方法来解决上述问题。

滑模控制因其鲁棒性强、响应速度快、对***内部参数摄动及外部扰动不敏感在电机控制领域得到广泛应用。但传统滑模控制存在的抖振问题制约了滑模控制的性能。为解决滑模控制的抖振问题，从许多不同角度提出了解决办法，如在滑动模态控制的设计中引入了“准滑动模态”和“边界层”的概念，另外采用饱和函数替代切换函数，有效地避免或削弱了抖振，此外还有基于趋近律滑模控制方法。在这些削弱抖振方法中，趋近律方法可以保证***的动态特性和稳定性，但传统的指数、幂次趋近律等无法实现避免抖振的同时快速收敛至滑模面。

发明内容

本发明提供一种永磁同步电机控制方法，旨在改善上述问题。

本发明是这样实现的，一种永磁同步电机控制方法，所述方法具体包括如下步骤：

S1、将机械角速度速期望值ω^*与当前转子的机械角速度值z₁的差值作为***状态量变量x；

S2、检测***是否远离滑模面，即|s|是否大于等于1，若是检测结果为是，则趋近律

中的幂次项指数α＝0，否则，趋近律

中的幂次项指数α取值为：0<α<1；

S3、基于趋近律

和ESO观测值构建永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，期望q轴电流i_q ^*来控制永磁同步电机当前的q轴电流的输入。

进一步的，趋近律

的表达式的具体如下：

其中，x为***状态量变量，λ、β为大于零的常数，k是大于零的常数，s表示滑模面，ε是大于零的常数，α表示幂次项指数，在|s|>＝1时，α＝0，|s|<1时，0<α<1。

进一步的，期望q轴电流i_q ^*的计算公式具体如下：

其中，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量；

B为粘滞摩擦系数，D是***的综合扰动；c是滑模面系数，c>0，s表示滑模面。

进一步的，在步骤S3之前还包括：

S4、获取综合扰动的观测值z₂(t)，将观测值z₂(t)作为***的综合扰动D进一步的，综合扰动的观测值z₂(t)基于如下公式进行计算；

其中，e₁(t)为机械角速度观测值和当前实际机械角速度值之间的误差，z₁(t)为机械角速度观测值，z₂(t)为观测总扰动值，β₁、β₂为观测器增益系数，β₃>0为双曲正切函数调节参数，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量，

B为粘滞摩擦系数。

进一步的，当前转子的机械角速度值为当前转子的机械角速度观测值z₁或当前转子的机械角速度检测值ω_m。

本发明是这样实现的，一种永磁同步电机控制***，所述***包括：

永磁同步电机，滑模控制器、观测器、q轴PI电流调节器、d轴PI电流调节器、及三相逆变器；

检测到的三相电流i_a、i_b、i_c经过CLARK变换、PARK变换得到dq轴坐标系下的i_d、i_q，将永磁同步电机的转子当前机械角速度ω_m和当前q轴电流i_q输入观测器，观测器输出综合扰动D至滑模控制器，机械角速度速给定值ω^*与机械角速度速观测值z₁或机械角速度速观测值ω_m作差，输入到滑模控制器，滑模控制器输出永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，令期望d轴电流i_d ^*＝0，将期望q轴电流i_q ^*与当前q轴电流i_q作差作为q轴PI电流调节器的输入，将期望d轴电流i_d ^*与d轴电流i_d作差作为d轴电流调节器的输入，d、q轴电流调节器输出旋转坐标系下的u_d、u_q作为PARK逆变换的输入，经过变换输出定子电压u_α、u_β，作为SVPWM产生的参考电压矢量，产生作用于三相逆变器的开关信号，最终驱动永磁同步电机运行。

进一步的，滑模控制器中集成有期望q轴电流i_q ^*的计算模型，具体如下：

其中，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量；

B为粘滞摩擦系数，D是***的综合扰动；c是滑模面系数，c>0。

趋近律

的表达式的具体如下：

其中，x为***状态量变量，λ、β为大于零的常数，k是大于零的常数，s表示滑模面，ε是大于零的常数，α表示幂次项指数，在|s|>＝1时，α＝0，|s|<1时，0<α<1。

进一步的，观测器内集成有状态观测方程，基于状态观测方程计算综合扰动的观测值z₂(t)，综合扰动的观测值z₂(t)即为综合扰动D，状态观测方程具体如下；

其中，e₁(t)为机械角速度观测值和当前实际机械角速度值之间的误差，z₁(t)为机械角速度观测值，z₂(t)为观测总扰动值，β₁、β₂为观测器增益系数，β₃为双曲正切函数调节参数，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量，

B为粘滞摩擦系数。

本发明提出了一种新的趋近律，以距滑模面的远近选取不同的幂次项指数，并在指数项中引入***状态变量，构建了一个具有变指数幂次项和变指数项系数的新型趋近律，在保持控制***较快的趋近速度前提下有效削弱了***的抖振；此外，还设计了基于双曲正切函数的扩张状态观测器，实现对电动机角速度和负载扰动的实时观测和精确跟踪，然后将观测值前馈补偿至滑模控制器，降低了控制器的切换增益、削弱了抖振，提高了***动态性能。

附图说明

图1为本发明实施例提供的永磁同步电机控制方法的流程图；

图2为本发明实施例提供的永磁同步电机控制***的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的传统PID控制、NRLASMC控制下的PMSM仿真转速对比图；

图4为本发明实施例提供的PMSM仿真的转矩输出示意图，其中(a)为传统PID控制下的转矩输出，(b)为NRLASMC控制下的转矩输出；

图5为本发明实施例提供的PMSM仿真的三相电流输入对比图，其中(a)传统PID控制下的三相输入电流，(b)为NRLASMC控制下的三相输入电流；

图6为本发明实施例提供的仿真负载转矩ESO观测结果；

图7为本发明实施例提供的仿真角速度ESO跟踪误差；

图8为本发明实施例提供的PID控制、NRLASMC控制下PMSM起动加转速时的转速对比图。

具体实施方式

下面对照附图，通过对实施例的描述，对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明，以帮助本领域的技术人员对本发明的发明构思、技术方案有更完整、准确和深入的理解。

本发明提出了一种新的趋近律，以距滑模面的远近选取不同的幂次项指数，并在指数项中引入***状态变量，构建了一个具有变指数幂次项和变指数项系数的新型趋近律，在保持控制***较快的趋近速度前提下有效削弱了***的抖振。

图1为本发明实施例提供的永磁同步电机控制方法的流程图，该方法具体包括如下步骤：

S1、将机械角速度速期望值ω^*与当前机械角速度观测值z₁或当前机械角速度观测值ω_m的差值作为***状态量变量x；

S2、检测***是否远离滑模面，即|s|是否大于等于1，若是检测结果为是，则趋近律

中的幂次项指数α＝0，否则,趋近律

中的幂次项指数α取值为：0<α<1；

其中，趋近律

的表达式的具体如下：

其中，x为***状态量变量，λ、β为大于零的常数，k是大于零的常数，s表示滑模面，ε是大于零的常数，α表示幂次项指数，在|s|>＝1时，α＝0，|s|<1时，0<α<1。

进一步抑制***抖振，提高***调节精度，故选取积分滑模面s为：

其中，t表示当前时刻，c是滑模面系数，取值为大于零的常数，τ为时间的积分变量。

当|s|≥1时，即认为是***状态量变量x远离滑模面，则幂次项指数α＝0，***状态变量|x|相对较大，此时e^-β|x|趋近于零，则***按变指数趋近律趋近滑模面，拥有快速趋近滑模面的优点，此外，还可以通过调节λ的大小改变趋近速度；当|s|＜1时，即***状态量变量x接近滑模面,则幂次项指数取值范围为0＜α＜1，***状态变量|x|较小，e^-β|x|趋近于1，指数项趋近于零，幂次项在趋近中起主要作用，***在接近滑模面时有着较低的趋近速度，由于引入了状态变量x，***抖振得到进一步削弱。

S3、基于趋近律

和ESO构建永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，期望q轴电流i_q ^*来控制永磁同步电机当前的q轴电流的输入。

其中，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量；

B为粘滞摩擦系数，D是***的综合扰动，c是滑模面系数，c>0。

建立永磁同步电机在d-q轴坐标系下的方程，采用期望d轴电流i_d ^*＝0的控制策略，则PMSM电压方程为：

其中，u_d、u_q、i_d、i_q分别为d、q轴定子电压和电流，L_d、L_q分别为d、q轴的电感，p为极对数，R_s为定子电阻，ψ_f为永磁体磁链，ω_m为转子机械角速度。

PMSM在dq轴坐标系下的转矩T_e方程为：

T_e＝1.5pψ_fi_q (5)

PMSM运动方程为：

其中，T_e、T_L分别为电磁转矩和负载转矩，J为转动惯量，B为粘滞摩擦系数。

将式(5)代入式(6)，永磁同步电机的运动方程可写为：

考虑到***扰动和***参数变化的影响，则式(7)写为：

显然式(6)中

D是***的综合扰动，涉及到负载扰动和***各参数变化的影响，则

其中Δ₁、Δ₂、Δ₃为各参数i_q、ω_m及T_L的变化量。

定义转速跟踪误差为：

x＝ω^*-ω_m (9)

ω^*为机械角速度速给定值。

转速跟踪误差的导数为：

则由式(1)、(2)、(10)，可得期望q轴电流i_q ^*的表达式如下：

在本发明实施例中，本发明还设计了基于双曲正切函数的扩张状态观测器，实现对电动机角速度和负载扰动的实时观测和精确跟踪，然后将观测值前馈补偿至滑模控制器，降低了控制器的切换增益、削弱了抖振，提高了***动态性能。

为精确的观测总扰动D，同时提高扩张状态观测器自适应、动态响应能力，设计一种基于双曲正切函数的新型扩张状态观测方程，观测方程如下：

其中，e₁(t)为机械角速度观测值(z₁(t))和当前实际机械角速度值(ω_m)之间的误差，z₁(t)为机械角速度观测值，z₂(t)为观测总扰动值，β₁、β₂为观测器增益系数，β₃>0为双曲正切函数调节参数，因此，在步骤S3之前还包括：

S4、获取综合扰动的观测值z₂(t)，将观测值z₂(t)作为***的综合扰动D。

图2为本发明实施例提供的永磁同步电机控制***的结构示意图，为了便于说明，仅示出与本发明实施例相关的部分，该***包括：

永磁同步电机(PMSM)，滑模控制器(NRLSMC)、观测器(ESO)、q轴PI电流调节器、d轴PI电流调节器、及三相逆变器；

检测到的三相电流i_a、i_b、i_c经过CLARK变换、PARK变换得到dq轴坐标系下的i_d、i_q；

将永磁同步电机的转子当前机械角速度ω_m输入观测器，观测器输出综合扰动D至滑模控制器，机械角速度速给定值ω^*与或机械角速度速检测值ω_m作差，输入到滑模控制器，滑模控制器输出永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，令期望d轴电流i_d ^*＝0，将期望q轴电流i_q ^*与当前q轴电流i_q作差作为q轴PI电流调节器的输入，将期望d轴电流i_d ^*与d轴电流i_d作差作为d轴电流调节器的输入，d、q轴电流调节器输出旋转坐标系下的u_d、u_q作为PARK逆变换的输入，经过变换输出定子电压u_α、u_β，作为SVPWM产生的参考电压矢量，产生作用于三相逆变器的开关信号，最终驱动永磁同步电机运行。

在本发明实施例中，公式(3)记载的期望q轴电流i_q ^*的计算模型存储在滑模控制器，公式(12)记载的状态观测方程集成在观测器上。

稳定性分析：

令s＝z₁(t)-ω_m，则由到达滑动模态的可达性条件：

用李雅普诺夫函数验证控制***稳定性，构造李雅普诺夫函数V：

李雅普诺夫稳定性条件为：

根据式(2)、(10)和(11)，上式可写为

式中参数满足ε＞0，k＞0，0＝＜α＜1，0＜λ，0＜β，当s→0时，

由李雅普诺夫函数稳定性定理可知，所设计的滑模控制器是渐进稳定的。

图3、图4、图5分别为本发明NRLASMC控制与传统PID控制的转速、输出转矩、三相输入电流仿真对比图，可以明显看出NRLASMC控制下的PMSM能够快速且无超调地到达稳态，在突增负载情况下转速波动小，恢复稳态时间短，控制性能明显由于PID控制。

图6、图7为别为ESO转矩跟踪和角速度跟踪误差结果图，可以看出所提ESO观测给定转矩响应速度快，观测误差小，角速度跟踪误差小，收敛速度快。图8为PID控制、NRLASMC控制下PMSM起动加转速时的转速对比图，从实验结果看，更加说明了本发明优越的控制性能。

本发明进行了示例性描述，显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述方法具体包括如下步骤：

S1、将机械角速度速期望值ω^*与当前转子的机械角速度值的差值作为***状态量变量x；

S2、检测***是否远离滑模面，即|s|是否大于等于1，若是检测结果为是，则趋近律

中的幂次项指数α＝0，否则，趋近律

中的幂次项指数α取值为：0<α<1；

S3、基于趋近律

和ESO观测值构建永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，期望q轴电流i_q ^*来控制永磁同步电机当前的q轴电流的输入。

2.如权利要求1所述永磁同步电机控制方法，其特征在于，趋近律

的表达式的具体如下：

其中，x为***状态量变量，λ、β为大于零的常数，k是大于零的常数，s表示滑模面，ε是大于零的常数，α表示幂次项指数，在|s|>＝1时，α＝0，|s|<1时，0<α<1。

3.如权利要求1所述永磁同步电机控制方法，其特征在于，期望q轴电流i_q ^*的计算公式具体如下：

其中，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量；

B为粘滞摩擦系数，D是***的综合扰动；c是滑模面系数，c>0，s表示滑模面。

4.如权利要求3所述永磁同步电机控制方法，其特征在于，在步骤S3之前还包括：

S4、获取综合扰动的观测值z₂(t)，将观测值z₂(t)作为***的综合扰动D。

5.如权利要求4所述永磁同步电机控制方法，其特征在于，综合扰动的观测值z₂(t)基于如下公式进行计算；

其中，e₁(t)为机械角速度观测值和当前实际机械角速度值之间的误差，z₁(t)为机械角速度观测值，z₂(t)为观测总扰动值，β₁、β₂为观测器增益系数，β₃>0为双曲正切函数调节参数，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量，

B为粘滞摩擦系数。

6.如权利要5所述永磁同步电机控制方法，其特征在于，当前转子的机械角速度值为当前转子的机械角速度观测值z₁或当前转子的机械角速度检测值ω_m。

7.一种永磁同步电机控制***，其特征在于，所述***包括：

永磁同步电机，滑模控制器、观测器、q轴PI电流调节器、d轴PI电流调节器、及三相逆变器；

检测到的三相电流i_a、i_b、i_c经过CLARK变换、PARK变换得到dq轴坐标系下的i_d、i_q，将永磁同步电机的转子当前机械角速度ω_m和当前q轴电流i_q输入观测器，观测器输出综合扰动D至滑模控制器，机械角速度速给定值ω^*与机械角速度速观测值z₁或机械角速度速观测值ω_m作差，输入到滑模控制器，滑模控制器输出永磁同步电机当前在d-q轴坐标系下的期望q轴电流i_q ^*，令期望d轴电流i_d ^*＝0，将期望q轴电流i_q ^*与当前q轴电流i_q作差作为q轴PI电流调节器的输入，将期望d轴电流i_d ^*与d轴电流i_d作差作为d轴电流调节器的输入，d、q轴电流调节器输出旋转坐标系下的u_d、u_q作为PARK逆变换的输入，经过变换输出定子电压u_α、u_β，作为SVPWM产生的参考电压矢量，产生作用于三相逆变器的开关信号，最终驱动永磁同步电机运行。

8.如权利要求7所述永磁同步电机控制***，其特征在于，滑模控制器中集成有期望q轴电流i_q ^*的计算模型，具体如下：

其中，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量；

B为粘滞摩擦系数，D是***的综合扰动；c是滑模面系数，c>0。

趋近律

的表达式的具体如下：

其中，x为***状态量变量，λ、β为大于零的常数，k是大于零的常数，s表示滑模面，ε是大于零的常数，α表示幂次项指数，在|s|>＝1时，α＝0，|s|<1时，0<α<1。

9.如权利要求7所述永磁同步电机控制***，其特征在于，观测器内集成有状态观测方程，基于状态观测方程计算综合扰动的观测值z₂(t)，综合扰动的观测值z₂(t)即为综合扰动D，状态观测方程具体如下；

其中，e₁(t)为机械角速度观测值和当前实际机械角速度值之间的误差，z₁(t)为机械角速度观测值，z₂(t)为观测总扰动值，β₁、β₂为观测器增益系数，β₃为双曲正切函数调节参数，

p为极对数，ψ_f为永磁体磁链，J为转动惯量，

B为粘滞摩擦系数。

Images