CN114977106A - 用于保护功率开关的电路和方法 - Google Patents

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安东·毛德
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Abstract

公开了一种用于保护功率开关的方法和电路。该电路包括第一、第二和第三功率开关节点；反馈电路，其耦接到第一、第二和第三功率开关节点中的至少一个，用于调节通过功率开关的电流的变化；耦接到反馈电路的检测器电路，其具有用于指示通过功率开关的电流的变化处于调节中的输出端；以及耦接至检测器电路的定时电路。定时电路被配置成测量通过功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间，以及将通过功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间与参考进行比较。定时电路包括用于在通过功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间超过参考的情况下生成过电流信号的输出端。

Description

用于保护功率开关的电路和方法
本申请为2018年9月6日提交的申请号为201811038302.2、发明名称为“用于保护功率开关的电路和方法”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明一般地涉及结合经调节的di/dt和dv/dt的功率开关的过流和过压保护的***和方法。
背景技术
电力转换器使用各种类型的功率开关。这些电力转换器的输出可能经历短路或过载状况。虽然已知用于处理短路和过电压状况的保护电路，但是尽快检测这些状况以使功率开关中的功耗最小化是很重要的。现有的保护电路可能具有相对慢的反应时间，并且可能无法防止内部温度上升到可能永久损坏或破坏功率开关的水平。
发明内容
根据本发明的实施方式，一种用于保护功率开关的电路包括：第一功率开关节点、第二功率开关节点和第三功率开关节点；反馈电路，其耦接到所述功率开关节点中的至少一个功率开关节点，用于调节通过功率开关的电流的变化；以及耦接到反馈电路的检测器电路，其具有用于识别功率开关正在调节通过功率开关的电流的变化的输出。检测器电路可以包括附加输出，用于识别通过功率开关的电流的变化的调节水平。定时电路耦接到检测器电路，该定时电路具有用于生成过电流信号的输出。该电路还可以包括耦接到功率开关节点中的至少两个功率开关节点的附加反馈电路，用于调节功率开关两端的电压的变化。附加检测器电路耦接到附加反馈电路，该附加检测器电路具有用于识别功率开关正在调节功率开关两端的电压的变化的输出。附加检测器电路可以包括附加输出，用于识别功率开关两端的电压的变化的调节水平。附加定时电路耦接到附加检测器电路，附加定时电路具有用于生成过电压信号的输出。该电路可以与常见集成电路或电路板中的功率开关集成，或者功率开关可以在其他电路部件的外部且远离其他电路部件。
根据本发明的另一个实施方式，一种用于保护功率开关的方法包括：感测通过功率开关的电流的变化处于调节中；测量通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间；以及将通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间与参考时间进行比较。该方法还包括：如果通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间超过参考时间，则生成过电流信号。该方法还包括：响应于过电流信号而关断功率开关。感测通过功率开关的电流的变化处于调节中与导通事件同时发生。该方法还可以包括感测功率开关两端的电压处于调节中。
根据本发明的另一个实施方式，一种用于保护功率开关的方法包括：感测功率开关两端的电压的变化处于调节中；测量功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间；以及将功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间与参考时间进行比较。该方法还包括：如果功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间超过参考时间，则生成过电压信号。该方法还包括：响应于过电压信号而改变通过功率开关的电流的变化的目标值，并且还对多个过电压信号进行计数。感测功率开关两端的电压的变化处于调节中与关断事件同时发生。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考以下结合附图的描述，在附图中：
图1是示出不具有外部输出升压电路而具有带有模拟和数字dv/dt反馈路径的集成电路的示例性驱动器电路的示意图；
图2是示出具有外部输出升压电路并具有带有模拟和数字dv/dt反馈路径的集成电路的示例性驱动器电路的示意图；
图3是示出不具有外部输出升压电路而具有带有模拟和数字dv/dt和di/dt反馈路径的集成电路的示例性驱动器电路的示意图；
图4是示出具有外部输出升压电路并具有带有模拟和数字dv/dt和di/dt反馈路径的集成电路的示例性驱动器电路的示意图；；
图5是示出具有模拟和数字反馈路径的示例性驱动器电路的示意图；
图6是示出具有修改的模拟和数字反馈路径的示例性驱动器电路的示意图；
图7是示出具有进一步修改的模拟和数字反馈路径的示例性驱动器电路的示意图；
图8是示出与功率开关相关联的导通波形的时序图；
图9是示出与功率开关相关联的关断波形的时序图；
图10是示出根据本发明的方法的在导通时的过电流保护波形的时序图；
图11是示出根据本发明的方法的在关断时的过电压保护波形的时序图；
图12是包括dv/dt和di/dt调节的功率开关栅极驱动器电路的框图；
图13是调节电路的实现的示意图；
图14是所实现的与图13的电路相关联的限幅电路的示意图；
图15是根据本发明的实施方式的有源di/dt调节检测器的示意图；
图16示出根据本发明的实施方式的用于生成过电流信号的时间测量电路的示例；
图17是与根据本发明的过电流检测方法相关联的波形的时序图；
图18是根据本发明的过电流检测方法的流程图；
图19是根据本发明的实施方式的包括窗口检测和“过高”di/dt检测的有源di/dt调节检测器的示意图；
图20是根据本发明的实施方式的有源dv/dt调节检测器的示意图；
图21是与根据本发明的过电压检测方法相关联的波形的时序图；
图22是根据本发明的过电压检测方法的流程图；
图23是根据本发明的实施方式的有源di/dt调节检测器的示意图；以及
图24是根据本发明的实施方式的dv/dt和di/dt的集成的数字路径的框图。
具体实施方式
图1至图7总体上描述了如2016年6月22日提交的德国专利申请DE102016111449.9中描述的功率开关的电压变化的调节(dv/dt调节)和电流变化的调节(di/dt调节)。图1至图7的描述提供了本发明的实施方式的短路和过载保护特征的环境。参照图8至图24进行本发明的实施方式的详细描述。在本发明的实施方式中，功率开关被配置为包括di/dt和dv/dt调节两者，并且还被配置为通过对在导通状态期间di/dt保持在调节中的持续时间进行计时并且通过对在关断状态期间dv/dt保持在调节中的持续时间进行计时来检测短路和过载状况。根据参照图8至图24的本发明的实施方式描述了其他短路和过载检测特征。
在简单的常见驱动器电路中，其主要限制在关断期间的电压过冲，反馈信号直接作用于半导体器件的控制端子，例如它们的栅极。由于反馈信号需要一定量的电流以在对低栅极电阻(小于1欧姆到几欧姆)作用时在栅极处产生电压的有效变化，因此这种直接反馈结构是不利的。在其他常见的驱动器电路中，反馈电流较低，因为它们作用于直接驱动半导体器件的栅极的功率放大器级的输入端。功率放大器级的输入端处——在该处反馈电流必须产生电压——的输入阻抗比诸如栅极电阻器的半导体器件的控制端子处的输入阻抗高几个数量级。这种驱动器电路通常使用连接为电流放大器的分立晶体管，例如，具有射极跟随器型配置的分立晶体管。对于高电流放大，可能需要例如具有达林顿(Darlington)配置的两个或三个放大器级。为了评估每时间电压变化dv/dt和/或每时间电流变化di/dt，通常采用标准的无源分立部件。
图1示出了用于驱动可控半导体器件106——例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)或任何其他适当的半导体器件——的示例性驱动器电路。半导体器件106的发射极可以经由寄生电感107连接到地108，并且其集电极连接到负载(未示出)。半导体器件106的负载路径是其发射极和集电极之间的路径，并且可以包括寄生电感107。驱动器电路接收外部控制信号，例如控制输入信号100，并且包括信号预处理级101和后续的信号后处理级102，例如内部输出级。至少信号预处理级101和后处理级102可以被集成在集成电路器件103中。集成电路器件103可以接收控制输入信号100和例如来自外部模拟dv/dt监测级105的模拟反馈信号104和来自外部模数转换器112的数字反馈信号114的至少两个反馈信号，外部模数转换器112将电压转换成形成数字反馈信号114的二进制字。模数转换器112被连接在布置在集成电路器件103中的内部dv/dt监测级115的上游。
反馈信号104(例如，电压和/或电流)可以在集成电路器件103中在后处理级的输入端处与来自内部预处理级的内部控制信号111(例如，电压和/或电流)组合(例如，求和)。监测级105根据半导体器件106的负载路径上的电压——例如半导体器件的集电极处的电压——来执行每时间电压变化dv/dt的模拟计算。监测级115对来自数字反馈信号114的每时间电压变化dv/dt进行数字计算，数字反馈信号114表示半导体器件106的负载路径上的电压。监测级115控制预处理级101，预处理级101根据输入信号100和数字反馈信号114来输出模拟信号110(例如，电压和/或电流)。
此外，外部dv/dt监测级105和内部dv/dt监测级115评估要控制的半导体器件106的负载路径上的电压的每时间电压变化。电压评估可以包括如下操作中的至少之一：监测电压变化，选通反馈信号，检测电压的上升和下降，放大或衰减至少一个反馈信号等。输出级102提供控制输出信号116，例如，取决于控制输入信号100和反馈信号104和114的受控电压和/或电流，以调节控制路径(栅极)半导体器件106处的电压变化dv/dt。
可选地，集成电路器件103可以经由电阻器109连接到半导体器件106的栅极。还可选地，信号预处理级101和后处理级102可以经由电阻器110连接。电阻器109可以具有尽可能小的电阻，刚好足以抑制半导体器件106的控制路径(栅极)中的振荡即可，从而使整个电路稳定。流入半导体器件106的控制路径(栅极)中的电流通过到输出级的反馈而被间接控制，该输出级形成本示例中的集成电路器件103的信号后处理级102的一部分。电阻器110允许反馈电流(形成信号104)以产生与预处理级101提供的电压的电压差，从而调节信号后处理级102的输出级的输入端以为半导体器件106提供斜率(slope)控制。
信号预处理级101可以执行电平转换(level shifting)、电流隔离(galvanicisolation)和信号整形处理中的至少一个。信号后处理级102在本示例中是提供实现输出电压所需的任何电流的电压-电压放大器，但可替选地也可以是如图所示的电流-电压放大器、电流-电流放大器或电压-电流放大器，而相应放大器的上游和下游电路相应地进行适应性调整。集成电路器件103可以以地108为参考，地108是寄生电感107的一端，例如寄生电感107的外端。可以看出，表示电压变化dv/dt的反馈信号104和114与电阻器110对抗。
参照图2，可以修改图1中所示的驱动器电路，其中使用集成电路器件200代替集成电路器件103，其中电阻器110由数字可控电流源201代替。可以看出，反馈信号104(电流)与电流源201对抗，电流源201理想地提供无限直流DC电阻。电流源201由数字dv/dt监测级208控制，数字dv/dt监测级208数字地评估半导体器件106的负载路径上的电压的每时间电压变化。模拟监测级207根据半导体器件106的负载路径上的电压而执行每时间电压变化dv/dt的模拟计算。连接在模拟监测级207和数字dv/dt监测级208之间的数模转换器112将来自模拟监测级207的所得到的模拟dv/dt信号转换为用于数字dv/dt监测级208的数字dv/dt信号。电流源201可以进一步调节，以为不同的半导体器件106提供特定的电流。
此外，可以在后处理级102和电阻器109之间***外部功率放大器202。在本示例中，功率放大器202包括由互补晶体管对形成的一个放大器级(例如，具有pnp双极晶体管203和npn双极晶体管204)，互补晶体管对以互补射极跟随器结构连接在负电压电源线205和正电压电源线206之间。例如，后处理级102可具有高达1或2安培的电流驱动能力，并且电流放大器202可以将能力提高10到50倍，使得可以在图2所示的电路中减小电阻器109。后处理级102和/或电流放大器202可以可替选地具有A类或A/B类放大器结构，以便提高执行从正电流到负电流的切换的速度。替代地或另外地，后处理级102和/或功率放大器202可以具有不止一个放大器级以实现非常低的寄生驱动器电感。数字监测级115由数字监测级208代替，数字监测级208对数字输入信号进行数字处理并提供数字输出信号。
通过提供对集成电路器件的内部输出级的输入端的访问，由于集成电路可以提供的较小的寄生电容和增加的速度和灵活性，反馈级提供的电流可以进一步减小(至约10mA)。同时，它可以减少所需的级联外部输出级的数量。输出级通常可以提供0.5A至2A的最大电流，或者在某些情况下提供最高达6A的最大电流。此外，反馈路径需要馈送更少的电流，使得需要更小的反馈电容器(高压开关节点上的小额外电容)，从而使得整个电路在功耗和尺寸方面更高效。通过一个或多个外部级放大该电流可以提供足够的电流来驱动非常大的IGBT器件、功率半导体模块等。代替经由可控电压源和电阻器驱动内部功率级的输入端，可以用可提供正电流和负电流的可控电流源进行驱动。这允许对dv/dt(和/或di/dt)的更加线性(如果dv/dt反馈电容是线性的)和负载独立的调节。
如图3所示，可以修改图2所示的驱动器电路，其中使用集成电路器件300代替集成电路器件200，其中省略了电流源201，并且反馈处理和叠加级301连接在预处理级101和后处理器级102之间。数字dv/dt监测级207数字处理数字输入信号，例如代表半导体器件106的负载路径上的电压的二进制信号，并提供数字输出信号，例如代表半导体器件106的负载路径上的电压的导数的二进制信号。此外，至少一个其他外部反馈级，例如外部模拟di/dt监测级302和/或外部数字di/dt监测级303，通过模数转换器304连接到半导体器件106的负载路径。反馈处理和叠加级301接收来自dv/dt监测级105和207、信号预处理级101以及还有来自模拟di/dt监测级302和数字di/dt监测级303的信号。数字di/dt监测级303数字地处理数字输入信号，例如表示通过半导体器件106的负载路径的电流的二进制信号，并且提供数字输出信号，例如表示通过半导体器件106的负载路径的电流的导数的二进制信号。
图3所示的驱动器电路可以如图4所示进行修改，其中功率放大器400***在后处理级102和电阻器109之间。在本示例中，功率放大器400包括由互补晶体管对(例如，具有pnp双极晶体管401和npn双极晶体管402)形成的一个放大器级，互补晶体管对以互补射极跟随器结构连接在负电压供应线403和正电压供应线404之间。可替选地，功率放大器400可具有不止一个放大器级以实现非常低的寄生驱动器电感和/或可具有A类或A/B类放大器结构，以提高执行从正电流到负电流的切换的速度。此外，数字dv/dt监测级207由数字dv/dt监测级405代替，数字di/dt监测级303由数字di/dt监测级406代替。dv/dt监测级405和di/dt监测级406数字地处理数字输入信号并提供数字(二进制)输出信号。
参照图5，另一示例性驱动器电路包括集成电路器件500，集成电路器件500具有低压电路部分和与低压电路部分电流隔离的较高电压电路部分。低电压电路部分包括欠压锁定(UVLO)块501，欠压锁定(UVLO)块501接收集成电路器件500的(正)电源电压VCC1和集成电路器件500所参考的第一地GND1。欠压锁定块501是电子电路块，用于在电源电压VCC1下降到操作值以下时禁用和/或关闭集成电路器件500的电力。例如，在集成电路器件500中，欠压锁定块501可以监测电源电压VCC1并且如果电源电压VCC1下降到特定阈值以下则关闭电路，从而保护集成电路器件500，并且视情况而定也可以保护半导体器件和/或与集成电路器件500相关的负载。集成电路器件500的低电压电路部分还可以包括逻辑块502，逻辑块502接收输入(控制)信号IN以例如用于开关控制和使能信号EN以例如用于启用或禁用例如逻辑块502、集成电路器件500或整个驱动器电路。
逻辑块502还可以提供用于与其他单元(未示出)交换数字数据——例如特定的控制数据、状态数据、服务数据等——的数字输入/输出接口DIO。此外，逻辑块502可以利用由时钟信号发生器503提供的时钟信号进行时钟计时，并且可以连接到电流隔离双向信号耦合器504，电流隔离双向信号耦合器504可以在电感(如图所示)、电容、光学或任何其他合适的基础上提供隔离。可选地，另一信号耦合器505例如单向耦合器可以在信号方面耦合但是电流地隔离低压电路部分和较高电压电路部分。
在较高电压电路部分中，信号耦合器504和(如果存在的话)信号耦合器505连接到控制块506，控制块506可以是处理器实现中的逻辑块或软件块或两者的组合。控制块506接收来自时钟信号发生器507的时钟信号和来自欠压锁定块508的信号，用于较高电压电路部分。控制块506与中央信号处理块509交换数字数据，中央信号处理块509可以提供负载路径电压/电流斜率后处理、调节和适配。例如，中央信号处理块509可以被调整或编程以实现数字回路控制器，该数字回路控制器包括比例控制机制(P)、积分控制机制(I)、微分控制机制(D)中的至少一个或其组合，例如PI或PID控制机制。此外，控制块506将开/关信号发送到中央信号处理块509和存储器510，将采样控制信号发送到两个模数转换块511和512，并且将另一个开/关信号以及斜率形状数据发送到电平转换块513。模数转换块511和512将数据发送到存储器510。模数转换块511接收参考第二地GND2的电压感测信号VSD(例如，电压或电流)，并且模数转换块512接收参考第二地GND2的电流感测信号IS(例如，电压或电流)。
电平转换块513将控制数据发送到自适应驱动器块514，自适应驱动器块514可以包括在(负)电源电压VEE2和(正)电源电压VCC2之间串联连接的两个数字可控电流源515和516，两个数字可控电流源515和516之间具有节点517。电源电压VEE2和VCC2中的至少一个可以由欠压锁定块508监测。电流源515和516每个都通过由电平转换块513提供的数字数据来控制。驱动器输出级518连接到节点517、承载电压感测信号(例如，电压或电流)的线以及跨导放大器块519的输出，跨导放大器块519的非反相输入连接到第二地GND2并且其反相输入连接到接收电流感测信号IS(例如，与要测量的电流变化对应的电感上的电压)的线。
集成电路器件500的外部布线包括两个电容器520和521，它们分别将半导体器件106的集电极线与承载电压感测信号VSD的线和承载电压感测信号VSA的线耦接。两个电容器520和521被用于从负载路径上的电压获得dv/dt。第二地GND2通过半导体器件106的发射极和寄生电感107的一端之间的节点来建立。电流感测信号IS在寄生电感107的另一端被拾取。电感107被用于对通过负载路径的电流进行微分以获得di/dt并将电流转换成相应的待测量电压。半导体器件106的栅极经由电阻器522连接到输出级518。电源电压VEE2和VCC2可以由双极电压源523提供，双极电压源523的地连接到第二地GND2。可选地，也可以提供有电源电压VEE2和VCC2的功率放大器524被连接在输出级518和电阻器522之间。在图5所示的示例性驱动器电路中，块501-509、513可以形成预处理级，块510-512、519可以形成反馈处理和叠加级，以及块515-518可以形成信号后处理级。
通过添加外部反馈电容(例如，电容器520和521)并提供缓冲电流源驱动器(例如，驱动器块514)的功率级(例如，输出级518)，dv/dt反馈和/或di/dt反馈在电流源驱动器上需要低得多的峰值电流。通过这种方式，可以将电流源驱动器设计为具有较低功率元件，从而允许电流源在改变其电流值时更准确和更快速。此外，电流源驱动器可以构建为可以被数字编程以改变dv/dt和/或di/dt的电流输出数模转换器。可以添加额外的外部数字循环调节回路以进一步如图5所示控制dv/dt和/或di/dt。dv/dt和di/dt的编程可以被单独地更改，而无需更改dv/dt或di/dt模拟反馈网络。数字环路可以跟踪负载路径电压和负载路径电流的变化，以在发生dv/dt和di/dt之间的切换时在正确的时间改变数模转换器输出电流。通常，模拟反馈路径更快(由信号处理和/或更高临界频率引起的更小延迟时间)但提供较低的准确度和灵活性。相反，数字反馈路径较慢(由信号处理和/或较低临界频率引起的较大延迟时间)，但提供更高的准确性和灵活性。
图5所示的驱动器电路是可以如何实现具有高电压电平转换以及模拟和数字dv/dt和di/dt反馈路径的集成驱动器的示例。di/dt反馈路径(例如，对应于信号IS)感测发射极电感(例如，寄生电感107)处的电压，从而将相应的(例如，成比例的)电流注入源自电流源预驱动器级(例如，跨导放大器块519)和dv/dt模拟反馈电容器(例如，电容器521)的参考电流的求和节点(例如，节点517)，或者从源自电流源预驱动器级(例如，跨导放大器块519)和dv/dt模拟反馈电容器(例如，电容器521)的参考电流的求和节点(例如，节点517)汲取相应的(例如，成比例的)电流。求和节点控制单位增益放大器的输入端(仅一个内部级例如输出级518，或者与外部级联级例如电流放大器524组合)，单位增益放大器转而驱动外部半导体器件(例如，半导体器件106)的栅极电压。dv/dt数字反馈路径可以通过模数转换器(例如，模数转换器块511)来实现，该模数转换器对流过dv/dt数字反馈电容器(例如，电容器520)的电流进行采样。di/dt数字反馈路径通过模数转换器(例如，模数转换器块512)来实现，该模数转换器对代表通过发射极电感的电流变化的发射极电感(例如，寄生电感107)上的电压变化进行采样。
图6示出了上面结合图5描述的驱动器电路，其具有一些修改和替选实现。两个数字可控电流源515和516通过一个或更多个二极管(例如，四个二极管)的二极管串联连接600彼此连接，从而形成在电流源515与二极管串联连接600的一端之间的节点601，并且形成在电流源516与二极管串联连接600的另一端之间的节点602。每个数字可控电流源515、516分别与恒流源603和604并联连接。承载电压感测信号VSA的线连接至节点601，并且承载电流感测信号IS的线通过电阻器605和二极管606(而不是跨导放大器块519)连接至节点602。
图5中示出的输出级518由A/B类放大器级代替，该A/B类放大器级包括其栅极连接至节点601并且其漏极连接至电源电压VCC2的n沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)607，并且包括其栅极连接至节点602并且其漏极连接至电源电压VEE2的p沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管608。晶体管607和608的源极经由具有至少一个二极管(例如，两个二极管)的另一二极管串联连接609彼此连接。此外，n沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管610经由其栅极连接至第二地GND2，并且经由其漏极连接至承载电压感测信号VSA的线。晶体管610的源极通过线性化电阻器611连接至承载电流感测信号IS的线。此外，电阻器612可以连接在承载电压感测信号VSD的线与第二地GND2之间，并且包括串联连接的两个电阻器613和614的分压器连接在第二地GND2与承载电流感测信号IS的线之间，以在需要时减小在相应模数转换器输入端处的电压摆动。
模数转换器块512的输入端现在连接至电阻器613与614之间的节点(而不是直接连接至承载电流感测信号IS的线)。可选地，外部电阻器615可以并联连接至电阻器612。电流放大器524可以在本示例中借助其栅极连接至晶体管607的源极并且其漏极连接至电源电压VCC2的n沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)616以及其栅极连接至晶体管608的源极并且其漏极连接至电源电压VEE2的p沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管617来实现。晶体管607和608的源极彼此连接并且与电阻器522连接。
在图6的驱动器电路中，单位增益缓冲级(图5中的输出级518)由两个级联的A/B类放大器级(图6中的晶体管607、608、616、617和二极管串联连接609)和两个偏置电流源(图6中的恒流源603和604)代替。模拟dv/dt反馈路径保持不变。模拟di/dt反馈路径由用于导通(晶体管610和电阻器611)和关断(图6中的电阻器605和二极管606)的两个单独的反馈路径代替。
在上面结合图6讨论的驱动器电路中，电阻器605和二极管606可以由n沟道型金属氧化物半导体场效应晶体管700、电阻器701、p沟道类型金属氧化物半导体场效应晶体管702至704和电流源705代替。如图7所示，晶体管700可以经由其栅极连接至承载电流感测信号IS的线并且经由其源极并且通过线性化电阻器701连接至第二地GND2，从而提供电压-电流转换。晶体管702经由其漏极连接至电源电压线VEE2，经由其栅极连接至晶体管700和704的漏极，并且经由其源极连接至晶体管703和704的栅极。电流源705连接在电源电压线VCC2与晶体管703和704的栅极之间。晶体管703和704的源极还连接至电源电压线VCC2。晶体管703的漏极连接至节点602。与电流源705连接的晶体管702至704形成电流镜电路，该电流镜电路反转来自晶体管700的关断di/dt反馈电流。通过添加用作源极跟随器的晶体管702来提升具有晶体管703和704的电流镜的速度。为了沿两个方向加速电流镜，添加了电流源705。此外，二极管706插在承载电压感测信号VSA的线与晶体管610的漏极之间。
图7所示的驱动器电路还允许在地GND2与电源电压VEE2不相同时进行操作，以便还可以采用双极电源为栅极驱动器供电。此外，关断di/dt反馈不直接通过电阻器将电流馈送至求和节点，这使反馈负载例如取决于半导体器件106的负载状况和/或其米勒平台(Miller plateau)。例如，如果电压变化dv/dt从半导体器件106的集电极通过电容器(电容器520)被直接反馈回至求和节点，则通过反馈电容器(电容器520)的反馈电流将取决于当半导体器件106的栅极电压处于米勒平台时半导体器件106的集电极处的电压变化dv/dt。然而，如果直接通过电阻器(例如，图6中的电阻器605)反馈回，则电流变化di/dt将变成取决于电感(寄生电感107)的di/dt感应电压与半导体器件106的栅极的实际电压电平(或缓冲级的输入端)之间的电压差。
在图7所示的驱动器电路中，半导体器件106由双极电源和与负载无关的di/dt反馈来驱动。对于导通di/dt，当求和节点(包括晶体管607的栅极)被拉低到第二地GND2以下时，将简单的二极管(二极管706)设置为反向偏置。通过电阻器611连接作为源极跟随器的晶体管610自动地产生从正电流调节到负电流调节的切换。具有通过电容器521的dV/dt和通过电感107的di/dt的电流求和节点(包括晶体管607的栅极)自动从dv/dt调节切换到di/dt调节。为了使关断时的反馈与负载无关，跨导放大器可以被配置成在寄生电感107上差分地测量电压，然后将与求和节点电压无关的高侧电流注入到求和节点602中。可以实现与导通电压变化di/dt反馈类似的概念，以在半导体器件106关断时生成与跨寄生电感107的电压成比例的电流。但是，该电流具有错误的极性。为了获得正确的电流极性，采用高侧电流镜(晶体管703和704)。晶体管702和电流源705被用于在电流镜中实现必要的带宽。上面概述的方法也可以用分立器件实现，但是当在集成电路中实现时，控制速度和控制寄生元件可能更有利。
在上面结合图1至图7描述的示例中，模拟反馈级和数字反馈级包括由于它们各自的信号处理而导致的信号延迟时间。数字反馈级的信号延迟时间可以大于相应的模拟反馈级的延迟时间。然而，数字反馈级的准确性可能大于相应的模拟反馈级的准确性。此外，数字反馈级或路径不仅可以包括数字电路，还可以包括模拟和数字(混合)电路。
本发明的一个实施方式将上述用于在功率开关导通和关断时调节功率开关的di/dt和dv/dt的电路与使用经调节的di/dt检测导通时的过电流(SC1)的电路和使用经调节的dv/dt检测关断时的过电压的电路相结合。时间测量可以用于确定电流电平和电压电平，这是因为di/dt和dv/dt的值被调节并且是已知的。下面参照图8至图11讨论与功率开关相关联的时间测量。
图8是示出与经di/dt调节和dv/dt调节的功率开关相关联的导通波形的时序图。第一时序图部分802示出漏极或集电极经调节的电流波形806，其还示出了可以由二极管的反向恢复电荷Qrr或电容的充电引起的电流的过冲。时序图部分802还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形808。Tdi/dt时间间隔814示出了开关处于电流调节直到峰值电流值的时间。第二时序图部分804示出了栅极-源极或栅极-发射极电压810以及与导通事件相关联的对应控制信号812。
图9是示出与经di/dt调节和dv/dt调节的功率开关相关联的关断波形的时序图。第一时序图部分902示出了漏极或集电极经调节的电流波形906。时序图部分902还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形908。Tdv/dt时间间隔914示出了开关处于电压调节的时间。第二时序图部分904示出了栅极-源极或栅极-发射极电压910以及与关断事件相关联的对应控制信号912。
对于已知的di/dt，目标di/dt处于调节状态的时间是导通时峰值电流的量度。
等式1
Figure BDA0003651463690000131
因此，如果Tdi/dt>Tdi/dt,limit，则开关可以被关断，以便保护其免受过电流状况的影响，这将在下面根据本发明的实施方式进一步详细讨论。
图10是示出根据实施方式的方法的导通时的过电流保护波形的时序图。第一时序图部分1002示出了漏极或集电极经调节的电流波形1006A(高电流)、1006B(中等电流)和1006C(低电流)。时序图部分1002还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形1008A(高电流)、1008B(中等电流)和1008C(低电流)。Tdi/dt时间间隔1014示出了开关处于电流调节直到峰值电流值的时间。对于高电流情况，Tdi/dt时间间隔超过Tdi/dt,limit时间间隔，随后的结果是开关关断。第二时序图部分1004示出了栅极-源极或栅极-发射极电压波形1010A(高电流)、1010B(中等电流)和1010C(低电流)以及与导通事件相关联的相应控制信号1012。
对于已知的dv/dt，目标dv/dt处于调节中的时间是关断时开关两端的电压的量度。
等式2
Figure BDA0003651463690000132
因此，如果Tdv/dt>Tdv/dt,limit，可以用更低的di/dt关断功率开关，以便限制负di/dt引起的过电压的量，这将在下面根据本发明的一个实施方式进一步详细讨论。
图11是示出根据实施方式的方法的关断时的过电压保护波形的时序图。第一时序图部分1102示出了漏极或集电极经调节的电流波形1106A(高电压)和1106B(中和低电压)。时序图部分1102还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形1108A(高电压)、1108B(中等电压)和1108C(低电压)。Tdv/dt时间间隔1114示出了开关处于电压调节的时间。对于高压情况，Tdv/dt时间间隔超过Tdv/dt,limit时间间隔，随后的结果是经调节的di/dt值的变化。第二时序图部分1104示出了栅极-源极或栅极-发射极电压波形1110A(高电压)、1110B(中等电压)和1110C(低电压)以及与关断事件相关联的相应的控制信号1112。
本发明的电路实施方式的优点在于检测速度快，从而在短路状况或过载状况下不会损坏功率开关。本发明的电路实施方式的另一优点在于，可以重新使用与前面讨论的用于调节di/dt和dv/dt的基本相同的硬件来检测短路状况(SC1)和过载状况(SC2)。
图12是根据本发明的实施方式的总结了包括dv/dt和di/dt调节的功率开关栅极驱动器电路的框图1200。框图1200包括功率开关1208和反向并联续流二极管1210。微分电路1214耦接至集电极节点“C”，用于接收集电极电压并乘以常数因子1212。类似地，微分电路1220耦接至发射极节点“E”并乘以常数因子1218，并通过可选的限幅电路1216。微分电路1212和限幅电路1216的输出在加法器1202中求和，加法器1202还接收参考电压vref,d/dt。加法器1202的输出耦接至比例(P、PI或PID)控制器1204，其又耦接至前置放大器1206。前置放大器1206驱动功率开关1208的栅极节点“G”。框图1200示出了具有组合的闭环电流斜率控制和电压斜率控制的电路，其可以扩展为包括附加的栅极电流控制，所述附加的栅极电流控制包括开关1222、加法器1224和常数因子1226。信号vref,d/dt是电流和电压斜率控制的参考值，vctrl,clip是限幅电路的控制命令，vref,iG是栅极电流控制的参考值，而vctrl,iG是用于栅极电流控制的控制命令。限幅电路被用于在dv/dt调节期间去除负di/dt值。当di/dt和dv/dt为零时，可选的栅极电流控制电路被用于在导通和关断延迟阶段期间调节栅极电流。这将有助于预设或防止控制器1204的整体部分的饱和(windup)。
图13是以图12中的框图形式示出的调节电路的实现方式的示意图。电路示意图1300使用运算放大器1302、具有放大kI的具有可选的限幅电路1308的附加放大器以及相关联的反馈电阻，为功率开关1304和反向并联续流二极管1306提供di/dt和dv/dt的闭环调节，以提供如前所述的调节功能。限幅电路1308被用于在导通时阻止负di/dt反馈。运算放大器1310、开关1312和相关联的反馈电阻器提供如上所述的可选的栅极电流控制。
图14是所实现的与图13的电路相关联的恒定因子kI和限幅电路1400的示意图，其接收发射极电压1404和控制电压1406，以在节点1408处提供限幅电压。限幅电路1400包括MOS晶体管Sc，齐纳二极管Dc，电容器C1、C2和C3以及电阻器R1、R2和R3。电阻器R2与R3之间的结处的电压由包括反馈电阻器Rg1和Rg2的运算放大器1402感测，以在节点1408处提供限幅电压。
图15是根据本发明的实施方式的有源di/dt调节检测器1500的示意图。再现图14的电路，并且运算放大器1402对应于图15中的运算放大器1502。通过添加下面讨论的比较器1504和时间测量电路，可以利用过电流保护来补充根据本发明的实施方式的di/dt和dv/dt调节实现。
放置在di/dt衰减器和缓冲电路1502之后的比较器1504可以检测di/dt高于或低于由Vref,di/dt电压给出的特定值。在图15中，参考作为负值给出，当电压VEe,clip高于该值时，di/dt不在导通目标di/dt处或不足以高于目标值并且比较器的输出低。当VEe,clip电压低于Vref,di/dt时，比较器1504输出变高，作为di/dt调节环路处于调节中的指示。如果激活di/dt信号保持高的时间长于预定值，则发生过电流事件。并且，在本发明的实施方式中，栅极驱动器可以启动被驱动功率开关的关断。由于di/dt被调节，因此VEe,clip在调节期间将具有DC电压值。
虽然示出了di/dt和dv/dt闭环调节电路的表示，并且已经识别出与di/dt和dv/dt调节相关联的节点，但是其他这样的调节电路也是可能的，并且这样的电路中的各种节点将是适合与本发明的短路和过载保护特征的实施方式一起使用的候选，如下面进一步详细讨论的。
图16示出了根据本发明的实施方式的用于生成过电流信号的时间测量电路1600的示例，其具有激活di/dt指示作为输入以及“过电流”指示作为输出。第一定时电路包括微控制器1602，该微控制器1602可以对在其上升沿与下降沿之间测量的激活di/dt信号的时间长度数字地计数。尽管示出了微控制器1602，但是可以使用其他数字/逻辑电路(即，时间数字转换器TDC)。第二定时电路包括耦接至比较器1608的正输入端的电阻器和电容器1606。比较器1608的负输入端耦接至参考电压。如果激活di/dt信号保持激活达足够的时间间隔，则比较器1608将提供过电流信号。类似地，第三定时电路包括电流源1610，其由激活di/dt信号控制并用于对电容器1612充电。如果激活di/dt信号保持激活达足够的时间间隔，则比较器1614将提供过电流信号。
图17是与功率开关的导通相关联的根据本发明的实施方式的过电流检测方法的相关波形的时序图。第一时序图部分1702示出了漏极或集电极经调节的电流波形1712A(高电流)、1712B(中等电流)和1712C(低电流)。时序图部分1702还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形1714A(高电流)、1714B(中等电流)和1714C(低电流)。Tdi/dt时间间隔1728示出了开关处于电流调节直到峰值电流值的时间。第二时序图部分1704示出了栅极-源极或栅极-发射极电压波形1716A(高电流)、1716B(中等电流)和1716C(低电流)以及与导通事件相关联的相应控制信号1718。第三时序图部分1706示出了限幅电压波形1720A(高电流)、1720B(中等电流)和1720C(低电流)。第四时序图部分1708示出了激活di/dt波形1722A(高电流)、1722B(中等电流)和1722C(低电流)。第五时序图部分1710示出时间积分器波形1724A(高电流)、1724B(中等电流)和1724C(低电流)。时序图部分1710还示出了由于流过功率开关的高电流而与超出限制时间间隔的时间间隔1728相关联的过电流信号1726。
图18是根据本发明的实施方式的在功率开关的启动条件期间使用的过电流检测方法的流程图1800。该方法在1802处开始，并且在1804处查询与功率开关相关联的PWM信号是否激活。如果否，则该方法返回至1802，而如果是，则该方法在1806处感测激活di/dt信号。在1808处，该方法查询激活di/dt信号是否为高。如果否，则该方法返回至1802，而如果是，则在1810处感测与di/dt信号为激活相关联的时间。在1812处，该方法查询di/dt信号为激活的时间是否大于时间限制。如果否，则采取将在下面更详细解释的方法步骤。如果是，则该方法在步骤1814处确定已经发生过电流事件。在步骤1816处，用于功率开关电路的PWM信号被设置为低。在步骤1818处，向监视功率开关的***报告过电流事件。在步骤1820处，该方法等待与过电流事件相关联的重置命令。一旦接收到，则该方法在1822处重置并继续经由1824到1826。在那里重置Tdi/dt感测，然后该方法返回至1802并准备下一次导通和感测。返回至1812，如果还没有达到di/dt激活时间限制，则该方法在1828处查询PWM信号是否为高。如果否，则在1826处重置激活di/dt信号的时间感测，并且该方法返回至1802。如果是，则该方法查询激活di/dt信号是否变低。如果否，则该方法返回至步骤1810。如果是，则该方法等待给定时间和/或等待激活dv/dt信号从高变低。一旦等待时间结束和/或激活dv/dt信号变低，就可以在步骤1834处激活二次短路保护，以检测在开关的导通状态期间发生的短路事件(SC2)。在1836处，该方法查询是否已经检测到短路状况。如果是，则该方法返回至步骤1816。如果否，则该方法在1838处查询PWM信号是否为高。如果是，则该方法返回至1836，而如果否，则该方法继续至1824。该方法进一步继续至1826并重置Tdi/dt感测，然后返回至1802并准备下一次导通和感测。
为了添加更多的安全层，可以添加附加比较器来创建di/dt的窗口检测。该附加比较器1906可以在图19中看到。图19大致对应于图15中先前描述的电路。放大器1902对应于放大器1502，比较器1904对应于比较器1504。图19中还示出了耦接至比较器1906的反相器1910以及用于生成激活di/dt信号的与门1908。比较器1906的输出生成下面描述的附加信号。注意与比较器1904和1906相关联的第一参考电压和第二参考电压。
通过添加窗口检测，如果先前描述的信号VEs,clip在限定的电压窗口内，则激活di/dt信号将仅变高。
等式3Vref,di/dt1<-VEe,clip target<Vref,di/dt2。
此外，可以创建与比较器1906的输出相关联的信号“di/dt过高”，其将指示di/dt是否超出调节并且还高于预期。还可以测量该信号为高的时间，如果该时间长于预定值，则驱动器可以决定关断驱动开关并报告故障行为。
为了检测激活dv/dt调节时间，可以将附加电路添加到现有的功率开关电路，如图20中的电路2000所示。电路2000包括耦接在被驱动开关2002的集电极与电阻器2006之间的电容器2004，该电阻器2006耦接至与被驱动开关2002的发射极电位相关的电压。由于dv/dt被调节，因此电阻器2006两端的电压将是调节期间的DC电压值。在关断期间，位移电流将从集电极流过电容器2004和电阻器2006，这在电阻器2006上产生正电压。如果该电压充分高于参考电压Vref,dv/dt，则比较器2008生成激活dv/dt信号。该信号指示dv/dt处于调节中。时间测量电路可以具有与用于di/dt相同的类型。类似的窗口电路可以用于激活dv/dt信号，如先前关于激活di/dt信号所描述的。
图21是与功率开关的关断相关联的根据本发明的实施方式的过电压检测方法的相关波形的时序图。第一时序图部分2102示出了漏极或集电极经调节的电流波形2112A(高电压)和2112B(低和中电压)。时序图部分2102还示出了漏极-源极或集电极-发射极经调节的电压波形2114A(高电压)、2114B(中等电压)和2114C(低电压)。Tdv/dt时间间隔2128示出了开关处于电流调节直到峰值电压值的时间。第二时序图部分2104示出了栅极-源极或栅极-发射极电压波形2116A(高电压)、2116B(中等电压)和2116C(低电压)以及与关断事件相关联的相应控制信号2118。第三时序图部分2106示出了电阻电压波形2120A(高电压)、2120B(中等电压)和2120C(低电压)。第四时序图部分2108示出了激活dv/dt波形2122A(高电压)、2122B(中等电压)和2122C(低电压)。第五时序图部分2110示出时间积分器波形2124A(高电压)、2124B(中等电压)和2124C(低电压)。时序图部分2110还示出了由于功率开关两端的高电压而与超出限制时间间隔的时间间隔2128相关联的过电压信号2126。
图22是根据本发明的实施方式的在功率开关的关断条件期间使用的过电压检测方法的流程图2200。该方法在2202处开始，并且在2204处查询与功率开关相关联的PWM信号是否激活。如果否，则该方法返回至2202，而如果是，则该方法在2210处感测激活dv/dt信号。在2212处，该方法查询激活dv/dt信号是否为高。如果否，则该方法通过2206和2208返回至2202，其在下面进一步详细描述，如果是，则在2214处感测与激活的dv/dt信号相关联的时间。在2216处，该方法查询dv/dt信号为激活的时间是否大于时间限制。如果否，则该方法通过2206和2208返回至2202。如果是，则该方法在2218处改变di/dt的目标调节值，并在2220处递增计数器中的过电压事件的数量。在2222处，该方法查询过电压事件的数量是否大于预定的过电压事件限制。如果否，则该方法通过2206和2208返回至2202。如果是，则在2224处报告过电压故障。在2226处，该方法等待用于重置过电压故障的命令。一旦接收到命令，该方法就在2228处继续，其中过电压故障被重置，并且与过电压故障相关联的计数器也被重置。该方法然后通过2206和2208返回至2202。
在2206处，该方法查询与功率开关相关联的PWM信号是否为高。如果是，则该方法继续至2208，而如果否，则如前所述该方法返回至2210。步骤2208重置Tdv/dt时间间隔，重置过电压事件计数器，并将di/dt目标值设置为标称值。该方法然后返回至2202。
与上述过电压方法步骤同时地还执行监测步骤序列。在一个实施方式中，使用监测步骤序列来确保例如在不会直接损坏功率开关的PWM开关周期上的正常重复过电压指示不会引起立即过电压指示。监测方法在2230处开始，并在2236处查询是否发生了过电压事件。如果是，则在2234处重置无过电压计数器，并且该方法在2232处等待过电压事件的重置。如果否，则该方法在2238处查询PWM信号是否从低变为高。如果否，则该方法返回至2230。如果是，则在2240处增加无过电压事件计数器。在2242处，该方法查询无过电压事件计数器是否大于预定限制。如果否，则该方法返回至2230。如果是，则该方法查询过电压事件计数器是否大于零。如果否，则该方法返回至2230。如果是，则该方法将过电压事件计数器递减1并返回至2230。
在图23中示出了用于生成激活di/dt信号的替选电流感测电路2300。电路2300包括参考电流iref 2302，其栅极耦接至地的晶体管2304，电阻器2306以及I_SENSE节点，该I_SENSE节点用于接收功率开关负载路径中的电感两端的电压，其是通过功率开关的电流变化的量度。晶体管2304的栅极-源极和电阻器2306两端的电压将生成与通过功率开关的电流的变化成比例的电流。所生成的电流与参考电流2302之间的电流比较的结果将改变至比较器2308的输入电压并在其输出端生成激活di/dt信号。如果需要，可以复制电路2300以提供先前描述的窗口检测功能。
如图24的电路2400中所示，根据本发明的实施方式的di/dt和dv/dt调节和短路保护可以在数字域中概括。示出了高电压/高功率网络2402，其包括用于驱动功率开关2406和2410的栅极驱动器2404和2408。功率开关2404和2408用特定vce和ic值切换。感测网络2412用于感测vce信号的dv/dt信息，感测网络2414用于感测ic信号的di/dt信息。A/D转换器2416将从感测网络2412输出的电压数字化，并且A/D转换器2418将从感测网络2418输出的电压数字化。数字信息由存储器2420接收并由2422评估。检测到dv/dt或di/dt目标电平作为dv/dt或di/dt处于调节中的指示。测量dv/dt或di/dt处于调节中的时间，并且可以根据上述实施方式的原理触发过电流信号或过电压信号。可以在2424处执行可选参数确定，以进一步增强本发明的实施方式的短路或过载保护。关于功率开关过电流和过电压事件的信息可以利用反馈网络2426而作用于功率开关。如上所述，在过电流事件的情况下关断功率开关，并且在过电压事件的情况下改变di/dt值。
通过上述描述可知，本发明的实施例公开了但不限于如下方案：
方案1.一种用于保护功率开关的电路，包括：
第一、第二和第三功率开关节点；
反馈电路，其耦接到第一、第二和第三功率开关节点中的至少一个功率开关节点，用于调节通过功率开关的电流的变化；以及
耦接到反馈电路的检测器电路，其具有用于指示通过功率开关的电流的变化处于调节中的输出。
方案2.根据方案1的电路，其中，检测器电路包括用于识别通过功率开关的电流的变化的调节水平的附加输出。
方案3.根据方案1的电路，还包括耦接到检测器电路的定时电路。
方案4.根据方案3的电路，其中，定时电路包括用于生成过电流信号的输出。
方案5.根据方案1的电路，还包括耦接到第一、第二和第三功率开关节点中的至少两个功率开关节点的附加反馈电路，用于调节功率开关两端的电压的变化。
方案6.根据方案5的电路，还包括耦接到附加反馈电路的附加检测器电路，附加检测器电路具有用于指示功率开关两端的电压的变化处于调节中的输出。
方案7.根据方案6的电路，其中，附加检测器电路包括用于识别功率开关两端的电压的变化的调节水平的附加输出。
方案8.根据方案6的电路，还包括耦接到附加检测器电路的附加定时电路。
方案9.根据方案8的电路，其中，附加定时电路包括用于生成过电压信号的输出。
方案10.根据方案1的电路，还包括耦接到第一、第二和第三功率开关节点的功率开关。
方案11.一种用于保护功率开关的方法，包括：
感测通过功率开关的电流的变化处于调节中；
测量通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间；以及
将通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间与参考时间进行比较。
方案12.根据方案11的方法，还包括：如果通过功率开关的电流的变化处于调节中的时间超过参考时间，则生成过电流信号。
方案13.根据方案12的方法，还包括：响应于过电流信号，关断功率开关。
方案14.根据方案11的方法，其中，感测通过功率开关的电流的变化处于调节中与导通事件同时发生。
方案15.根据方案11的方法，还包括：感测功率开关两端的电压的变化处于调节中。
方案16.一种用于保护功率开关的方法，包括：
感测功率开关两端的电压的变化处于调节中；
测量功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间；以及
将功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间与参考时间进行比较。
方案17.根据方案16的方法，还包括：如果功率开关两端的电压的变化处于调节中的时间超过参考时间，则生成过电压信号。
方案18.根据方案17的方法，还包括：响应于过电压信号，改变通过功率开关的电流的变化的目标值。
方案19.根据方案17的方法，还包括：在多个开关周期内对多个过电压信号进行计数。
方案20.根据方案16的方法，其中，感测功率开关两端的电压的变化处于调节中与关断事件同时发生。
虽然已经参考所示实施方式描述了本发明，但是该描述并不意在被解释为限制性意义。在参考该描述时，说明性实施方式的各种修改和组合以及本发明的其他实施方式对于本领域普通技术人员而言将是明显的。因此，所附权利要求书意在包含任何这样的修改或实施方式。

Claims (45)

1.一种用于保护功率开关的电路，包括：
第一、第二和第三功率开关节点；
反馈电路，其耦接到所述第一、第二和第三功率开关节点中的至少一个功率开关节点，用于调节通过所述功率开关的电流的变化；
耦接到所述反馈电路的检测器电路，其具有用于指示通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的输出端；以及
耦接至所述检测器电路的定时电路，
其中，所述定时电路被配置成测量通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间，
其中，所述定时电路被配置成将通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间与参考进行比较，以及
其中，所述定时电路包括用于在通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间超过所述参考的情况下生成过电流信号的输出端。
2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述检测器电路包括用于识别通过所述功率开关的电流的变化的调节水平的附加输出端。
3.根据权利要求1所述的电路，其中，所述定时电路与所述检测器电路分隔开。
4.根据权利要求1所述的电路，其中，所述电路与所述功率开关集成到一起。
5.根据权利要求1所述的电路，还包括耦接到所述第一、第二和第三功率开关节点中的至少两个功率开关节点的附加反馈电路，用于调节所述功率开关两端的电压的变化。
6.根据权利要求5所述的电路，还包括耦接到所述附加反馈电路的附加检测器电路，所述附加检测器电路具有用于指示所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的输出端。
7.根据权利要求6所述的电路，其中，所述附加检测器电路包括用于识别所述功率开关两端的电压的变化的调节水平的附加输出端。
8.根据权利要求6所述的电路，还包括耦接到所述附加检测器电路的附加定时电路。
9.根据权利要求8所述的电路，其中，所述附加定时电路包括用于生成过电压信号的输出端。
10.根据权利要求1所述的电路，还包括耦接到所述第一、第二和第三功率开关节点的功率开关。
11.根据权利要求1所述的电路，其中，所述定时电路包括微控制器，所述微控制器被配置成对所述检测器电路的输出端处的信号的时间长度数字地计数，以指示通过所述功率开关的电流的变化处于调节中。
12.根据权利要求1所述的电路，其中，所述定时电路包括时间至数字转换器。
13.根据权利要求1所述的电路，其中，所述定时电路包括第二比较器、耦接在所述定时电路的第一输入端与所述第二比较器的输入端之间的电阻器、以及耦接在所述第二比较器的输入端与地之间的电容器。
14.根据权利要求1所述的电路，其中，所述定时电路包括电流源、电容器和第二比较器，其中，所述电流源由所述检测器电路的输出控制，其中，所述电流源被配置成对所述电容器充电，以及其中，所述电容器耦接至所述第二比较器的输入端。
15.根据权利要求1所述的电路，其中，所述检测器电路包括用于生成与通过所述功率开关的电流的变化相对应的信号的运算放大器，以及其中，所述检测器电路包括与所述运算放大器分隔开的第一比较器，所述第一比较器具有耦接至所述运算放大器的输出端的第一输入端、耦接至被设置成电流随时间变化的参考值的第二输入端、以及耦接至所述检测器电路的输出端的输出端。
16.一种用于保护功率开关的电路，包括：
第一、第二和第三功率开关节点；
反馈电路，其耦接到所述第一、第二和第三功率开关节点中的至少一个功率开关节点，用于调节通过所述功率开关的电流的变化；
耦接到所述反馈电路的检测器电路，其具有用于指示通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的输出端；以及
耦接至所述检测器电路和参考的定时电路，
其中，所述定时电路被配置成测量通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间，以及
其中，所述定时电路包括用于在通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间超过所述参考的情况下生成过电流信号的输出端。
17.一种用于保护功率开关的方法，包括：
感测通过所述功率开关的电流的变化处于调节中；
测量通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间；
将通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间与参考进行比较；以及
如果通过所述功率开关的电流的变化处于调节中的持续时间超过所述参考，则生成过电流信号。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，感测通过所述功率开关的电流的变化处于调节中包括：生成表示通过所述功率开关的电流的变化的第一信号，以及生成表示所述第一信号大于电流值的变化的参考的第二信号。
19.根据权利要求18所述的方法，还包括响应于所述过电流信号而关断所述功率开关。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，感测通过所述功率开关的电流的变化处于调节中与导通事件同时发生。
21.根据权利要求20所述的方法，还包括感测所述功率开关两端的电压处于调节中。
22.一种用于保护功率开关的方法，包括：
感测所述功率开关两端的电压的变化处于调节中；
测量所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间；
将所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间与参考进行比较；以及
如果所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间超过所述参考，则生成过电压信号。
23.根据权利要求22所述的方法，还包括响应于所述过电压信号而改变所述功率开关两端的电压的变化的目标值。
24.根据权利要求23所述的方法，还包括在多个开关周期内对多个过电压信号进行计数。
25.根据权利要求24所述的方法，其中，感测所述功率开关两端的电压的变化处于调节中与关断事件同时发生。
26.一种用于保护功率开关的方法，包括：
查询至所述功率开关的脉冲宽度调制信号是否激活，并且如果未检测到激活的脉冲宽度调制信号则：
在所述功率开关的工作模式期间调节所述功率开关两端的电压的变化，使得所述功率开关两端的电压的变化在所述功率开关的工作模式期间被限制于预定的非零变化率；
感测所述功率开关两端的电压的变化处于调节中；
仅在所述功率开关的工作模式期间测量所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间；以及
将所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间与参考时间进行比较。
27.根据权利要求26所述的方法，还包括在所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间超过所述参考时间的情况下生成过电压信号。
28.根据权利要求27所述的方法，还包括响应于所述过电压信号而改变所述功率开关两端的电压的变化的目标值。
29.根据权利要求27所述的方法，还包括在多个开关周期内对多个过电压信号进行计数。
30.根据权利要求26所述的方法，其中，感测所述功率开关两端的电压的变化处于调节中与关断事件同时发生。
31.根据权利要求26所述的方法，其中，所述功率开关两端的电压的变化包括所述功率开关两端的电压的、大于电压值的变化的参考的变化。
32.一种用于在功率开关的关断状况期间保护所述功率开关的方法，所述方法包括：
查询至所述功率开关的脉冲宽度调制信号是否激活，并且如果未检测到激活的脉冲宽度调制信号则：
在所述功率开关的工作模式期间调节所述功率开关两端的电压的变化，使得所述功率开关两端的电压的变化在所述功率开关的工作模式期间被限制于预定的非零变化率；
感测所述功率开关两端的电压的变化大于电压值的变化的参考；
仅在所述功率开关的工作模式期间测量所述功率开关两端的电压的变化大于所述电压值的变化的参考的持续时间；以及
将所述功率开关两端的电压的变化大于所述电压值的变化的参考的持续时间与参考时间进行比较。
33.根据权利要求32所述的方法，还包括确定所述功率开关两端的电压的变化大于所述电压值的变化的参考的持续时间超过所述参考时间。
34.根据权利要求33所述的方法，还包括改变用于所述功率开关两端的电压的变化的目标调节值。
35.根据权利要求34所述的方法，其中，用于所述功率开关两端的电压的变化的所述目标调节值包括所述功率开关两端的电压的、大于所述电压值的变化的参考的变化。
36.根据权利要求33所述的方法，还包括递增过电压事件计数器。
37.根据权利要求36所述的方法，还包括确定所述过电压事件计数器中的过电压事件的数目大于过电压事件限制。
38.根据权利要求37所述的方法，还包括报告过电压故障状况。
39.根据权利要求38所述的方法，还包括重置所述过电压故障状况。
40.一种用于保护功率开关的方法，包括：
查询至所述功率开关的脉冲宽度调制信号是否激活，并且如果未检测到激活的脉冲宽度调制信号则：
在所述功率开关的工作模式期间调节所述功率开关两端的电压的变化，使得所述功率开关两端的电压的变化在所述功率开关的工作模式期间被限制于预定的非零变化率；
感测所述功率开关两端的电压的变化处于调节中；
仅在所述功率开关的工作模式期间测量所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间；
将所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间与参考时间进行比较；
在所述功率开关两端的电压的变化处于调节中的持续时间超过所述参考时间的情况下，生成多个过电压信号；以及
利用计数器监控所述多个过电压信号。
41.根据权利要求40所述的方法，其中，利用所述计数器监控所述多个过电压信号包括响应于所述多个过电压信号和所述功率开关的多个脉冲宽度调制过渡，选择性地递增或递减所述计数器。
42.根据权利要求41所述的方法，还包括确定所述计数器的值超过计数器极限值。
43.根据权利要求42所述的方法，还包括报告过电压故障状况。
44.根据权利要求43所述的方法，还包括重置所述过电压故障状况。
45.根据权利要求40所述的方法，其中，所述功率开关两端的电压的变化包括所述功率开关两端的电压的、大于电压值的变化的参考的变化。
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