CN115021596A - 恒流开关电源***及其控制电路和控制方法 - Google Patents

恒流开关电源***及其控制电路和控制方法 Download PDF

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Abstract

提供了一种恒流开关电源***及其控制电路和控制方法，其中，该恒流开关电源***包括电感和功率开关，该控制电路被配置为：基于用于控制功率开关的导通与关断的脉宽调制信号和表征流过电感的电感电流的电流检测信号，生成与电流检测信号相关联的电流采样信号；以及基于电流采样信号、表征电感的退磁情况的退磁检测信号、以及参考电压，生成脉宽调制信号，其中，电流采样信号在脉宽调制信号处于第一逻辑电平时为电流检测信号本身，并且在脉宽调制信号处于第二逻辑电平时为对电流检测信号进行采样生成的采样信号。

Description

恒流开关电源***及其控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种恒流开关电源***及其控制电路和控制方法。
背景技术
开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(BUCK)架构、或升压(BOOST)架构等)将一个位准的电压转换为用户端所需要的电压或电流。
发明内容
根据本发明实施例的用于恒流开关电源***的控制电路，其中，该恒流开关电源***包括电感和功率开关，该控制电路被配置为：基于用于控制功率开关的导通与关断的脉宽调制信号和表征流过电感的电感电流的电流检测信号，生成与电流检测信号相关联的电流采样信号；以及基于电流采样信号、表征电感的退磁情况的退磁检测信号、以及参考电压，生成脉宽调制信号，其中，电流采样信号在脉宽调制信号处于第一逻辑电平时为电流检测信号本身，并且在脉宽调制信号处于第二逻辑电平时为对电流检测信号进行采样生成的采样信号。
根据本发明实施例的用于恒流开关电源***的控制方法，其中，该恒流开关电源***包括电感和功率开关，该控制方法包括：基于用于控制功率开关的导通与关断的脉宽调制信号和表征流过电感的电感电流的电流检测信号，生成与电流检测信号相关联的电流采样信号；以及基于电流采样信号、表征电感的退磁情况的退磁检测信号、以及参考电压，生成脉宽调制信号，其中，电流采样信号在脉宽调制信号处于第一逻辑电平时为电流检测信号本身，并且在脉宽调制信号处于第二逻辑电平时为对电流检测信号进行采样生成的采样信号。
根据本发明实施例的恒流开关电源***，包括上述控制电路。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
图1示出了根据本发明实施例的用于LED照明的恒流开关电源***的示例电路图。
图2示出了图1所示的恒流开关电源***的多个信号的时序图。
图3示出了图1所示的恒流控制单元的示例电路实现的电路图。
图4示出了与图3所示的采样控制单元相关的多个信号的时序图。
图5示出了图1所示的恒流控制单元的另一示例电路实现的电路图。
图6示出了与图5所示的采样控制单元相关的多个信号的时序图。
图7示出了图5所示的误差放大器的示例电路实现的电路图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
近年来，发光二极管(LED)由于相对于传统白炽灯、卤素灯、或荧光灯等照明产品具有寿命长、成本低、和体积小等优点，被广泛应用在社会生产生活的各个方面，LED自身的亮度主要受流过LED的电流控制，因此高精度的恒流控制是设计用于LED照明的恒流开关电源***的关键。
图1示出了根据本发明实施例的用于LED照明的恒流开关电源***100的示例电路图。如图1所示，恒流开关电源***100采用BUCK架构，主要包括整流器BD1、输入电容C1、二极管D1、电感L1、输出负载电容C2、功率开关Q1、电流侦测电阻R1、以及控制芯片U100，其中：***母线电压VIN经由控制芯片U100的HV引脚为控制芯片U100供电；控制芯片U100基于表征流过电感L1的电感电流IL(图中未示出)的电流检测信号CS，输出用于驱动功率开关Q1的导通和关断的栅极驱动信号Gate。
如图1所示，控制芯片U100包括低压降稳压器(LDO)模块102、退磁检测模块104、恒流控制模块106、以及驱动器模块108，其中：低压降稳压器模块102基于***母线电压VIN为控制芯片U100的内部电路供电；退磁检测模块104基于栅极驱动信号Gate，生成表征电感L1的退磁情况的退磁检测信号Dem并将退磁检测信号Dem输出到恒流控制模块106(应该理解的是，退磁检测模块104检测电感L1的退磁情况的方式不限于此，退磁检测模块104也可以基于经由芯片引脚从外部接收的退磁检测相关信号来生成退磁检测信号Dem)；恒流控制模块106基于参考电压Vref、退磁检测信号Dem、以及电流检测信号CS，生成用于控制功率开关Q1的导通与关断的脉宽调制信号PWM并将脉宽调制信号PWM输出到驱动器模块108；驱动器模块108基于脉宽调制信号PWM，生成栅极驱动信号Gate并将栅极驱动信号Gate输出到功率开关Q1的栅极。
在图1所示的恒流开关电源***100中，功率开关Q1在脉宽调制信号PWM为逻辑高电平时处于导通状态，并且在脉宽调制信号PWM为逻辑低电平时处于关断状态；参考电压Vref用于控制恒流开关电源***100的***输出电流Iout的大小；退磁检测信号Dem用于***恒流控制，同时用于控制恒流开关电源***100工作在断续导通模式(DCM)或准谐振(QR)模式；电流检测信号CS用于实现恒流开关电源***100的闭环恒流控制。
这里，***输出电流Iout的设计值可以由以下等式1表示：
Figure BDA0003728406860000031
在图1所示的恒流开关电源***100中，主要利用流过电感L1的电感电流IL在功率开关Q1的一个开关周期中呈现近似三角形的波形特征来实现恒流控制。但是，由于采用了共地的BUCK架构，电流侦测电阻R1在功率开关Q1处于关断状态期间无法检测流过电感L1的电感电流IL，所以在传统的恒流控制方案中，通过获取电流检测信号CS在功率开关Q1从导通状态变为关断状态之前的峰值电压CS_peak和电感L1的退磁时间并基于它们二者进行三角形面积运算来实现恒流控制。
图2示出了图1所示的恒流开关电源***100中的多个信号的时序图。如图2所示，流过电感L1的电感电流IL在功率开关Q1的一个开关周期(即，栅极驱动信号Gate为逻辑高电平的持续时间Ton+栅极驱动信号Gate为逻辑低电平的持续时间Toff)中呈现近似三角形的波形特征；并且在功率开关Q1处于关断状态期间(即，栅极驱动信号Gate为逻辑低电平的持续时间Toff内)，电流检测信号CS为0V。
由于***母线电压VIN并非理想的直流电压而是存在工频波动，流过电感L1的电感电流IL在功率开关Q1处于导通状态的持续时间Ton内并不是理想地线性增加。具体地，在功率开关Q1处于导通状态时流过电感L1的电感电流IL可以由以下等式2表示：
IL_Ton＝L×(Vin-Vout)×Ton <等式2>
其中，IL_Ton表示在功率开关Q1处于导通状态时流过电感L1的电感电流，Vin表示***母线电压VIN，Vout表示***输出电压，L表示电感L1的电感量。从等式2可以看出，当***母线电压VIN较低且接近***输出电压时，电感电流IL相对线性变化畸变得更严重。
由于***输出电流Iout是功率开关Q1处于导通状态时流过电感L1的电感电流IL_Ton和功率开关Q1处于关断状态时流过电感L1的电感电流IL_Toff的总和，所以在***母线电压VIN较低的情况下***输出电流Iout的实际值与设计值之间存在较大偏差，同时***输出电流Iout随***母线电压VIN的变化而变化。特别地，在恒流开关电源***100的功率因数较高的情况下，输入母线电压VIN呈M波形状变化，即在一个工频交流周期内***母线电压VIN在近似0V到1.4倍的交流线电压的范围内变化，交流线电压的变化对***输出电流Iout的精度影响更大，即恒流开关电源***100的线电压调节能力较差。因此，提升恒流开关电源***100的恒流控制精度，特别是线电压调节能力是亟待解决的问题。
鉴于以上所述的情况，提出了根据本发明实施例的恒流控制方案，其中，根据功率开关Q1的导通/关断状态和流过电感L1的电感电流IL的变化分阶段进行恒流控制，以消除流过电感L1的电感电流IL的畸变引起的误差，提高恒流控制精度。
结合图2可以看出，流过电感L1的电感电流IL的畸变主要出现在功率开关Q1处于导通状态的持续时间Ton内，而在功率开关Q1处于关断状态的持续时间Toff内流过电感L1的电感电流IL与电感L1的退磁时间之间基本上是线性关系，因此分阶段进行恒流控制是一种优化的恒流控制方案，即在功率开关Q1处于导通状态时内不对电流检测信号CS进行采样处理而直接基于电流检测信号CS进行积分运算，并且在功率开关Q1处于关断状态时采用峰值采样结合积分运算方式，使得在功率开关Q1的一个完整开关周期内电感电流IL的主要信息被控制芯片U100完整检测并参与到***输出电流Iout的运算中，从而使得***输出电流Iout更加符合理想的设计等式1，且几乎不随***母线电压VIN变化。
根据本发明实施例的恒流控制方案主要由图1所示的恒流控制单元106实现。具体地，恒流控制单元106可以被配置为：基于用于控制功率开关Q1的导通与关断的脉宽调制信号PWM和表征流过电感L1的电感电流IL的电流检测信号CS，生成与电流检测信号CS相关联的电流采样信号CS_sample；以及基于电流采样信号CS、表征电感L1的退磁情况的退磁检测信号Dem、以及参考电压Vref，生成脉宽调制信号PWM，其中，电流采样信号CS_sample在脉宽调制信号PWM处于第一逻辑电平(例如，逻辑高电平)时为电流检测信号CS本身，并且在脉宽调制信号PWM处于第二逻辑电平(例如，逻辑低电平)时为对电流检测信号CS进行采样生成的采样信号。
在一些实施例中，恒流控制单元106可以进一步被配置为：基于电流采样信号CS_sample和参考电压Vref，生成用于控制功率开关Q1从导通状态变为关断状态的关断控制信号PWM_off。
在一些实施例中，恒流控制单元106可以进一步被配置为：利用退磁检测信号Dem作为用于控制功率开关Q1从关断状态变为导通状态的导通控制信号。
在一些实施例中，恒流控制单元106可以进一步被配置为：基于电流采样信号CS_sample和参考电压Vref，生成误差补偿信号CMP；基于脉宽调制信号PWM或电流检测信号CS，生成斜坡信号Ramp；以及基于误差补偿信号CMP和斜坡信号Ramp，生成关断控制信号PWM_off。
图3示出了图1所示的恒流控制单元106的示例电路实现的电路图。如图3所示，恒流控制单元106包括采样控制单元U200、误差放大器U201、斜坡产生单元U202、比较器U203、RS触发器U204、以及电容C203，其中：采样控制单元U200接收电流检测信号CS，基于电流检测信号CS生成电流采样信号CS_sample，并将电流采样信号CS_sample输出到误差放大器U201；误差放大器U201的两个输入端分别接收参考电压Vref和电流采样信号CS_sample，通过将电流采样信号CS_sample和参考电压Vref之间的误差进行放大生成误差放大信号，并将误差放大信号输出到电容C203；电容C203通过对误差放大信号进行积分运算生成误差补偿信号CMP，并将误差补偿信号CMP输出到比较器U203；斜坡产生单元U202接收脉宽调制信号PWM或电流检测信号CS，基于脉宽调制信号PWM或电流检测信号CS生成斜坡信号Ramp，并将斜坡信号Ram输出到比较器U203；比较器U203的两个输入端分别接收误差补偿信号CMP和斜坡信号Ramp，基于误差补偿信号CMP和斜坡信号Ramp生成关断控制信号PWM_off，并将关断控制信号PWM_off输出到RS触发器U204；RS触发器U204的两个输入端分别接收关断控制信号PWM_off和退磁检测信号Dem，基于关断控制信号PWM_off和退磁检测信号Dem生成脉宽调制信号PWM，并将脉宽调制信号PWM输出到驱动器模块1028，其中，关断控制信号PWM_off控制脉宽调制信号PWM从逻辑高电平变化到逻辑低电平，退磁检测信号Dem控制脉宽调制信号PWM从逻辑低电平变化到逻辑高电平。
进一步地，如图3所示，采样控制单元U200包括开关K201、K202、K203以及电容C201、C202，其中，电容C201和C202的容值相同，开关K201和K203的导通与关断由脉宽调制信号PWM控制，开关K202的导通与关断由开关控制信号SW1控制。这里，开关K201和K203在脉宽调制信号PWM为逻辑高电平时处于导通状态，在脉宽调制信号PWM为逻辑低电平时处于关断状态；开关K202在开关控制信号SW1为逻辑高电平时处于导通状态，在开关控制信号SW1为逻辑低电平时处于关断状态。
图4示出了与图3所示的采样控制单元U200相关的多个信号的时序图。如图4所示，开关控制信号SW1的上升沿(逻辑低电平变化到逻辑高电平的时刻)相比脉宽调制信号PWM的上升沿存在预设时间的延迟(图示的t1～t2)，开关控制信号SW1的下降沿(逻辑高电平变化到逻辑低电平的时刻)与脉宽调制信号PWM的下降沿一致；通过采样控制电路U200，可以在脉宽调制信号PWM处于逻辑高电平时将完整的电流检测信号CS作为电流采样信号CS_sample输入到误差放大器U201，并在脉宽调制信号PWM处于逻辑低电平时将电流检测信号CS的峰值电压CS_peak采样并做“除以2”的运算得到的电流采样信号CS_sample输入到误差放大器U201。
具体地，如图3和图4所示，在脉宽调制信号PWM为逻辑高电平时(t0～t1)，开关K201和K203处于导通状态，开关K202处于关断状态，电流检测信号CS直接输入至电容C201和误差放大器U201的输入端，电容C202两端的电压Vc202＝0V，电容C201两端的电压Vc201＝Vcs_sample＝Vcs；在脉宽调制信号PWM为逻辑低电平时的峰值采样阶段(t1～t2)，开关K201、K202、和K203均处于关断状态，电流检测信号CS的峰值电压CS_peak被保存在电容C201和误差放大器U201的输入端，电容C202两端的电压Vc202＝0V，电容C201两端的电压Vc201＝Vcs_sample＝Vcs_peak；在脉宽调制信号PWM为逻辑低电平时的峰值“除以2”运算阶段(t2～t3)，开关K201和K203处于关断状态，开关K202处于导通状态，保存在电容C201上的峰值电压CS_peak通过开关K202被电容C202调节，因为电容C201和C202的容值相等，且电容C202的初值电压为0V，此时可以实现峰值电压CS_peak的“除以2”的运算，即Vc201＝Vc202＝Vcs_sample＝Vcs_peak/2。
可以看出，在结合图3和图4描述的实施例中，恒流控制单元106可以进一步被配置为：在脉宽调制信号PWM处于逻辑低电平时，通过对电流检测信号CS的峰值电压CS_peak进行采样并对采样结果进行“除以2”的运算生成电流采样信号CS_sample；通过对电流采样信号CS_sample和参考电压Vref进行误差放大，生成误差补偿信号CMP；以及通过对误差补偿信号CMP和斜坡信号Ramp进行比较，生成关断控制信号PWM_off。
图5示出了图1所示的恒流控制单元106的另一示例电路实现的电路图。如图5所示，恒流控制单元106包括采样控制单元U300、误差放大器U301、斜坡产生单元U302、比较器U303、RS触发器U304、以及电容C303，其中，采样控制单元U300在脉宽调制信号PWM为逻辑高电平时对电流检测信号CS的处理与采样控制单元U200相同，但是在脉宽调制信号PWM为逻辑低电平时仅对电流检测信号CS的峰值电压CS_peak进行采样而不做“除以2”的运算，并且对于峰值电压CS_peak的“除以2”的运算由误差放大器U301实现。另外，斜坡产生单元U302、比较器U303、RS触发器U304、以及电容C303的处理与图4所示的相应单元相同，因此不再赘述。图6示出了与图5所示的采样控制单元U300相关的多个信号的时序图。
图7示出了图6所示的误差放大器U300的示例电路实现的电路图。如图7所示，误差放大器U301通过阻值相等的两个电阻R502和R503、开关K501、以及脉宽调制信号PWM来实现对电流采样信号CS_sample的“除以2”的运算，并且对“除以2”的运算结果和参考电压Vref进行误差放大。
可以看出，在结合图5至图7描述的实施例中，恒流控制单元106可以进一步被配置为：在脉宽调制信号PWM处于逻辑低电平时，通过对电流检测信号CS的峰值电压CS_peak进行采样生成电流采样信号CS_sample；通过对电流采样信号CS_sample进行“除以2”的运算并对运算结果和参考电压Vref进行误差放大，生成误差补偿信号CMP；以及通过对误差补偿信号CMP和斜坡信号Ramp进行比较，生成关断控制信号PWM_off。
如结合图1至图7所述，用于恒流开关电源***100的控制方法包括：基于用于控制功率开关Q1的导通与关断的脉宽调制信号PWM和表征流过电感L1的电感电流IL的电流检测信号CS，生成与电流检测信号CS相关联的电流采样信号CS_sample；以及基于电流采样信号CS_sample、表征电感L1的退磁情况的退磁检测信号Dem、以及参考电压Vref，生成脉宽调制信号PWM，其中，电流采样信号CS_sample在脉宽调制信号PWM处于第一逻辑电平时为电流检测信号CS本身，并且在脉宽调制信号PWM处于第二逻辑电平时为对电流检测信号CS进行采样生成的采样信号。
另外，根据本发明实施例的控制方法的具体细节与结合图1至图7所述的控制芯片U100的相应内容类似，在此不再赘述。
综上所述，根据本发明实施例的用于恒流开关电源***的控制电路和控制方法，根据功率开关Q1的导通/关断状态和流过电感L1的电感电流IL的变化分阶段进行恒流控制，可以消除流过电感L1的电感电流IL的畸变引起的误差，提高恒流控制精度。
本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而***体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。

Claims (19)

1.一种用于恒流开关电源***的控制电路，其中，所述恒流开关电源***包括电感和功率开关，所述控制电路被配置为：
基于用于控制所述功率开关的导通与关断的脉宽调制信号和表征流过所述电感的电感电流的电流检测信号，生成与所述电流检测信号相关联的电流采样信号；以及
基于所述电流采样信号、表征所述电感的退磁情况的退磁检测信号、以及参考电压，生成所述脉宽调制信号，其中
所述电流采样信号在所述脉宽调制信号处于第一逻辑电平时为所述电流检测信号本身，并且在所述脉宽调制信号处于第二逻辑电平时为对所述电流检测信号进行采样生成的采样信号。
2.根据权利要求1所述的控制电路，进一步被配置为：
在所述脉宽调制信号处于所述第二逻辑电平时，通过对所述电流检测信号的峰值电压进行采样生成所述电流采样信号。
3.根据权利要求1所述的控制电路，进一步被配置为：
在所述脉宽调制信号处于所述第二逻辑电平时，通过对所述电流检测信号的峰值电压进行采样并对采样结果进行“除以2”的运算生成所述电流采样信号。
4.根据权利要求1所述的控制电路，进一步被配置为：
基于所述电流采样信号和所述参考电压，生成用于控制所述功率开关从导通状态变为关断状态的关断控制信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路，进一步被配置为：
基于所述电流采样信号和所述参考电压，生成误差补偿信号；
基于所述脉宽调制信号或所述电流检测信号，生成斜坡信号；以及
基于所述误差补偿信号和所述斜坡信号，生成所述关断控制信号。
6.根据权利要求5所述的控制电路，进一步被配置为：
通过对所述电流采样信号和所述参考电压进行误差放大，生成所述误差补偿信号。
7.根据权利要求5所述的控制电路，进一步被配置为：
通过对所述电流采样信号进行“除以2”的运算并对运算结果和所述参考电压进行误差放大，生成所述误差补偿信号。
8.根据权利要求5所述的控制电路，进一步被配置为：
通过对所述误差补偿信号和所述斜坡信号进行比较，生成所述关断控制信号。
9.根据权利要求1所述的控制电路，进一步被配置为：
利用所述退磁检测信号作为用于控制所述功率开关从关断状态变为导通状态的导通控制信号。
10.一种用于恒流开关电源***的控制方法，其中，所述恒流开关电源***包括电感和功率开关，所述控制方法包括：
基于用于控制所述功率开关的导通与关断的脉宽调制信号和表征流过所述电感的电感电流的电流检测信号，生成与所述电流检测信号相关联的电流采样信号；以及
基于所述电流采样信号、表征所述电感的退磁情况的退磁检测信号、以及参考电压，生成所述脉宽调制信号，其中
所述电流采样信号在所述脉宽调制信号处于第一逻辑电平时为所述电流检测信号本身，并且在所述脉宽调制信号处于第二逻辑电平时为对所述电流检测信号进行采样生成的采样信号。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其中，生成所述电流采样信号的处理包括：
在所述脉宽调制信号处于所述第二逻辑电平时，通过对所述电流检测信号的峰值电压进行采样生成所述电流采样信号。
12.根据权利要求10所述的控制方法，其中，生成所述电流采样信号的处理包括：
在所述脉宽调制信号处于所述第二逻辑电平时，通过对所述电流检测信号的峰值电压进行采样并对采样结果进行“除以2”的运算生成所述电流采样信号。
13.根据权利要求10所述的控制方法，其中，生成所述脉宽调制信号的处理包括：
基于所述电流采样信号和所述参考电压，生成用于控制所述功率开关从导通状态变为关断状态的关断控制信号。
14.根据权利要求13所述的控制方法，其中，生成所述关断控制信号的处理包括：
基于所述电流采样信号和所述参考电压，生成误差补偿信号；
基于所述脉宽调制信号或所述电流检测信号，生成斜坡信号；以及
基于所述误差补偿信号和所述斜坡信号，生成所述关断控制信号。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其中，通过对所述电流采样信号和所述参考电压进行误差放大来生成所述误差补偿信号。
16.根据权利要求14所述的控制方法，其中，通过对所述电流采样信号进行“除以2”的运算并对运算结果和所述参考电压进行误差放大来生成所述误差补偿信号。
17.根据权利要求14所述的控制方法，其中，通过对所述误差补偿信号和所述斜坡信号进行比较来生成所述关断控制信号。
18.根据权利要求10所述的控制方法，生成所述脉宽调制信号的处理包括：
利用所述退磁检测信号作为用于控制所述功率开关从关断状态变为导通状态的导通控制信号。
19.一种恒流开关电源***，包括权利要求1至9中任一项所述的控制电路。
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