CN114978846A - 用于无线光通信***的单极性信号头ofdm调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法。该方法首先发送双极性OFDM信号的正负信息头，然后发送信号的幅度，并利用M‑ary脉冲幅度调制，对OFDM中的信号极性信息进行编码，从而大幅降低带宽的占用。通过本发明，解决了现有技术中的信号调制技术需要较大的带宽占用，其误码率、数据吞吐量等性能指标也未实现最大程度的优化的技术问题，达到了具有更优的误码率性能和更高的数据吞吐量，同时提供了更高的照明灵活性的技术效果。

Description

用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法

技术领域

本发明涉及光通信技术领域，尤其涉及一种用于无线光通信***的单极性信号头正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)调制方法。

背景技术

可见光通信(Visible Light Communication，VLC)提供了一种短距离无线通信替代方案，使用发光二极管(LED)作为发射器，以满足照明和下行链路的数据传输。由于其相对于射频(RF)通信的技术优势，引起了学术与工业界的广泛关注。VLC***不受射频干扰，不受频谱调节的影响，除了照明***外，功耗小，可以提供可靠安全的连接，并能实现高速数据传输。正交频分复用(OFDM)由于其抗码间干扰(ISI)的性能良好，具有为带宽受限的光通信***提供高频谱效率的潜力。对于VLC***，只能使用强度调制和直接检测(IM/DD)，这要求传输的信号是非负的实信号。在传统的RF-OFDM中，传输的信号是复数。因此，传统的RF-OFDM技术不能直接应用于VLC***，为此，需要探索适合VLC***的OFDM技术。

在现有技术中，直流偏置光正交频分复用(DCO-OFDM)由于其简单性而成为最常用的方案。对于DCO-OFDM，将恒定的光功率作为直流偏置添加到双极性正交频分复用信号中，使其非负。非对称限幅光正交频分复用(ACO-OFDM)仅通过调制奇数频率子载波来产生适合VLC***的非负信号。由于只使用了一半的子载波，ACO-OFDM的带宽利用效率远低于DCO-OFDM。单极性正交频分复用(U-OFDM)，也称为翻转正交频分复用，通过两个相邻帧传输双极性正交频分复用信号的正负部分来产生非负信号。与U-OFDM类似，非直流偏置正交频分复用(NDC-OFDM)提出使用两个LED同时传输正交频分复用信号的正负部分。限幅增强光正交频分复用(CEO-OFDM)使用额外的时隙来传输信号的限幅部分。上述介绍的正交频分复用技术在快速傅里叶逆变换(IFFT)的输入端使用厄米特对称数据，从复数数据序列生成实的正交频分复用信号。此外，还有一种适用于IM/DD***的基于极性的光正交频分复用，不使用厄米特对称数据，通过连续传输幅度和相位信息来产生单极性信号。

然而，采用现有技术中的信号调制技术需要较大的带宽占用，其误码率、数据吞吐量等性能指标也未实现最大程度的优化。

针对上述的问题，尚未提出有效地解决方案。

发明内容

本发明实施例提供了一种用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法，以至少解决现有技术中的信号调制技术需要较大的带宽占用，其误码率、数据吞吐量等性能指标也未实现最大程度的优化的技术问题。

根据本发明实施例的一个方面，提供了一种用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法，包括：步骤1：构建发射机；步骤1-1：采用M-ary正交幅度调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行调制，其中，设置X_i为第i个子载波上调制的M-QAM数据，并创建一个厄米特对称数据向量，其中，X_i为X_N-1-i的共轭，

N为子载波数；步骤1-2：将所述厄米特对称数据向量经过快速傅里叶逆变换IFFT后，得到IFFT输出信号，其中，所述IFFT输出信号的第m个样本表示为x[m]，x[m]的表达式为：

其中，β为用于控制双极OFDM信号幅度的调制指数；步骤1-3：建立所述M-PAM数据的信号头中每个符号所携带的二进制比特位数L与M-PAM调制阶数M_h的关联关系，并将所述M-PAM数据的信号头中的第m个样本表示为

X_h[m],m＝0,1,…,L-1，其中，M_h＝2^N/L，

P_max为所采用光源的最大发射功率；步骤1-4：输出单极性信号头在无线光通信***中的调制信号；步骤2：构建接收机；步骤2-1：获取离散时间的调制信号，其中，所述调制信号的第m个样本表示为：y[m]＝ρh[m]*x_PHO[m]+n_y[m],m＝0,1,...,2N+L-1，其中，h[m]为离散时间下信道冲击响应的第m个样本，x_PHO[m]为第m个样本的所述调制信号，*为离散时间卷积，ρ为光电探测器的响应度，n_y[m]为所述调制信号的第m个样本上的加性噪声；步骤2-2：对所述调制信号的信号头进行解码，并利用符号信息重构原始双极性信号，得到重构信号。

可选地，所述调制信号的表达式为：

其中，

为所采用光源的的电流响应函数，其模型为：

x_h[m]的概率密度函数为：

一帧中其余信号的概率密度函数为：

其中，U(X,L,P_max)＝u(x-l)-u(x-l-P_max)，U(·)为单位阶跃函数，erfc(·)为互补误差函数，

可选地，所述方法还包括：在所述加性噪声为高斯白噪声的情况下，所述加性噪声的均值和方差分别为0、

其中，R_S为发射QAM符号速率，N_o为噪声功率谱密度。

可选地，所述方法还包括：所述重构信号的第m个样本在一个符号中的表达式为：r[m]＝ρh[m]*(α(β)x[m]+n_clip[m])+n_sign[m]+n_r[m],m＝0,1,...,N-1，其中，α(β)为描述峰值功率限幅导致的功率损耗的系数，由以下表达式得到：

其中，ψ(x)为一个非线性函数，表示为：

N_r[m]为重构信号的等效噪声中的第m个样本，其方差为

n_clip[m]为限幅截断噪声的第m个样本，将其建模为均值和方差为零的高斯分布变量：

其中，n_sign[m]为由于信号头中传输的符号信息判决错误而引起的噪声，将其建模为均值和方差为零的高斯随机变量

可选地，所述方法还包括：在信号头中的符号误信率为p时，计算出加到所述重构信号上的等效噪声方差

为：

其中，

由下式计算得到：

本发明的有益效果如下：

在本发明实施例中，该用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法首先发送双极性OFDM信号的正负信息头，然后发送信号的幅度，并利用M-ary脉冲幅度调制，对OFDM中的信号极性信息进行编码，从而大幅降低带宽的占用，进而解决了现有技术中的信号调制技术需要较大的带宽占用，其误码率、数据吞吐量等性能指标也未实现最大程度的优化的技术问题，达到了具有更优的误码率性能和更高的数据吞吐量，同时提供了更高的照明灵活性的技术效果。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为本发明实施例提供的发射机的示意图；

图2为本发明实施例提供的接收机的示意图；

图3(a)为本发明实施例提供的双极性OFDM信号的示意图；

图3(b)为本发明实施例提供的二进制符号信息和信号头的示意图；

图3(c)为本发明实施例提供的可用于传输的单极性信号头OFDM信号的示意图；

图4为本发明实施例提供的DCO-、ACO-、U-、CEO-、单极性信号头OFDM在20Msps输入符号速率下使用每种情况的最佳调制指数进行误码率比较的示意图；

图5为本发明实施例提供的在64-QAM调制下，DCO-、ACO-、U-、CEO-、CE-PHO-OFDM的BER性能比较的示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于限定特定顺序。

根据本发明实施例的一个方面，提供了一种用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法，该方法包括如下步骤：

步骤1：构建发射机；图1为本发明实施例提供的发射机的示意图，如图1所示，需要说明的是，上述发射机有称为发射端；

步骤1-1：采用M-ary正交幅度调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行调制，其中，设置X_i为第i个子载波上调制的M-QAM数据，并创建一个厄米特对称数据向量，其中，X_i为X_N-1-i的共轭，

N为子载波数；

步骤1-2：将上述厄米特对称数据向量经过快速傅里叶逆变换IFFT后，得到IFFT输出信号，其中，上述IFFT输出信号的第m个样本表示为x[m]，x[m]的表达式为：

其中，β为用于控制双极OFDM信号幅度的调制指数；

步骤1-3：建立上述M-PAM数据的信号头中每个符号所携带的二进制比特位数L与M-PAM调制阶数M_h的关联关系，并将上述M-PAM数据的信号头中的第m个样本表示为X_h[m],m＝0,1,…,L-1，其中，M_h＝2^N/L，

P_max为所采用光源的最大发射功率；

步骤1-4：输出单极性信号头在无线光通信***中的调制信号；该调制信号在发射端又称为发射信号，在接收端又称为接收信号；

步骤2：构建接收机；图2为本发明实施例提供的接收机的示意图，如图2所示，需要说明的是，上述接收机有称为接收端；

步骤2-1：获取离散时间的调制信号，其中，上述调制信号的第m个样本表示为：y[m]＝ρh[m]*x_PHO[m]+n_y[m],m＝0,1,...,2N+L-1，其中，h[m]为离散时间下信道冲击响应的第m个样本，x_PHO[m]为第m个样本的上述调制信号，*为离散时间卷积，ρ为光电探测器的响应度，n_y[m]为上述调制信号的第m个样本上的加性噪声；

步骤2-2：对上述调制信号的信号头进行解码，并利用符号信息重构原始双极性信号，得到重构信号。

需要说明的是，本发明实施例首先发送双极性OFDM信号的正负信息头，然后发送信号的幅度，并利用M-ary脉冲幅度调制，对OFDM中的信号极性信息进行编码，从而大幅降低带宽的占用，进而解决了现有技术中的信号调制技术需要较大的带宽占用，其误码率、数据吞吐量等性能指标也未实现最大程度的优化的技术问题，达到了具有更优的误码率性能和更高的数据吞吐量，同时提供了更高的照明灵活性的技术效果。

此外，上述方法适用于对于强度调制和直接检测(IM/DD)的无线光通信***，如可见光***、红外通信***等。

在一种可选的实施方式中，上述调制信号的表达式为：

其中，

为所采用光源的的电流响应函数，其模型为：

x_h[m]的概率密度函数为：

一帧中其余信号的概率密度函数为：

其中，U(X,L,P_max)＝u(x-l)-u(x-l-P_max)，U(·)为单位阶跃函数，erfc(·)为互补误差函数，

在一种可选的实施方式中，上述方法还包括：在上述加性噪声为高斯白噪声的情况下，上述加性噪声的均值和方差分别为0、

其中，R_S为发射QAM符号速率，N_o为噪声功率谱密度。

在一种可选的实施方式中，上述方法还包括：上述重构信号的第m个样本在一个符号中的表达式为：r[m]＝ρh[m]*(α(β)x[m]+n_clip[m])+n_sign[m]+n_r[m],m＝0,1,...,N-1，其中，α(β)为描述峰值功率限幅导致的功率损耗的系数，由以下表达式得到：

其中，Ψ(x)为一个非线性函数，表示为：

N_r[m]为重构信号的等效噪声中的第m个样本，其方差为

n_clip[m]为限幅截断噪声的第m个样本，将其建模为均值和方差为零的高斯分布变量：

其中，n_sign[m]为由于信号头中传输的符号信息判决错误而引起的噪声，将其建模为均值和方差为零的高斯随机变量

在一种可选的实施方式中，上述方法还包括：在信号头中的符号误信率为p时，计算出加到上述重构信号上的等效噪声方差

为：

其中，

由下式计算得到：

下面对本发明一种可选的实施例进行详细说明。

在VLC***中，使用的是强度调制和直接检测，只能传输正实值信号。为了使发送的信号为正，本发明实施例采用一种单极性信号头OFDM调制技术，该技术首先发送双极性OFDM信号的正负信息头，然后发送信号的幅度。利用M-ary脉冲幅度调制，对OFDM中的信号极性信息进行编码，从而大幅降低带宽的占用。与目前主流的用于无线光通信***的OFDM技术相比，本发明提出的单极性信号头OFDM调制技术具有更优的误码率性能和更高的数据吞吐量，同时提供了更高的照明灵活性。

一、发射端信号描述

为了降低峰值功率限幅失真，本方案将每帧OFDM调制信号分为两个部分，即单极性信号头，以及单极性OFDM信号的幅度部分。对于所提出的OFDM技术，二进制信号将采用M-ary正交幅度调制(M-QAM)对数据进行调制，从而提高了调制效率。假设X_i是第i个子载波的M-QAM数据。为了使传输的信号为实信号，创建一个厄米特对称数据向量，其中X_i须是X_N-1-i的共轭，

其中N为子载波数。这个向量在经过快速傅里叶逆变换(IFFT)后，其双极输出的第m个样本表示为x[m]，即：

其中，β是用于控制双极OFDM信号幅度的调制指数。在考虑峰值功率约束的情况下，可以通过调整该调制指数来优化信号的信噪比。

信号头中每个符号所携带的二进制比特位数L决定了M-PAM调制阶数M_h，其中，M_h＝2^N/L。因此，使用M-PAM的信号头中的第m个采样可以表示为X_h[m],m＝0,1,…,L-1，其中，

因此，单极性信号头OFDM调制***中的发射信号可以表示为：

表示LED的电流响应函数，其模型为：

信号X_PHO[m]可以看作为一个随机过程。其中，x_h[m]的概率密度函数为

一帧中其余信号的概率密度函数为：

其中，函数U(X,L,P_max)＝u(x-l)-u(x-l-P_max)，U(·)为单位阶跃函数。函数erfc(·)是互补误差函数，定义为

二、接收端信号描述

在接收端，离散时间接收信号的第m个采样可以表示为：

y[m]＝ρh[m]*X_PHO[m]+n_y[m],m＝0,1,...,2N+L-1

其中，h[m]表示离散时间下信道冲击响应的第m个样本。符号“*”表示离散时间卷积，ρ是光电探测器(PD)的响应度。n_y[m]为接收信号第m个样本上的加性噪声，假设该加性噪声为高斯白噪声，均值和方差分别为0、

其中，R_S为发射QAM符号速率，N_o为噪声功率谱密度。

信号头解码后，利用符号信息重构原始双极性信号，其信号模型为：

r[m]＝ρh[m]*(α(β)x[m]+n_clip[m])+n_sign[m]+n_r[m],m＝0,1,...,N-1

其中，α(β)是描述峰值功率限幅导致的功率损耗的系数，可由下式得到：

ψ(x)是一个非线性函数，可以表示为：

N_r[m]表示重构数据的等效噪声中的第m个采样，其方差为

n_clip[m]表示限幅截断噪声的第m个样本，可以将其建模为均值和方差为零的高斯分布变量：

n_sign[m]表示由于信号头中传输的符号信息判决错误而引起的噪声，可以将其建模为均值和方差为零的高斯随机变量

假设信号头中的符号误信率为p，可以近似计算出加到重构信号上的等效噪声方差

为：

其中，

可以由下式计算：

三、性能分析

根据以上分析，其重构信号的信噪比(SINR)可按照下式计算：

其中，W表示在接收端滤波信号头的最小均方误差(MMSE)均衡器。信号头中二进制符号信息误信率近似为：

考虑到信道带宽的限制，经过FFT后第i个子载波的信噪比可计算为：

其中，H是h的傅里叶变换，H[i]表示第i个子载波的信道频率响应。在接收机各子载波处采用抽头均衡器对色散信道造成的相位失真进行补偿。给定信噪比(SINR)，第i个子载波上数据的误码率(BER)可以近似为：

其中，M[i]为第i个子载波调制的M-QAM数据的调制阶数。

图3(a)为本发明实施例提供的双极性OFDM信号的示意图，如图3(a)所示，展示了利用IFFT生成的双极性实数信号；图3(b)为本发明实施例提供的二进制符号信息和信号头的示意图，如图3(b)所示，其正负二进制信息可由M-PAM调制为信号头；图3(c)为本发明实施例提供的可用于传输的单极性信号头OFDM信号的示意图，如图3(c)所示，展示了构建出单极性信号头OFDM信号。因此，图3(a)、3(b)和3(c)分别展示了发射端构建单极性信号头OFDM调制信号的各个部分。

四、仿真与试验结果对比

将本发明的性能结果与ACO-、DCO-、U-和CEO-OFDM进行了比较。不失一般性的，将仿真参数设置为如表1所示。

表1仿真参数

通过调整调制指数β，可以实现最小化***BER，图4为本发明实施例提供的DCO-、ACO-、U-、CEO-、单极性信号头OFDM在20Msps输入符号速率下使用每种情况的最佳调制指数进行误码率比较的示意图，如图4所示，比较了所测试算法的最小误码率，并对比了其所对应的带宽效率。其中，L＝32可为单极性信号头OFDM(CE-PHO-OFDM)提供最佳BER。当L与N相比较小时，在信号头中采用较大阶数的M-PAM进行调制。由于较大阶数的M-PAM需要更大的SNR，从而在有限发射功率下限制了***的整体性能。当L较大时，传输相同的符号速率需要更长的信号头，同时也需要更大的带宽，因此，引入了更多的附加噪声。从图4中可以看出，本发明在所有测试的技术中具有最低的误码率，这是因为所需的低带宽和较低的限幅失真获得了较高的信噪比。在使用了更大的QAM调制阶数条件下，使用128-QAM以及L＝16的单极性信号头OFDM可以提供比使用64-QAM的基于DCO-、ACO-、U-、CEO-、基于极性的OFDM高15％的数据速率。

图5为本发明实施例提供的在64-QAM调制下，DCO-、ACO-、U-、CEO-、CE-PHO-OFDM的BER性能比较的示意图，如图5所示，对比了DCO-、ACO-、U-、CEO-OFDM和CE-PHO-OFDM对于不同照明需求下的BER性能，其中，归一化平均光功率(P/P_max)决定了***的照明强度。对于所有对比的算法，增加平均功率会降低***误码率；若通过增加调制指数来进一步增加平均功率，会由于峰值辐射功率限制而引入更多的限幅失真，从而使得***BER性能迅速降低。对于DCO-OFDM，由于其直流分量为定值，所以归一化平均功率一定。与DCO-、ACO-、U-、基于极性的OFDM相比，CE-PHO-OFDM可以提供更好的最小BER。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种用于无线光通信***的单极性信号头OFDM调制方法，其特征在于，包括：

步骤1：构建发射机；

步骤1-1：采用M-ary正交幅度调制M-QAM对二进制数据格式的子载波进行调制，其中，设置X_i为第i个子载波上调制的M-QAM数据，并创建一个厄米特对称数据向量，其中，X_i为X_N-1-i的共轭，

N为子载波数；

步骤1-2：将所述厄米特对称数据向量经过快速傅里叶逆变换IFFT后，得到IFFT输出信号，其中，所述IFFT输出信号的第m个样本表示为x[m]，x[m]的表达式为：

其中，β为用于控制双极OFDM信号幅度的调制指数；

步骤1-3：建立所述M-PAM数据的信号头中每个符号所携带的二进制比特位数L与M-PAM调制阶数M_h的关联关系，并将所述M-PAM数据的信号头中的第m个样本表示为X_h[m],m＝0,1,…,L-1，其中，M_h＝2^N/L，

P_max为所采用光源的最大发射功率；

步骤1-4：输出单极性信号头在无线光通信***中的调制信号；

步骤2：构建接收机；

步骤2-1：获取离散时间的调制信号，其中，所述调制信号的第m个样本表示为：

y[m]＝ρh[m]*x_PHO[m]+n_y[m],m＝0,1,...,2N+L-1

其中，h[m]为离散时间下信道冲击响应的第m个样本，x_PHO[m]为第m个样本的所述调制信号，*为离散时间卷积，ρ为光电探测器的响应度，n_y[m]为所述调制信号的第m个样本上的加性噪声；

步骤2-2：对所述调制信号的信号头进行解码，并利用符号信息重构原始双极性信号，得到重构信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述调制信号的表达式为：

其中，

为所采用光源的的电流响应函数，其模型为：

x_h[m]的概率密度函数为：

一帧中其余信号的概率密度函数为：

其中，U(X,L,P_max)＝u(x-l)-u(x-l-P_max)，U(·)为单位阶跃函数，erfc(·)为互补误差函数，

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

在所述加性噪声为高斯白噪声的情况下，所述加性噪声的均值和方差分别为0、

其中，R_S为发射QAM符号速率，N_o为噪声功率谱密度。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

所述重构信号的第m个样本在一个符号中的表达式为：

r[m]＝ρh[m]*(α(β)x[m]+n_clip[m])+n_sign[m]+n_r[m],m＝0,1,...,N-1

其中，α(β)为描述峰值功率限幅导致的功率损耗的系数，由以下表达式得到：

其中，ψ(x)为一个非线性函数，表示为：

N_r[m]为重构信号的等效噪声中的第m个样本，其方差为

n_clip[m]为限幅截断噪声的第m个样本，将其建模为均值和方差为零的高斯分布变量：

其中，n_sign[m]为由于信号头中传输的符号信息判决错误而引起的噪声，将其建模为均值和方差为零的高斯随机变量

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

在信号头中的符号误信率为p时，计算出加到所述重构信号上的等效噪声方差

为：

其中，

由下式计算得到：

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