CN115021885A - 一种带内全双工***及其干扰信号抵消方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种带内全双工***及其干扰信号抵消方法。本申请的方法包括：控制带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，获取外部干扰信道的第一信道响应；以及控制带内全双工***进入射频抵消信道测试模式，获取射频抵消信道的第二信道响应；根据第一信道响应和第二信道响应，得到第一滤波器系数，并将第一滤波器系数加载到第一数字滤波器；控制带内全双工***进入正常工作模式，利用第一数字滤波器对基带发射信号进行信号重构，得到重构后的基带发射信号；在射频抵消信道内将所述重构后的基带发射信号调理成射频抵消信号，通过射频抵消信号抵消干扰信号中的基频信号。本申请能够有效抑制***的基频信号。

Description

一种带内全双工***及其干扰信号抵消方法
技术领域
本申请涉及信号处理技术领域，尤其涉及一种带内全双工***及干扰信号抵消方法。
背景技术
带内全双工(In-Band Full-Duplex，简记为IBFD)***可使无线电终端在同一时刻、同一频段内进行无线电发射和接收，这一技术体制有可能使现有的通信频谱效率增加一倍。不仅如此，IBFD***具有极高的军事应用价值。比如，IBFD***在同一时刻同一频段可以实施电子攻击的同时接收信号情报，或在通信的同时释放干扰信号，对路边炸弹形成电磁屏蔽。凡此种种不一而足，IBFD***甚至引发未来战术通信和电子战的范式转移。
IBFD的概念早在十年前就已经提出，真正意义上的商用化应用还没有出现，军事上的应用更是如此。其技术挑战主要表现在以下三个方面：
第一，极高的干扰抑制比，通常要求一个IBFD***的总干扰抑制比达到130dB以上；第二，宽带、散射、多径信道条件下难以进行精确的射频抵消重构，而实际应用场景中出现的射频干扰信号通常具有带宽宽、延迟泄露大的现象，这也给精确重构射频抵消网络增加了技术难度；第三，发射机功放引入了非线性失真、底部噪声抬升等干扰信号，这类干扰信号还没有有效的抵消手段。
研究发现，IBFD的难点在于自干扰抵消，自干扰抵消的关键在于基频信号抵消。从公开报道文献看，主流的方法仍是采用抽头延时线(Tap Delay Line，简记为TDL)，并以美国斯坦福大学的方案最为有影响力，该方案的基本原理是通过模拟延时线、调相器和模拟衰减器构成射频干扰重构的基本单元(基本单元又称为抽头)，并对每个抽头的时延、幅度、相位进行调节来重构同址干扰信道，当重构出的信道与干扰信道精确匹配时，基频信号可以完全抵消。
但是，TDL方案至少存在以下问题：
第一，TDL采用的是模拟调节器件，比如延时线、衰减器、移相器等，精度不高；
第二，TDL抽头数有限，一般为8个抽头，调节精度有限，很难高精度匹配复杂信道响应，不能对大时间带宽积(Time-Bandwidth Product，简记为TBP，TBP是干扰信道带宽与干扰信道延迟泄露的乘积，用来衡量射频干扰抵消的难度，TBP值越大，抵消相关器件越难以被精确重构)场景进行调节，这是因为在发射机干扰信号到接收机的总的延迟泄露与信号带宽的乘积大于1时，对重构滤波器的精度和抽头数提出很高要求，按现有TDL方案无法实现抵消；
第三，TDL随着抽头数的增加会引入高***损耗，由此增加有源放大会引入新的噪声。
发明内容
本申请实施例提供了一种带内全双工***及其干扰信号抵消方法，以抵消带内全双工***接收到的干扰信号中的基频信号。
本申请实施例采用下述技术方案：
第一方面，本申请实施例提供一种带内全双工***的干扰信号抵消方法，带内全双工***包括信号处理单元、发射单元和接收单元，接收单元能够接收感兴趣信号和干扰信号，干扰信号包括基频信号，带内全双工***的工作模式包括信道测试模式和正常工作模式，信道测试模式包括外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式，所述方法包括：
控制带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，获取外部干扰信道的第一信道响应；以及控制带内全双工***进入射频抵消信道测试模式，获取射频抵消信道的第二信道响应；其中，外部干扰信道是由发射单元和接收单元形成的信道，射频抵消信道是由接收单元形成的信道；根据第一信道响应和第二信道响应，得到第一数字滤波器的第一滤波器系数，并将第一滤波器系数加载到第一数字滤波器；控制带内全双工***进入所述正常工作模式，利用第一数字滤波器对基带发射信号进行信号重构，得到重构后的基带发射信号；在射频抵消信道内将重构后的基带发射信号调理成射频抵消信号，通过射频抵消信号抵消干扰信号中的基频信号。
第二方面，本申请实施例提供一种带内全双工***，包括：发射单元、接收单元和信号处理单元；发射单元包括第一收发机、第一耦合器和发射天线，接收单元包括第二收发机、第二耦合器和接收天线，信号处理单元包括基带信号源、数据处理控制器和第一数字滤波器，数据处理控制器包括测试信号源、控制端、第一信号采集端、第二信号采集端、感兴趣信号输出端；
基带信号源和测试信号源与第一收发机的基带信号发射端选通连接，第一收发机的基带信号接收端与第二信号采集端连接，第一收发机的射频信号发射端与第一耦合器的输入端连接，第一收发机的射频信号接收端与第一耦合器的耦合端连接，第一耦合器的输出端连接发射天线；基带信号源还与所述第一数字滤波器的输入端连接，控制端与第一数字滤波器的控制端连接，第一数字滤波器的输出端和测试信号源与第二收发机的基带信号发射端选通连接，第二收发机的基带信号接收端与感兴趣信号输出端和第一信号采集端选通连接，第二收发机的射频信号发射端与第二耦合器的耦合端连接，第二收发机的射频信号接收端与第二耦合器的输出端连接，第二耦合器的输入端与所述接收天线连接。
本申请实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到以下有益效果：本申请实施例先控制带内全双工***分别进入外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式，在这两个信道测试模式下分别获得外部干扰信道的第一信道响应和射频抵消信道的第二信道响应，根据第一信道响应和第二信道响应能够得到第一滤波器系数并加载到第一数字滤波器，这样在带内全双工***进入正常工作模式后，可以利用第一数字滤波器将基带发射信号重构，并利用射频抵消信道对重构后的基带发射信号进行调理，得到射频抵消信号，通过该射频抵消信号能够在模拟域抵消干扰信号中的大部分的基频信号。
本申请实施例的方法是由信号处理单元在数字域内执行信道响应测试、信号重构操作，并且重构操作是针对基带信号，因此信号重构过程不会影响发射单元的信号发射过程，保证了带内全双工***能够在同一时刻同一频段内进行信号收发处理。且本申请实施例是通过射频抵消信道对重构后的信号进行调理，并非是直接对重构后的信号进行幅度、相位处理，因此不受信号波形、带宽的影响，能够适应定频、跳频、脉冲等各种波形，通过在模拟域对基频信号进行抵消，能够使得***达到30dB以上的高抑制比。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：
图1为本申请一个实施例中示出的带内全双工***的干扰信号抵消方法流程图；
图2为本申请一个实施例中示出的带内全双工***进入外部干扰信道测试模式的***结构示意图；
图3为本申请一个实施例中示出的带内全双工***进入射频抵消信道测试模式的***结构示意图；
图4为本申请一个实施例中示出的带内全双工***进入数字抵消信道测试模式的***结构示意图；
图5为本申请一个实施例中示出的带内全双工***进入正常工作模式的***结构示意图；
图6为本申请一个实施例中示出的带内全双工***的结构示意图；
图7为本申请一个实施例中示出的收发机的结构示意图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请具体实施例及相应的附图对本申请技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
以下结合附图，详细说明本申请各实施例提供的技术方案。
本申请实施例中的带内全双工***为单入单出(Simple Input Simple Output，简记为SISO)***，即本申请实施例的带内全双工***包括单个发射天线与单个接收天线。由于接收天线与发射天线距离较近，接收单元通过接收天线接收感兴趣(Signal OfInterest，简记为SOI)信号时，接收天线还会接收到干扰信号，本实施例的干扰信号包括由发射天线泄露的基频信号，还包括由发射单元中的发射机功放引入的非线性信号、噪声信号。其中干扰信号中的大部分为基频信号，少部分为非线性信号、噪声信号，本申请的主要目的是抵消干扰信号。
本申请的基本技术构思是：设计带内全双工***的工作模式支持信道测试模式和正常工作模式，在信道测试模式下计算出第一数字滤波器的第一滤波器系数，以利用第一数字滤波器对基带发射信号进行重构，对重构出的基带发射信号进行变频处理后在模拟域抵消干扰信号中的大部分基频信号。
优选地，本申请还在信道测试模式下计算出第二数字滤波器的第二滤波器系数，以利用第二数字滤波器对基带反馈信号进行重构，通过该重构出的基带抵消信号在数字域内抵消非线性信号、噪声信号，同时在数字域内进一步抵消残余基频信号。
进一步优选地，本申请还设计自适应滤波器，通过自适应滤波器在数字域内抵消残余干扰，通过上述三级抵消处理最大程度地抵消干扰信号。
基于上述技术构思，本申请实施例提供了一种带内全双工***的干扰信号抵消方法，本实施例的带内全双工***包括信号处理单元(Signal Processing Unit，简记为SPU)、发射单元和接收单元，信号处理单元是由数字器件组成，发射单元和接收单元由模拟器件组成。接收单元能够接收感兴趣信号和干扰信号，干扰信号包括基频信号，带内全双工***的工作模式包括信道测试模式和正常工作模式，信道测试模式包括外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式。
如图1所示，提供了本申请实施例中的一种带内全双工***的干扰信号抵消方法流程图，所述方法至少包括如下的步骤S110至步骤S140：
步骤S110，控制带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，获取外部干扰信道的第一信道响应；以及控制带内全双工***进入射频抵消信道测试模式，获取射频抵消信道的第二信道响应；其中，外部干扰信道是由发射单元和接收单元形成的信道，射频抵消信道是由接收单元形成的信道。
本实施例的干扰信号抵消方法可以由带内全双工***的信号处理单元执行，通过信号处理单元控制带内全双工***的工作模式。
步骤S120，根据第一信道响应和第二信道响应，得到第一数字滤波器的第一滤波器系数，并将第一滤波器系数加载到第一数字滤波器。
本申请实施例是预先得到第一数字滤波器的第一滤波器系数与第一信道响应和第二信道响应之间的第一预设关系，根据该第一预设关系能够计算第一数字滤波器的第一滤波器系数，其中第一预设关系将在后文详细说明。
基于此，本实施例先控制带内全双工***依次进入外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式，在外部干扰信道测试模式计算出外部干扰信道的第一信道响应，在射频抵消信道测试模式下计算出射频抵消信道的第二信道响应，根据第一信道响应和第二信道响应能够得到第一滤波器系数。
步骤S130，控制带内全双工***进入正常工作模式，利用第一数字滤波器对基带发射信号进行信号重构，得到重构后的基带发射信号。
步骤S140，在射频抵消信道内将重构后的基带发射信号调理成射频抵消信号，通过射频抵消信号抵消干扰信号中的基频信号。
本步骤利用射频抵消信道对重构后的基带发射信号进行的调理包括：将重构后的基带发射信号进行上变频处理和数模转换处理，将数字域的基带信号变频到模拟域的射频信号，再经过发射机进行功率放大后通过第二耦合器的耦合端耦合出射频抵消信号，在模拟域内抵消干扰信号中的大部分基频信号，有效降低干扰信号中的基频成分。
如图1可知，本实施例先控制带内全双工***分别进入外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式，在这两个信道测试模式下分别获得外部干扰信道的第一信道响应和射频抵消信道的第二信道响应，根据预先得到的第一数字滤波器的第一滤波器系数与第一信道响应和第二信道响应之间的关系，能够得到第一滤波器系数，这样在带内全双工***进入正常工作模式后，可以利用第一数字滤波器将基带发射信号重构，并利用射频抵消信道对重构后的基带发射信号进行调理，得到射频抵消信号，通过该射频抵消信号能够在模拟域抵消干扰信号中的大部分基频信号。
本实施例通过在数字域内执行信号重构操作，并且重构操作是针对基带信号，因此信号重构过程不会影响发射单元的信号发射过程，保证了带内全双工***能够在同一时刻同一频段内进行信号收发处理。且本实施例是通过射频抵消信道对重构后的信号进行调理，并非是直接对重构后的信号进行幅度、相位处理，因此本实施例的方法不受信号波形、带宽的影响，能够适应定频、跳频、脉冲等各种波形，通过在模拟域对基频信号进行抵消，能够使得***达到30dB以上的高抑制比。
如前文所述，接收天线接收到的干扰信号中除了包括占比极大的基频信号，还包括一些非线性信号和噪声信号。本实施例通过射频抵消信号能够抵消干扰信号中的大部分基频信号，经过射频抵消后的干扰信号中还包括残余基频信号，以及占比较小的非线性信号和噪声信号。
针对该问题，在本申请的一些实施例中，还设计了第二数字滤波器，利用第二数字滤波器重构出的信号，在数字域内抵消非线性信号、噪声信号和残余基频信号。
具体的，带内全双工***的信道测试模式还包括数字抵消信道测试模式，控制带内全双工***进入数字抵消信道测试模式，获取数字抵消信道的第三信道响应，根据第三信道响应得到第二数字滤波器的第二滤波器系数，将第二滤波器系数加载到第二数字滤波器。
其中，数字抵消信道包括第一支路和第二支路，第一支路是由发射单元形成的信道，第二支路是由发射单元、第一数字滤波器和所述接收单元形成的信道。
本申请实施例是预先得到第二滤波器系数与第三信道响应的第二预设关系，根据该第二预设关系能够计算第二数字滤波器的第二滤波器系数，其中第二预设关系将在后文详细说明。
基于此，本实施例控制带内全双工***进入数字抵消信道测试模式，在数字抵消信道测试模式下计算出数字抵消信道的第三信道响应，根据第三信道响应计算出第二滤波器系数。
在将第二滤波器系数加载到第二数字滤波器之后，若带内全双工***进入正常工作模式，此时先执行模拟域的射频信号抵消，然后再执行数字域的基带信号抵消。
参考图5，在第二耦合器内对干扰信号中的大部分基频信号进行射频抵消之后，将射频抵消之后的信号由第二耦合器的输出端发送给第二收发机的射频信号接收端，在经过模数转换、下变频处理后由第二收发机的基带信号接收端得到待二次抵消的基带信号，此时待二次抵消的基带信号中包括非线性信号、噪声信号和残余基频信号。
另外，还获取基带发射信号的基带反馈信号，本实施例中的基带反馈信号是指由所述基带发射信号耦合得到的信号，具体是指由第一耦合器从第一收发机的发射机处得到的耦合信号经过第一收发机的接收机侧处理后由第一收发机的基带信号接收端提供的信号。
其中，基带反馈信号中包括所述基频信号、所述非线性信号和所述噪声信号，由于基带反馈信号中包括所述基频信号、所述非线性信号和所述噪声信号，利用第二数字滤波器对基带反馈信号进行重构后得到的基带抵消信号能够抵消上述待二次抵消的基带信号中的所述非线性信号、所述噪声信号和残余基频信号。
在实际应用中的一些场景中，干扰信号先在模拟域经过射频抵消信号，然后在数字域经过基带抵消信号后，所得到的二次抵消后的基带信号中可能还有一些残余干扰信号。
在本申请的一些实施例中，针对上述残余干扰信号，还将基带发射信号作为自适应滤波器的待抵消信号，将二次抵消后的基带信号作为自适应滤波器的期望信号，通过自适应滤波器的误差输出信号得到最终的感兴趣信号。
本实施例通过自适应滤波器能够滤除上述残余干扰信号，通过上述三级干扰信号的抵消处理，使得本申请实施例的带内全双工***能够达到130dB以上的高抑制比。
本申请通过下述实施例说明控制带内全双工***分别进入外部干扰信道测试模式、射频抵消信道测试模式和数字抵消信道测试模组的三个控制步骤。
第一控制步骤：
控制发射单元的基带信号发射端与测试信号源连接，接收单元的基带信号接收端与第一信号采集端连接，接收单元不发射信号。
本实施例中的发射单元包括第一收发机、第一耦合器和发射天线，接收单元包括第二收发机、第二耦合器和接收天线。结合图2至图4，第一收发机的射频发射端IQ-TX连接第一耦合器的输入端，第一耦合器的耦合端连接第一收发机的射频接收端IQ-RX，第一耦合器的输出端连接发射天线；第二收发机的射频发射端IQ-TX连接第二耦合器的耦合端，第二耦合器的输出端连接第二收发机的射频接收端IQ-RX，第二耦合器的输入端连接接收天线。
如图2所示，进入外部干扰信道测试模式的条件是，第一收发机的基带信号发射端IQ-TX连接测试信号源，第一收发机的基带信号接收端IQ-RX可以灵活设置，例如连接第二信号采集端或者悬空或者接地，第二收发机的基带信号发射端IQ-TX不接入信号，第二收发机的基带信号接收端IQ-RX连接第一信号采集端。
本实施例通过执行第一控制步骤使带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，在外部干扰信道测试模式下，应尽量保证接收单元接收到的信号为发射单元中发射的信号。例如测试信号源发出第一基带测试信号x1(n)后，第一基带测试信号x1(n)传输到第一收发机后，在第一收发机的发射机处由于发射机功放引入非线性信号和噪声信号，引入的非线性信号和噪声信号与第一基带测试信号x1(n)对应的基频信号同时通过发射天线发射出去，此时，要求外部环境没有强干扰信号，换言之，一般的环境信号对本测试不构成影响。
第二控制步骤：
控制发射单元的基带信号发射端与测试信号源连接，发射单元的基带信号接收端与第二信号采集端连接，接收单元的基带信号接收端与第一信号采集端连接，接收单元不发射信号。
如图3所示，进入射频抵消信道测试模式的条件是：第一收发机的基带信号发射端IQ-TX不接入信号，第一收发机的基带信号接收端IQ-RX可以灵活设置，例如连接第二信号采集端或者悬空或者接地，第二收发机的基带信号发射端IQ-TX连接测试信号源，第二收发机的基带信号接收端IQ-RX连接第一信号采集端。
本实施例通过执行第二控制步骤使带内全双工***进入射频抵消信道测试模式，此时，第二收发机接收天线的外部环境没有强干扰信号，换言之，一般的外部环境信号对测试没有影响，第二耦合器从接收天线处接收的外部信号比耦合器耦合的测试信号小10dB即可，第二耦合器将其耦合到的第二基带测试信号对应的射频信号发送给第二收发机的接收机。
第三控制步骤：
控制测试信号源分别与第一数字滤波器的输入端和发射单元的基带信号发射端连接，发射单元的基带信号接收端与第二信号采集端连接，第一数字滤波器的输出端与接收单元的基带信号发射端连接，接收单元的基带信号接收端与第一信号采集端连接。
如图4所示，进入数字抵消信道测试模式的条件是：第一收发机的基带信号发射端IQ-TX连接测试信号源，第一数字滤波器加载了第一滤波器系数，且第一数字滤波器的输入端连接测试信号源，第一数字滤波器的输出端连接第二收发机的基带信号发射端，以及第一收发机的基带信号接收端IQ-RX连接第二信号采集端，第二收发机的基带信号接收端IQ-RX连接第一信号采集端。
本申请实施例通过上述三种控制步骤能够分别控制带内全双工***进入相应的信道测试模式。由于数字抵消信号测试模式需要利用加载了第一滤波器系数的第一数字滤波器，因此需要先执行外部干扰信道测试模型和射频抵消信道测试模式，再执行数字抵消信道测试模式。其中不限定外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式的执行顺序，例如先执行外部干扰信道测试模式，再执行射频抵消信道测试模式。
此外，本申请实施例控制带内全双工***进入正常工作模式的控制步骤包括：
控制基带信号源分别与第一数字滤波器的输入端和发射单元的基带信号发射端连接，接收单元的基带信号发射端与第一数字滤波器的输出端连接，接收单元和发射单元的基带信号接收端的连接对象与带内全双工***包括的数字滤波器相关：
当带内全双工***包括第一数字滤波器而不包括第二数字滤波器也不包括自适应滤波器时，本实施例控制接收单元的基带信号接收端连接感兴趣信号输出端，发射单元的基带信号接收端可以灵活设置连接对象，例如连接第二信号采集端或者接地。
当带内全双工***包括第一数字滤波器和第二数字滤波器而不包括自适应滤波器时，本实施例控制接收单元的基带信号接收端连接减法器的正极输入端，发射单元的基带信号接收端连接第二数字滤波器的输入端，此时第二数字滤波器的输出端连接减法器的负极输入端，减法器的输出端连接感兴趣信号输出端。
当带内全双工***包括第一数字滤波器、第二数字滤波器和自适应滤波器时，本实施例控制接收单元的基带信号接收端连接减法器的正极输入端，发射单元的基带信号接收端连接第二数字滤波器的输入端，第二数字滤波器的输出端连接减法器的负极输入端，此时减法器的输出端连接自适应滤波器的期望信号输入端，基带信号源还连接自适应滤波器的待抵消信号输入端，自适应滤波器的误差输出端连接感兴趣信号输出端。
根据本申请的上述本实施例可知，控制带内全双工***进入信道测试模式或正常工作模式，主要是控制第一收发机的基带信号接收端IQ-RX和基带信号发射端IQ-TX的连接对象，以及控制第二收发机的基带信号接收端IQ-RX和基带信号发射端IQ-TX的连接对象。
当带内全双工***进入外部干扰信道测试模式时，通过下述步骤获取外部干扰信道的第一信道响应：
控制测试信号源在所述带内全双工***的工作频段的各个设定频点处发出第一基带测试信号；
获取各个设定频点处的第一基带测试信号经过外部干扰信道调理后的各个频点处的第一基带测试响应信号；
对各个设定频点处的所述第一基带测试信号和所述第一基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一频域测试信号和第一频域测试响应信号；
根据第一频域测试信号和所述第一频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到外部干扰信道的第一频域响应。
类似的，当带内全双工***进入射频抵消信道测试模式时，通过下述步骤获取射频抵消信道的第二信道响应：
控制所述测试信号源在所述工作频段的各个设定频点处发出第二基带测试信号；
获取所述各个设定频点处的第二基带测试信号经过所述射频抵消信道调理后的各个频点处的第二基带测试响应信号；
对各个设定频点处的所述第二基带测试信号和所述第二基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第二频域测试信号和第二频域测试响应信号；
根据所述第二频域测试信号和所述第二频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到所述射频抵消信道的第二频域响应。
当带内全双工***进入射数字消信道测试模式时，通过下述步骤获取数字抵消信道的第二信道响应：
控制所述测试信号源在所述工作频段的各个设定频点处发出第三基带测试信号；
获取所述各个设定频点处的第三基带测试信号经过所述第一支路调理后的各个频点处的第一支路基带测试响应信号，以及获取所述各个设定频点处的第三基带测试信号经过所述第二支路调理后的各个频点处的第二支路基带测试响应信号；
对各个设定频点处的所述第一支路基带测试响应信号和所述第二支路基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一支路频域测试响应信号和第二支路频域测试响应信号；
根据所述第一支路频域测试响应信号和所述第二支路频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到所述数字抵消信道的第三频域响应。
在得到第一频域响应和第二频域响应之后，将所述各个设定频点对应的所述第一频域响应的数值除以相应频点处的所述第二频域响应的数值，所得到比值的相反数为所述第一数字滤波器的第一频域重构响应；对所述第一频域重构响应进行反傅里叶变换，根据所述第一数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述第一数字滤波器的所述第一滤波器系数。
在得到第三频域响应之后，对所述第三频域响应进行反傅里叶变换，并根据所述第二数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述第二数字滤波器的第二滤波器系数。
与前述实施例中带内全双工***的干扰信号抵消同属于一个技术构思，本申请实施例还提供了一种带内全双工***。
如图6所示，提供了本申请实施例中的一种带内全双工***的结构示意图，如图6所示，本申请实施例中的带内全双工***包括：发射单元、接收单元和信号处理单元。
其中，发射单元包括第一收发机、第一耦合器和发射天线。接收单元包括第二收发机、第二耦合器和接收天线。信号处理单元包括：基带信号源、数据处理控制器(DataProcessing Controller，简记为DPC)和第一数字滤波器；数据处理控制器包括测试信号源、控制端、第一信号采集端、第二信号采集端、感兴趣信号输出端。
其中，收发机又称为无线电收发两用机，收发机是从射频到基带以及基带到射频的接收与发射对。本实施例中，第一收发机和第二收发机具有相同的电路结构，如图7所示，第一收发机和第二收发机均包括数字上变频器(Digital Up Converter，简记为DUC)、数字变频器、数模转换器(Digital-to-Analog Converter，简记为DAC)、发射机、数字下变频器(Digital Down Converter，简记为DDC)、模数转换器(Analog-to-Digital Converter，简记为ADC)和接收机。
数字上变频器的第一端为收发机的基带信号发射端IQ-TX，数字上变频器的第二端与数字变频器的第一端连接，数字变频器的第三端与数模转换器的第一端连接，数模转换器的第二端与发射机的第一端连接，发射机的第二端为收发机的射频信号发射端RF-TX；接收机的第一端为收发机的射频信号接收端RF-RX，接收机的第二端与模数转换器的第一端连接，模数转换器的第二端与数字变频器的第四端连接，数字变频器的第二端与数字下变频器的第一端连接，数字下变频器的第二端为收发机的基带信号接收端IQ-RX。
本实施例中的收发机所包括的数字变频器包括图7中示出的数字本振器(Numerically Controlled Oscillator，简记为NCO)和数字混频器，发射机与接收机包括但不限于共本振。在本申请实施例中，收发机所包括的发射机与接收机的最低限度要求发射机与接收器为相干(Coherent)。发射机和接收机的工作体制包括但不限于模拟变频技术体制，也可以是无模拟变频射频直采等体制。
如图6所示，基带信号源和测试信号源与第一收发机的基带信号发射端IQ-TX选通连接，第一收发机的基带信号接收端IQ-RX与第二信号采集端连接，第一收发机的射频信号发射端RF-TX与第一耦合器的输入端连接，第一收发机的射频信号接收端RF-RX与第一耦合器的耦合端连接，第一耦合器的输出端连接发射天线。
基带信号源还与第一数字滤波器的输入端连接，数据处理控制器的控制端与第一数字滤波器的控制端连接，第一数字滤波器的输出端和测试信号源与第二收发机的基带信号发射端IQ-TX选通连接，第二收发机的基带信号接收端IQ-RX与感兴趣信号输出端和第一信号采集端选通连接，第二收发机的射频信号发射端RF-TX与第二耦合器的耦合端连接，第二收发机的射频信号接收端RF-RX与第二耦合器的输出端连接，第二耦合器的输入端与接收天线连接。
在数据处理控制器的控制端输出第一控制指令时，使第一收发机的基带信号发射端与测试信号源连接，第二收发机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，所述接收单元的发射通道不发射信号，带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，并且在外部干扰信道测试模式下，计算出外部干扰信道的第一信道响应。
在数据处理控制器的控制端输出第二控制指令时，使第二接收机的基带信号发射端与测试信号源连接，第二接收机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，发射单元不发射信号，带内全双工***进入射频抵消信道测试模式；并且在射频抵消信道测试模式下，计算出射频抵消信道的第二信道响应，根据第一信道响应和第二信道响应计算出第一滤波器系数，将第一滤波器系数加载到第一数字滤波器。
在数据处理控制器的控制端输出第三控制指令时，使测试信号源分别与第一数字滤波器的输入端和第一收发机的基带信号发射端连接，第一收发机的基带信号接收端与第二信号采集端连接，第二收发机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，带内全双工***进入数字抵消信道测试模式，并且在数字抵消信道测试模式下，计算出数字抵消信道的第三信道响应，根据第三信道响应计算出第二滤波器系数，将第二滤波器系数加载到第二数字滤波器。
可见，在图6所示的带内全双工***中，信号处理单元是带内全双工***的核心，信号处理单元能够实现整个***瞬时带内信道的测试，并计算出第一数字滤波器的第一滤波器系数，基于第一数字滤波器实施带***频干扰抵消，抵消掉干扰信号中的大部分基频信号。
本实施例中的数据处理控制器可以是带内全双工***的***控制器，其包括中央处理器(Central Processing Unit，简称为CPU)、随机访问存储器(Random AccessMemory，简称为RAM)、输入/输出接口(Output/Input Interface，简称为IO接口)等，中央处理器可以生成测试信号源。由于单音信号较为简单，容易产生。因此，本实施例的测试信号源优选为单音信号源，当然在实际应用中，本领域技术人员也可以灵活选择测试信号源的类型，只要能够准确计算出第一数字滤波器和第二数字滤波器的重构系数即可。
需要说明的是，图6中通过虚线连接表示相关器件的选通连接关系，例如图6中第一收发机的基带信号发射端与基带信号源和测试信号源之间通过虚线连接，表示第一收发机的基带信号发射端与基带信号源和测试信号源是择一选通连接的。
为抵消干扰信号中的非线性信号、噪声信号和残余基频信号，在本申请的一些实施例中，信号处理单元还包括第二数字滤波器和减法器。可选地，第一数字滤波器和第二数字滤波器均为FIR(Finite Impulse Response，又称为有限长单位冲激响应)滤波器。
在本实施例中，当信号处理单元包括第二数字滤波器和减法器时，第二信号采集端和第二数字滤波器的输入端与第一收发机的基带信号接收端IQ-RX选通连接，数据处理控制器的控制端还与第二数字滤波器的控制端连接，第二数字滤波器的输出端与减法器的负极输入端连接，减法器的正极输入端和第一信号采集端与第二收发机的基带信号接收端IQ-RX选通连接，减法器的输出端与感兴趣信号输出端连接。
在本申请的一些实施例中，为进一步抵消残余干扰信号，信号处理单元还包括自适应滤波器，本实施例的自适应滤波器可以采用LMS(Least Mean Square，又称为最小均方差)、NLMS(Normalized Least Mean Square，又称为归一化最小均方差)、RLS(RecursiveLeast Squares，又称为递归最小二乘)等自适应滤波方法对残余干扰信号进行抵消。
如图5所示，减法器的输出端与自适应滤波器的期望信号输入端连接，基带信号源与自适应滤波器的待抵消信号输入端连接，自适应滤波器的误差输出端与感兴趣信号输出端连接。
以自适应滤波器采用LMS自适应滤波技术为例，将减法器的输出信号e(n)作为期望信号d(n)，将基带信号源发出的基带发射信号x(n)作为待抵消信号u(n)，将期望信号d(n)和待抵消信号u(n)分别送入LMS自适应滤波器进行自适应滤波，LMS自适应滤波器的误差输出信号err(n)即为最终的感兴趣信号SOI。LMS自适应滤波算法如下：
err(n)＝d(n)-W(n-1)Tu(n) (1)
W(n)＝W(n-1)+μerr(n)u*(n) (2)
上述式子(1)与(2)中，W(n)是LMS自适应滤波器的滤波器系数，μ是自适应步进常数。
在本申请的一些实施例中，信号处理单元还可以包括多个逻辑开关，通过多个逻辑开关实现相关器件之间的选通连接。
具体的，信号处理单元还包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关；第一开关的不动端连接第一收发机的基带信号发射端，第一开关的动端可选通连接基带信号源和测试信号源；第二开关的不动端连接第二收发机的基带信号发射端，第二开关的动端可选通连接所述第一数字滤波器的输出端和测试信号源；第三开关的不动端连接第二收发机的基带信号接收端，第三开关的动端可选通连接所述减法器的正极输入端和第一信号采集端；第四开关的不动端连接第一收发机的基带信号接收端，第四开关的动端可选通连接第二数字滤波器的输入端和第二信号采集端；其中，第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的控制端均连接数据处理控制器的控制端。
为说明本实施例中带内全双工***在模拟域和在数字域的干扰信号抵消过程，下面结合图5详细说明。
参考图5所示，带内全双工***包括发射单元、接收单元和信号处理单元。发射单元中包括第一收发机、第一耦合器和发射天线，接收单元中包括第二收发机、第二耦合器和接收天线。第一收发机与第二收发机均包括发射通道和接收通道，第一收发机与第二收发机的结构组成如图7所示，其中第一收发机中的发射机连接第一耦合器的输入端，第一耦合器的耦合端连接第一收发机中的接收机，第一收发机中的接收机用于反馈发射机信号；第二收发机中的发射机连接第二耦合器的耦合端，第二收发机中的发射机用于接收射频抵消信号，第二耦合器的输出端连接二收发机中的接收机。
信号处理单元包括数据处理控制器、第一数字滤波器、第二数字滤波器、LMS自适应滤波器、状态逻辑控制开关等，状态逻辑控制开关例如包括第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3和第四开关SW4。
假定带内全双工***的工作频段是100MHz～400MHz，第一收发机和第二收发机中的接收机采用射频直采体制，采样频率设置为fs＝1024MHz，NCO的中心频率设置为f0＝256MHz，数字下变频器的抽取倍率与数字上变频器的内插倍率均设置为4倍，基带频率设置为fb＝256MHz。测试信号源的起始频率、终止频率和步进频率可相应设置为100MHz和400MHz和1MHz。
带内全双工***的各个元器件的连接关系如图5所示，需要说明的是，数据处理控制器的控制端还应连接第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3和第四开关SW4的控制端，本实施例为使图5的电路简洁，数据处理控制器与上述开关SW1，SW2，SW3、SW4的连接关系未示出。
本实施例中的信号处理单元用于控制带内全双工***工作在信道测试模式或工作在正常工作模式，其中信道测试模式包括外部干扰信道测试模式、射频抵消信道测试模式和数字抵消信道测试模式。在信道测试模式下，完成外部干扰信道、射频抵消信道和数字抵消信道的信道响应测试，以及完成第一数字滤波器和第二数字滤波器的重构系数计算。在正常工作模式下，信号处理单元还实时进行三级的干扰信号抵消。下面详细说明信号处理单元的相关控制过程。
第一方面，外部干扰信道的测试。
数据处理控制器先控制带内全双工***进入外部干扰信道测试模式，控制第一收发机的基带信号发射端与测试信号源连接，第二收发机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，由第一开关、第一收发机的发射通道、第一耦合器、发射天线、空间信道、接收天线、第二耦合器、第二收发机的接收通道和第三开关形成外部干扰信道。如图2所示，在带内全双工***进入外部干扰信道测试模式时，第一开关SW1和第三开关SW3置于测试模式，即将第一开关SW1的动端与数据处理控制器的测试信号源连接，将第三开关SW3的动端与数据处理控制器的第一信号采集端连接，此时接收单元中的第二收发机的发射机不发射信号。
在此工作模式下，数据处理控制器生成单音信号源，控制单音信号源在工作频段的各个设定频点输出第一基带测试信号x1(n)，使第一基带测试信号x1(n)经过外部干扰信道后由第一信号采集端输出各个频点处的第一基带测试响应信号y1(n)。此时数据处理控制器同时采集N对x1(n)和y1(n)。
基于上述假设，单音信号源从100MHz每隔10MHz发出扫频信号直到400MHz止。同时接收第一信号采集端的y1(n)，对各个设定频点下的信号x1(n)和y1(n)进行样点采集。
在实际应用中的一个场景下，可以在工作频段等间隔采集各个设定频点，对于每个频点可采集4096个样点，这里每个频点内样点数视精度和速度要求进行折中设置。样点采集完成后计算外部干扰信道的第一频域响应，计算方法如下：
对各个设定频点处的第一基带测试信号x1(n)和第一基带测试响应信号y1(n)进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一频域测试信号和第一频域测试响应信号，根据第一频域测试信号和第一频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到外部干扰信道的第一频域响应的矢量表示H1。
具体的，对每组4096个样点的x1(n)和y1(n)进行傅里叶变换，例如对x1(n)和y1(n)求取FFT(Fast Fourier Transform，称为快速傅里叶变换)或DFT(Discrete FourierTransform，称为离散傅里叶变换)，得到已知频点的频域值：
Figure BDA0003651597860000151
上述式子(3)中，ωk是设定频点k的角频率。
重复以上过程直至得到整个工作频段内各个设定频点的频域值，进而得到整个频段内外部干扰信道的第一频域响应的矢量表示H1：
H1＝[H1(ω1),H1(ω2),...H1(ωm)]T，m＝length(fstart:step:fstop) (4)
上述式子(4)中，fstart、fstop、fstep分别是测试的起始频率、终止频率、步进频率，length()表示matlab函数。
第二方面，射频抵消信道的测试。
数据处理控制器控制带内全双工***进入射频抵消信道测试模式。即控制第二收发机的基带信号发射端与测试信号源连接，第二收发机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，由第二开关、第二收发机的发射通道、第二耦合器、第二收发机的接收通道和第三开关形成射频抵消信道。如图3所示，在射频抵消信道测试模式下，第二开关SW2和第三开关SW3置于测试模式，即第二开关SW2的动端与数据处理控制器的测试信号源连接，第三开关SW3的动端与数据处理控制器的第一信号采集端连接，此时发射单元不发射信号。
在射频抵消信道测试模式下，数据处理控制器例如生成单音信号源，控制单音信号源在工作频段的各个设定频点输出第二基带测试信号x2(n)，使第二基带测试信号x2(n)经过射频抵消信道后由第一信号采集端输出各个频点处的第二基带测试响应信号y2(n)。此时数据处理控制器同时采集N对x2(n)和y2(n)。
基于上述假设，单音信号源从100MHz每隔10MHz发出扫频信号直到400MHz止。同时接收第一信号采集端发送来的y2(n)，对各个设定频点下的信号x2(n)和y2(n)进行样点采集。
在实际应用中的一个场景下，可以在工作频段等间隔采集各个设定频点，对于每个频点可采集4096个样点，这里每个频点内样点数视精度和速度要求进行折中设置。样点采集完成后计算射频抵消信道的第二频域响应，计算方法如下：
对各个设定频点处的第二基带测试信号x2(n)和第二基带测试响应信号y2(n)进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第二频域测试信号和第二频域测试响应信号，根据第二频域测试信号和第二频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到射频抵消信道的第二频域响应的矢量表示H2。
具体的，对每组4096个样点的x2(n)和y2(n)求取FFT或DFT，得到已知频点的频域值，并重复该过程直至得到整个工作频段内各个设定频点的频域值，进而得到整个频段***频抵消信道的第二频域响应的矢量表示H2。
第三方面，计算第一数字滤波器的第一滤波器系数Wc。
本实施例中第一数字滤波器用于重构射频抵消信道的响应，具体是将各个设定频点对应的第一频域响应H1的数值除以相应频点处的第二频域响应H2的数值，将所得到的比值的相反数确定为第一数字滤波器的第一频域重构响应H_rf；即第一频域重构响应H_rf为：
H_rf＝-H1·/H2 (5)
上述式子(5)中，“./”表示对应频点的除法。
本实施例通过式子(5)使各个设定频点对应的第一频域响应值除以相应频点的第二频域响应值，所得到的频域数值的相反数(也即负数)即为第一频域重构响应。再根据窗函数法或通过数学约束优化方法求取第一频域重构响应对应的时域冲击响应，所得到的时域冲击响应即为本实施例中的第一滤波器系数Wc，将第一滤波器系数Wc加载到第一数字滤波器中。
以通过窗函数法计算第一滤波器系数Wc为例，对第一频域重构响应H_rf求反傅里叶变换，并进行长度截取，得到第一FIR数字滤波器的第一滤波器系数Wc。在进行长度截取时，应根据第一FIR数字滤波器的抽头数进行相应长度的截取，例如第一数字滤波器为64抽头时，则将反傅里叶变换值截取64抽头长度。
当然，在实际应用中，也可以采用时域数据x1(n)和y1(n)、x2(n)和y2(n)计算第一数字滤波器的第一滤波器系数Wc，但直接计算
Figure BDA0003651597860000171
需要在时域求解卷积，计算复杂度较高。相较于时域处理方法，频域方法是将时域的卷积计算转换成频域的除法计算，然后再利用窗函数法计算时域重构系数，频域方法具有计算简单的优势。实际应用中，本领域技术人员可以灵活选择时域重构系数的计算方法。
这里，通过下述实施例说明第一数字滤波器的第一滤波器系数Wc的确定过程。
首先，作出如下假设：
第一收发机的发射通道(即从第一收发器的基带信号发射端IQ-TX到射频信号发射端RF-TX之间形成的信号通道)响应为tx1；
第一收发机的接收通道(即从第一收发机的射频信号接收端RF-RX到基带信号接收端IQ-RX之间形成的信号通道)响应为rx1；第二收发机的发射通道(即从第二收发器的基带信号发射端IQ-TX到射频信号发射端RF-TX之间形成的信号通道)响应为tx2；第二收发机的接收通道(即从第二收发机的射频信号接收端RF-RX到基带信号接收端IQ-RX之间形成的信号通道)响应为rx2；第一耦合器的插损为r1，第一耦合器的耦合比为s1；第二耦合器的插损为r2，第二耦合器的耦合比为s2；从发射天线到空间信道和接收天线的响应为hc。
基于上述假设条件，在外部干扰信道测试模式下，外部干扰信道的第一信道响应h1为：
Figure BDA0003651597860000172
在射频抵消信道测试模式下，射频抵消信道的第二信道响应h2为：
Figure BDA0003651597860000173
假设基带测试信号为xn，第一数字滤波器的第一滤波器系数为Wc，第一数字滤波器重构出的信号在射频抵消信道的第二耦合器处形成的射频抵消信号与第二耦合器从其接收端接收到的信号能够完全抵消，即满足：
xn*tx1*r1*hc*r2＝-xn*Wc*tx2*s2 (8)
根据上述式子(6)、(7)和(8)，可以得到第一预设关系
Figure BDA0003651597860000181
第四方面，数字抵消信道的测试。
控制带内全双工***进入数字抵消信道测试模式。即控制第一收发机的基带信号发射端和第一数字滤波器的输入端分别与测试信号源连接，第一数字滤波器的输出端与第二收发机的基带信号发射端连接，第一收发机的基带信号接收端与第二信号采集端连接，以及控制第二收发机的基带信号接收端与第一信号采集端连接，由第一开关、第一收发机的发射通道、第一耦合器、第一收发机的接收通道和第四开关形成数字抵消信道的第一支路，由第一开关、第一收发机的发射通道、第一耦合器、发射天线、空间信道、接收天线、第一数字滤波器、第二收发机的发射通道、第二耦合器、第二收发机的接收通道和第三开关形成数字抵消信道的第二支路。如图4所示，在数字抵消信道测试模式下，第一开关SW1、第二开关SW2、第三开关SW3和第四开关SW4置于测试模式，即第一开关SW1的动端与数据处理控制器的测试信号源连接，第二开关SW2的动端与第一数字滤波器的输出端连接，第三开关SW3的动端与数据处理控制器的第一信号采集端连接，第四开关SW4的动端与数据处理控制器的第二信号采集端连接。
在数字抵消信道测试模式下，数据处理控制器生成单音信号源，控制单音信号源在工作频段的各个设定频点输出第三基带测试信号p(n)，使第三基带测试信号p(n)经过数字抵消信道的第一支路后由第二信号采集端输出各个频点处的第一支路基带测试响应信号x3(n)，以及使第三基带测试信号p(n)经过数字抵消信道的第二支路后由第一信号采集端输出各个频点处的第二支路基带测试响应信号y3(n)。此时数据处理控制器同时采集N对x3(n)和y3(n)。
基于上述假设，单音信号源从100MHz每隔1MHz发出扫频信号直到400MHz止。同时接收第二信号采集端发送来的x3(n)和第一信号采集端发送来的y3(n)，对各个设定频点下的信号x3(n)和y3(n)进行样点采集。
在实际应用中的一个场景下，可以在工作频段等间隔采集各个设定频点，对于每个频点可采集4096个样点，这里每个频点内样点数视精度和速度要求进行折中设置。样点采集完成后计算数字抵消信道的第三频域响应，计算方法如下：
获取在所述数字抵消信道测试模式下数字抵消信道的第三频域响应，即对各个设定频点处的第一支路基带测试响应信号x3(n)和第二支路基带测试响应信号y3(n)进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一支路频域测试响应信号和第二支路频域测试响应信号，根据第一支路频域测试响应信号和第二支路频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到第三频域响应的矢量表示H3。
具体的，对每组4096个样点的x3(n)和y3(n)求取FFT或DFT，得到已知频点的频域值，并重复该过程直至得到整个工作频段内各个设定频点的频域值，进而得到整个频段内数字抵消信道的第三频域响应的矢量表示H3。
第五方面，计算第二数字滤波器的第二滤波器系数Wf。
本实施例中第二FIR数字滤波器用于重构数字抵消信道的响应，本实施例是根据第三频域响应得到第二数字滤波器的第二滤波器系数Wf。也就是说，第二数字滤波器的第二频域重构响应即为前文第四方面中计算出的第三频域响应H3，根据窗函数法或通过数学约束优化方法求取第三频域响应H3对应的时域冲击响应，所得到的时域冲击响应即为本实施中的第二滤波器系数Wf。
如图5可知，本实施例中的第二数字滤波器的输入端是接收第一收发机中的基带信号接收端的基带反馈信号Ob(n)，该基带反馈信号Ob(n)来自于第一耦合器对第一收发机中发射机所发射信号的耦合信号，其包括发射机泄露的基频信号、发射机功放引入的非线性信号和噪声信号等，利用第二数字滤波器对该基带反馈信号Ob(n)进行重构后得到基带抵消信号，利用该基带抵消信号能够抵消待二次抵消的基带信号中的非线性信号、噪声信号和残余基频信号，使得本申请的***能够适应散射、多径等恶劣环境。
这里，通过下述实施例说明第二数字滤波器的第一滤波器系数Wf的确定过程。
本实施例接上文第三方面的假设条件，当测试信号源发射pn信号时，数字抵消信道的第一支路通道响应为：
Figure BDA0003651597860000191
数字抵消信道的第二支路通道响应为：
Figure BDA0003651597860000192
在数字抵消信道测试模式下，假设基带测试信号为xn，第一数字滤波器的第二滤波器系数为Wf，第二数字滤波器重构出的信号在减法器中形成的基带抵消信号与减法器中待二次抵消的基带信号能够完全抵消，即满足：
xn*tx1*s1*rx1*Wf＝xn*(Wc*tx2*s2+tx1*r1*hc*r2)*rx2 (11)
根据上述式子(9)、(10)和(11)可以得到第二预设关系
Figure BDA0003651597860000201
第六方面，实时干扰抵消。
如图5所示，控制带内全双工***进入正常工作模式，即将第一开关SW1至第四开关SW4切换成正常工作状态，具体是第一开关SW1的动端与基带信号源(即图5中的x(n)位置处)连接，第二开关SW2的动端与第一数字滤波器的输出端连接，第三开关SW3的动端与减法器的正极输入端连接，第四开关SW4的动端与第二数字滤波器的输入端连接。
在正常工作模式下，基带信号源提供基带发射信号x(n)，同时接收机正常接收信号，接收天线接收到的信号中包括感兴趣信号和干扰信号，这里的干扰信号包括由发射机泄露的基频信号，以及由发射机功放引入的非线性信号和噪声信号等。
当基带信号源发射基带发射信号x(n)时，基带发射信号x(n)由发射单元发射出去，此时发射出的信号形成接收天线接收的干扰信号。针对该干扰信号，本申请实施例还利用第一数字滤波器对基带发射信号进行重构，得到重构后的基带发射信号经过射频抵消信道调理在第二耦合器中形成射频抵消信号，该射频抵消信号在第二耦合器中抵消干扰信号中一部分基频信号。
并且，在基带发射信号发射过程中，第一耦合器还从第一收发机的发射机处得到耦合信号，将该耦合信号经过第一收发机处理后形成基带反馈信号Ob(n)并通过第一收发机的基带信号接收端输出给第二数字滤波器，此时基带反馈信号Ob(n)包括基频信号、非线性信号和噪声信号等，该基带反馈信号Ob(n)经过第二数字滤波器重构后形成基带抵消信号。同时第二耦合器中经过射频抵消后的信号经过第二耦合器的输出端输入到第二收发机被第二收发机调理成基带信号后由第二收发机的基带信号接收端输出给减法器，在减法器中基带抵消信号对待二次抵消的基带信号中的非线性信号、噪声信号和残余基频信号进行抵消，得到二次抵销后的基带信号。
之后，再将二次抵销后的基带信号e(n)作为自适应滤波器的期望信号d(n)，将基带信号源提供的基带发射信号x(n)作为自适应滤波器的待抵消信号u(n)，将期望信号d(n)和待抵消信号u(n)作为自适应滤波器的输入，通过自适应滤波器的误差输出信号得到最终的感兴趣信号SOI。
通过上述实施例实现带内全双工***的三级干扰信号抵消，最大限度的抵消干扰信号。
在实际应用中，一般是在***开机或需要重新进行信道测试时，使带内全双工***开启信道测试模式，本实施例的信道测试模式的线上测试时间可控制在百毫秒内或几秒内，其中线上测试时间与***的工作频段、步进频率和每个频点的样点数有关。
综合本申请上述实施例提供的带内全双工***，设计带内全双工***的信道响应测试与信号抵消算法均在信号处理单元内完成，不需要借助模拟器件，能够提高宽带(本实施例的宽带的带宽可以达到300MHz，例如***的工作频段从100MHz到400MHz)内的干扰抵消的精度，本申请实施例的带内全双工***具有硬件电路结构简单、宽带抵消性能好、环境适应能力强(例如能够适应散射、多径等恶劣环境)、干扰抑制比高(基频信号在模拟域内的抵消能够达到30dB以上的抑制比，干扰信号在模拟域和数字域的抵消能够达到120dB以上的抑制比)、体积小、适装性强等优点，且能够适应定频、跳频、脉冲等各种波形，可广泛应用于全双工通信、多功能射频一体化等场景。
应当理解，尽管在本发明可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本发明范围的情况下，第一信息也可以被称为第二信息，类似地，第二信息也可以被称为第一信息。
以上仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种带内全双工***的干扰信号抵消方法，所述带内全双工***包括信号处理单元、发射单元和接收单元，所述接收单元能够接收感兴趣信号和干扰信号，所述干扰信号包括基频信号，其特征在于，所述带内全双工***的工作模式包括信道测试模式和正常工作模式，所述信道测试模式包括外部干扰信道测试模式和射频抵消信道测试模式，所述方法由所述信号处理单元执行，所述方法包括：
控制所述带内全双工***进入所述外部干扰信道测试模式，获取外部干扰信道的第一信道响应；以及控制所述带内全双工***进入所述射频抵消信道测试模式，获取射频抵消信道的第二信道响应；其中，所述外部干扰信道是由所述发射单元和所述接收单元形成的信道，所述射频抵消信道是由所述接收单元形成的信道；
根据所述第一信道响应和所述第二信道响应，得到第一数字滤波器的第一滤波器系数，并将所述第一滤波器系数加载到所述第一数字滤波器；
控制所述带内全双工***进入所述正常工作模式，利用所述第一数字滤波器对基带发射信号进行信号重构，得到重构后的基带发射信号；
在所述射频抵消信道内将所述重构后的基带发射信号调理成射频抵消信号，通过所述射频抵消信号抵消所述干扰信号中的基频信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道测试模式还包括数字抵消信道测试模式，所述方法还包括：
控制所述带内全双工***进入所述数字抵消信道测试模式，获取数字抵消信道的第三信道响应，其中所述数字抵消信道包括第一支路和第二支路，所述第一支路是由所述发射单元形成的信道，所述第二支路是由所述发射单元、第一数字滤波器和所述接收单元形成的信道；
根据所述第三信道响应得到第二数字滤波器的第二滤波器系数，将所述第二滤波器系数加载到所述第二数字滤波器。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述干扰信号还包括非线性信号和噪声信号，在通过所述射频抵消信号抵消所述干扰信号中的基频信号之后，还包括：
将射频抵消后的信号调理为待二次抵消的基带信号，所述待二次抵消的基带信号中包括非线性信号、噪声信号和残余基频信号；
获取所述基带发射信号的基带反馈信号，所述基带反馈信号是由所述基带发射信号耦合得到的信号，所述基带反馈信号中包括所述基频信号、所述非线性信号和所述噪声信号；
利用所述第二数字滤波器将所述基带反馈信号重构为基带抵消信号；
通过所述基带抵消信号对所述待二次抵消的基带信号中的所述非线性信号和、所述噪声信号和所述残余基频信号进行抵消，得到二次抵消后的基带信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在得到二次抵消后的基带信号之后，还包括：
将所述基带发射信号作为自适应滤波器的待抵消信号，所述二次抵消后的基带信号作为所述自适应滤波器的期望信号；
通过所述自适应滤波器的误差输出信号得到感兴趣信号。
5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述控制所述带内全双工***进入所述外部干扰信道测试模式，包括：
控制所述发射单元的基带信号发射端与测试信号源连接，所述接收单元的基带信号接收端与第一信号采集端连接，所述接收单元不发射信号；
所述控制所述带内全双工***进入所述射频抵消信道测试模式，包括：
控制所述接收单元的基带信号发射端与测试信号源连接，所述接收单元的基带信号接收端与所述第一信号采集端连接，所述发射单元不发射信号；
所述控制所述带内全双工***进入所述数字抵消信道测试模式，包括：
控制所述测试信号源分别与第一数字滤波器的输入端和所述发射单元的基带信号发射端连接，所述发射单元的基带信号接收端与第二信号采集端连接，所述第一数字滤波器的输出端与所述接收单元的基带信号发射端连接，所述接收单元的基带信号接收端与第一信号采集端连接；
所述控制所述带内全双工***进入所述正常工作模式，包括：
控制所述基带信号源分别与所述第一数字滤波器的输入端和所述发射单元的基带信号发射端连接，所述发射单元的基带信号接收端与所述第二数字滤波器的输入端连接，所述接收单元的基带信号发射端与第一数字滤波器的输出端连接，所述接收单元的基带信号接收端与所述第二数字滤波器的输出端分别作为减法器的正极输入端和负极输入端。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述获取外部干扰信道的第一信道响应，包括：
控制所述测试信号源在所述带内全双工***的工作频段的各个设定频点处发出第一基带测试信号；获取所述各个设定频点处的第一基带测试信号经过所述外部干扰信道调理后的各个频点处的第一基带测试响应信号；对各个设定频点处的所述第一基带测试信号和所述第一基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一频域测试信号和第一频域测试响应信号，根据所述第一频域测试信号和所述第一频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到所述外部干扰信道的第一频域响应；
所述获取射频抵消信道的第二信道响应，包括：
控制所述测试信号源在所述工作频段的各个设定频点处发出第二基带测试信号；获取所述各个设定频点处的第二基带测试信号经过所述射频抵消信道调理后的各个频点处的第二基带测试响应信号；对各个设定频点处的所述第二基带测试信号和所述第二基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第二频域测试信号和第二频域测试响应信号，根据所述第二频域测试信号和所述第二频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到所述射频抵消信道的第二频域响应；
所述获取数字抵消信道的第三信道响应，包括：
控制所述测试信号源在所述工作频段的各个设定频点处发出第三基带测试信号；获取所述各个设定频点处的第三基带测试信号经过所述第一支路调理后的各个频点处的第一支路基带测试响应信号，以及获取所述各个设定频点处的第三基带测试信号经过所述第二支路调理后的各个频点处的第二支路基带测试响应信号；对各个设定频点处的所述第一支路基带测试响应信号和所述第二支路基带测试响应信号进行傅里叶变换，得到各个设定频点处的第一支路频域测试响应信号和第二支路频域测试响应信号，根据所述第二支路频域测试响应信号和所述第一支路频域测试响应信号在相应设定频点处的频域比值得到所述数字抵消信道的第三频域响应。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述第一信道响应和所述第二信道响应，得到第一数字滤波器的第一滤波器系数，包括：
将所述各个设定频点对应的所述第一频域响应的数值除以相应频点处的所述第二频域响应的数值，所得到比值的相反数为所述第一数字滤波器的第一频域重构响应；
对所述第一频域重构响应进行反傅里叶变换，根据所述第一数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述第一数字滤波器的所述第一滤波器系数；
所述根据所述第三信道响应得到第二数字滤波器的第二滤波器系数，包括：
对所述第三频域响应进行反傅里叶变换，并根据所述第二数字滤波器的长度对反傅里叶变换值进行截取，得到所述第二数字滤波器的第二滤波器系数。
8.一种带内全双工***，其特征在于，包括：发射单元、接收单元和信号处理单元；所述发射单元包括第一收发机、第一耦合器和发射天线，所述接收单元包括第二收发机、第二耦合器和接收天线，所述信号处理单元包括基带信号源、数据处理控制器和第一数字滤波器，所述数据处理控制器包括测试信号源、控制端、第一信号采集端、第二信号采集端、感兴趣信号输出端；
所述基带信号源和所述测试信号源与所述第一收发机的基带信号发射端选通连接，所述第一收发机的基带信号接收端与所述第二信号采集端连接，所述第一收发机的射频信号发射端与所述第一耦合器的输入端连接，所述第一收发机的射频信号接收端与所述第一耦合器的耦合端连接，所述第一耦合器的输出端连接所述发射天线；
所述基带信号源还与所述第一数字滤波器的输入端连接，所述控制端与所述第一数字滤波器的控制端连接，所述第一数字滤波器的输出端和所述测试信号源与所述第二收发机的基带信号发射端选通连接，所述第二收发机的基带信号接收端与所述感兴趣信号输出端和所述第一信号采集端选通连接，所述第二收发机的射频信号发射端与所述第二耦合器的耦合端连接，所述第二收发机的射频信号接收端与所述第二耦合器的输出端连接，所述第二耦合器的输入端与所述接收天线连接。
9.根据权利要求8所述的带内全双工***，其特征在于，所述信号处理单元还包括第二数字滤波器和减法器；
所述第二信号采集端和所述第二数字滤波器的输入端与所述第一收发机的基带信号接收端选通连接，所述控制端还与所述第二数字滤波器的控制端连接，所述第二数字滤波器的输出端与所述减法器的负极输入端连接；
所述减法器的正极输入端和所述第一信号采集端与所述第二收发机的基带信号接收端选通连接，所述减法器的输出端与所述感兴趣信号输出端连接。
10.根据权利要求9所述的带内全双工***，其特征在于，所述信号处理单元还包括自适应滤波器；
所述减法器的输出端与所述自适应滤波器的期望信号输入端连接，所述基带信号源与所述自适应滤波器的待抵消信号输入端连接，所述自适应滤波器的误差输出端与所述感兴趣信号输出端连接。
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