CN114759811B - 变换器和vienna整流器 - Google Patents

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Abstract

一种变换器和vienna整流器，仅需采样输入电流和电压环的输出值来实现整流器的控制，无需采样输入电压，也无需使用锁相环和坐标系变化的方法来实现高功率因素整流器的控制，使得输入电流的相位和频率能够跟踪交流侧电网的电压相位，实现变换器和vienna整流器的输入电流和输入电压的同相工作。

Description

变换器和vienna整流器
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种变换器和vienna整流器。
背景技术
Vienna整流器是一种脉冲宽度调变的整流器，可以接收三相交流电。如图1所示，Vienna整流器的常规控制策略前都是需要采样交流侧的输入电压和电流，并用锁相环获取交流侧电网的相位角度，再转用大量的三角函数计算转换到dq坐标系进行控制。然后使用dq解耦控制的方法分别控制id和iq，逆转dq到abc三相的控制量后在使用SVM等其它PWM调制策略对功率级进行控制。
然而，Vienna整流器的整个控制器需要三角函数和坐标系变换，还有最为关键的是锁相环的设计，当三相电网不平衡时，使用普通的SRF-SPLL基本不能胜任工作，输出的dq上存在2次谐波影响电流的控制效果。如果电网的高次谐波和不平衡程度加大时，就需要使用DDSRF-SPLL来进行正负序解耦控制，其控制策略的算法复杂程度再次提升，而且锁相环也能完全克服电网频率变化时的响应速度，因此在恶劣电网环境，存在高次谐波和频率突变时，或是发电机应用等场景，依靠传统vienna控制策略不再适用。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是提供一种变换器和vienna整流器，使得输入电流的相位和频率能够跟踪交流侧电网的电压的相位和频率，实现变换器和vienna整流器的输入电流和输入电压的同相工作。
根据第一方面，一种实施例中提供一种变换器，包括：储能和能量转换模块、开关模块、续流模块、滤波模块和控制器；所述开关模块包括第一端、第二端和控制端；
所述储能和能量转换模块用于在所述开关模块导通时将所述变换器的直流输入端输入的直流电转换为磁能进行存储；在所述开关模块关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过所述续流模块输出至所述变换器的输出端；
所述开关模块用于响应于所述控制器输出的第一控制信号而关断或导通；
所述续流模块用于将所述储能和能量转换模块输出的转换后的电信号传输至所述变换器的输出端；
所述滤波模块用于对所述变换器的输出端输出的电信号进行滤波处理；
所述控制器用于获取所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值以及所述变换器的电压环的输出值；基于所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值和所述电压环输出值，确定控制量；基于所述控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述控制信号至所述开关模块的控制端。
根据第二方面，一种实施例中提供一种vienna整流器，用于将输入的三相交流电转换为具有相同电压的第一直流电和第二直流电，所述三相交流电包括A相交流电、B相交流点和C相交流电，其中，所述vienna整流器包括：开关模块和控制器；
所述开关模块包括第一开关、第二开关和第三开关；所述第一开关的第一端与A相交流电的输入端连接，第一开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第二开关的第一端与B相交流电的输入端连接，第二开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第三开关的第一端与C相交流电的输入端连接，第三开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；
所述开关模块用于在所述控制器输出的第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号的控制下，通过第一开关、第二开关和第三开关交替导通和关断，使得所述vienna整流器输出第一直流电和第二直流电；其中，所述第一控制信号用于控制所述第一开关的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二开关的导通或关断，所述第三控制信号用于控制所述第三开关的导通或关断；
所述控制器用于获取所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值；基于所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于所述第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
根据第三方面，一种实施例中提供一种能够实现中点平衡的vienna整流器，用于将输入的三相交流电转换为第一直流电和第二直流电，所述三相交流电包括A相交流电、B相交流点和C相交流电，其特征在于，所述vienna整流器包括：开关模块和控制器；
所述开关模块包括第一开关、第二开关和第三开关；所述第一开关的第一端与A相交流电的输入端连接，第一开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第二开关的第一端与B相交流电的输入端连接，第二开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第三开关的第一端与C相交流电的输入端连接，第三开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；
所述开关模块用于在所述控制器输出的第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号的控制下，通过第一开关、第二开关和第三开关交替导通和关断，使得所述vienna整流器输出第一直流电和第二直流电；其中，所述第一控制信号用于控制所述第一开关的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二开关的导通或关断，所述第三控制信号用于控制所述第三开关的导通或关断；
所述控制器用于获取所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值和C相交流电的电流值、所述vienna整流器的电压环的输出值、所述vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值；基于所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值和C相交流电的电流值、所述vienna整流器的电压环的输出值、所述vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于所述第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
在一实施例中，所述基于所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值和C相交流电的电流值、所述vienna整流器的电压环的输出值、所述vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量，包括：
将所述A相交流电的电流值和所述均压环输出值的加和值与所述电压环输出值的比值作为第一控制量；
将所述B相交流电的电流值和所述均压环输出值的加和值与所述电压环输出值的比值作为第二控制量；
将所述C相交流电的电流值和所述均压环输出值的加和值与所述电压环输出值的比值作为第三控制量;
其中，所述第一控制量、第二控制量和第三控制量均满足大于0且小于1。
在一实施例中，所述基于所述第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一开关的导通时间段；
基于所述第一开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至所述第一开关的控制端；
其中，在所述第一开关的关断时间段内生成用于控制第一开关关断的第一控制信号，在所述第一开关的导通时间段内生成用于控制第一开关导通的第一控制信号；
将第二控制量乘以预设开关周期时间，得到第二核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二开关的导通时间段；
基于所述第二开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第二控制信号至所述第二开关的控制端；
其中，在所述第二开关的关断时间段内生成用于控制第二开关关断的第二控制信号，在所述第二开关的导通时间段内生成用于控制第二开关导通的第二控制信号；
所述基于所述第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第三控制信号至所述第三开关的控制端，包括：
将第三控制量乘以预设开关周期时间，得到第三核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三开关的导通时间段；
基于所述第三开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第三控制信号至所述第三开关的控制端；
其中，在所述第三开关的关断时间段内生成用于控制第三开关关断的第三制信号，在所述第三开关的导通时间段内生成用于控制第三开关导通的第三控制信号。
根据第四方面，一种实施例中提供一种三相两电平整流器，用于将输入的三相交流电转换为直流电，所述三相交流电包括A相交流电、B相交流电和C相交流电，包括：开关模块和控制器；
所述开关模块包括第一下桥开关、第二下桥开关和第三下桥开关；所述第一下桥开关用于接收所述A相交流电，所述第二下桥开关用于接收所述B相交流电，所述第三下桥开关用于接收所述C相交流电；
所述开关模块用于在所述控制器输出的第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号的控制下，将所述三相交流电转换为直流电；其中，所述第一控制信号用于控制所述第一下桥开关的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二下桥开关的导通或关断，所述第三控制信号用于控制所述第三下桥开关的导通或关断；
所述控制器用于获取所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值和C相交流电的电流值和所述整流器的电压环的输出值；基于所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和所述整流器的电压环的输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于所述第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
在一实施例中，所述基于所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和所述整流器的电压环的输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量，包括：
将所述A相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第一控制量；
将所述B相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第二控制量；
将所述C相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第三控制量;
其中，所述第一控制量、第二控制量和第三控制量均满足大于0且小于1。
在一实施例中，所述基于所述第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一下桥开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一下桥开关的导通时间段；
基于所述第一下桥开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至所述第一下桥开关的控制端；
其中，在所述第一下桥开关的关断时间段内生成用于控制第一下桥开关关断的第一控制信号，在所述第一下桥开关的导通时间段内生成用于控制第一下桥开关导通的第一控制信号；
将第二控制量乘以预设开关周期时间，得到第二核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二下桥开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二下桥开关的导通时间段；
基于所述第二下桥开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第二控制信号至所述第二下桥开关的控制端；
其中，在所述第二下桥开关的关断时间段内生成用于控制第二下桥开关关断的第二控制信号，在所述第二下桥开关的导通时间段内生成用于控制第二下桥开关导通的第二控制信号；
所述基于所述第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第三控制信号至所述第三下桥开关的控制端，包括：
将第三控制量乘以预设开关周期时间，得到第三核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三下桥开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三下桥开关的导通时间段；
基于所述第三下桥开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第三控制信号至所述第三下桥开关的控制端；
其中，在所述第三下桥开关的关断时间段内生成用于控制第三下桥开关关断的第三制信号，在所述第三下桥开关的导通时间段内生成用于控制第三下桥开关导通的第三控制信号。
根据第五方面，一种实施例中提供一种单相无桥功率因数校正变换器，其特征在于，包括：开关模块和控制器；
所述开关模块包括：第一桥臂单元、第二桥臂单元和第三桥臂单元；所述第一桥臂单元、第二桥臂单元和第三桥臂单元分别与交流电网连接，用于将交流电网输出的交流电转换为直流电；
所述控制器用于获取所述交流电的电流值和所述变换器的电压环的输出值；基于所述交流电的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定控制量；基于所述控制量分别与第一预设PWM载波、第二预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号和第二控制信号；
其中，所述第一控制信号用于控制所述第一桥臂单元的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二桥臂单元的导通或关断。
根据第六方面，一种实施例中提供一种单相无桥功率因数校正变换器的控制方法，应用于如上述实施例所述的变换器，其中，所述控制方法包括：
获取所述交流电的电流值和所述变换器的电压环的输出值；
基于所述交流电的电流值和所述变换器的电压环的输出值，确定控制量；
基于所述控制量分别与第一预设PWM载波、第二预设PWM载波的关系，生成并输出所述第一控制信号和第二控制信号；
其中，所述第一控制信号用于控制所述第一桥臂单元的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二桥臂单元的导通或关断。
依据上述实施例的变换器和vienna整流器，仅需采样输入电流和电压环的输出值来实现整流器的控制，无需采样输入电压，也无需使用锁相环和坐标系变化的方法来实现高功率因素整流器的控制，使得输入电流的相位和频率能够跟踪交流侧电网的电压相位，实现变换器和vienna整流器的输入电流和输入电压的同相工作。
附图说明
图1为现有的vienna整流器的控制策略示意图；
图2为一种实施例的变换器的结构示意图；
图3为一种实施例的Boost变换器的电路示意图；
图4为电流iL和第一开关的开关周期示意图；
图5为第一开关模块的开关周期示意图；
图6为一种实施例的vienna整流器的结构示意图；
图7为一种实施例的vienna整流器的电路示意图；
图8为一种实施例的vienna整流器的控制器的控制框图；
图9为vienna整流器的一种仿真示意图；
图10为vienna整流器的另一种仿真示意图；
图11为vienna整流器的再一种仿真示意图；
图12为一种实施例的能够实现中点平衡的vienna整流器的控制器的控制框图；
图13为控制器获取均压环输出值Diff和电压环的输出值Vloop的控制框图；
图14为本实施例提供的能够实现中点平衡的vienna整流器的一种仿真示意图；
图15为本实施例提供的能够实现中点平衡的vienna整流器的另一种仿真示意图；
图16为一种实施例的三相两电平整流器的结构示意图；
图17为一种实施例的三相两电平整流器的电路示意图；
图18为一种实施例的三相两电平整流器的控制器的控制框图；
图19为三相两电平整流器的一种仿真示意图；
图20为三相两电平整流器的另一种仿真示意图；
图21为三相两电平整流器的再一种仿真示意图；
图22为一种实施例的单相无桥功率因数校正变换器的结构示意图；
图23为一种实施例的单相无桥功率因数校正变换器的电路示意图；
图24为一种实施例的单相无桥功率因数校正变换器的控制器的控制框图；
图25为一种实施例的第一转换控制信号AC_L和第二转换控制信号AC_N的生成框图；
图26为单相无桥功率因数校正变换器的控制方法流程图；
图27为单相无桥功率因数校正变换器的仿真示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。
本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。而本申请所说“连接”、“联接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接（联接）。
实施例一：
请参考图2，图2为一种实施例的变换器的结构示意图，本实施例提供的变换器10的电路结构为常见的Boost变换器，其包括：第一储能和能量转换模块11、第一开关模块12、第一续流模块13、第一滤波模块14和第一控制器15。第一开关模块12包括第一端、第二端和控制端；第一储能和能量转换模块11的输入端连接直流输入端V1_dc，第一储能和能量转换模块11的输出端连接第一开关模块12的第一端和第一续流模块13的输入端，第一开关模块12的第二端连接地，第一续流模块13的输出端连接变换器10的输出端（输出负载），第一滤波模块14并联于变换器10的输出端（输出负载）上；第一开关模块12的控制端与第一控制器15连接。
第一储能和能量转换模块11用于在第一开关模块12导通时将直流输入端V1_dc输入的直流电转换为磁能进行存储；在第一开关模块12关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过第一续流模块13输出至变换器10的输出端。
第一开关模块12用于响应于第一控制器15输出的控制信号而关断或导通。
第一续流模块13用于将第一储能和能量转换模块11输出的转换后的电信号传输至变换器10的输出端。
第一滤波模块14用于对变换器10的输出端输出的电信号进行滤波处理。
需要说明的是，图2所示变换器为现有的Boost变换器，其电路结构可以为现有的Boost变换器的电路结构，例如：如图3所示，第一储能和能量转换模块11包括：电感L11和电阻R11；电感L11的一端连接第一储能和能量转换模块11的输入端，电感L11的另一端连接电阻R11的一端，电阻R11的另一端连接第一储能和能量转换模块11的输出端。第一开关模块12包括晶体管Q11，晶体管Q11包括第一极、第二极和控制极，晶体管Q11的第一极与第一开关模块12的第一端连接，晶体管Q11的第二极与第一开关模块12的第二端连接，晶体管Q11的控制极与第一开关模块12的控制端连接。第一续流模块13包括二极管D11，二极管D11的阳极连接第一续流模块13的输入端，二极管D11的阴极连接第一续流模块13的输出端。第一滤波模块14包括：电容C11和电阻R12；电容C11的一端连接第一滤波模块14的输入端，电容C11的另一端连接电阻R12的一端，电阻R11的另一端连接第一滤波模块14的输出端。此外，变换器10还包括：输入侧的低通滤波模块，其包括电阻R13和电容C12，电阻R13的一端连接直流输入端V1_dc的正极，电阻R13的另一端连接电容C12的一极，电容C12的另一极连接直流输入端V1_dc的负极。输出负载Rload1并联在变换器10的输出端上。
第一控制器15生成并输出PWM波的控制信号至第一开关模块12的控制端，通过控制第一开关模块12的导通时间或关断时间，使得变换器10的输入电流和输入电压能够同相工作，实现变换器10的高功率因数功能。
第一控制器15获取第一储能和能量转换模块11输出电信号的电流值以及变换器10的电压环的输出值；基于第一储能和能量转换模块11输出电信号的电流值和电压环输出值，确定控制量；基于控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出控制信号至第一开关模块12的控制端。其中，第一储能和能量转换模块11输出电信号的电流值即为图3中电感L11上流过的电信号的电流值，变换器10的电压环的输出值为变换器10的输出电压和其设定电压的误差值。由此，本实施例提供的变换器的控制策略无需采样输入电压、交流侧电网相位角度，也无需电流内环，大幅度简化了变换器的控制。
在一实施例中，基于第一储能和能量转换模块11输出电信号的电流值和电压环输出值，确定控制量，包括：
将第一储能和能量转换模块11输出电信号的电流值iL和电压环输出值Vloop的比值作为控制量Doff。即
Figure 901745DEST_PATH_IMAGE001
。
控制量Doff实际上是第一开关模块12的关断时间所占其开关周期的占空比，以图3所示的Boost变换器为例，下面对控制量Doff进行详细说明。
如图4所示，图4为图3中电感L11上的电流iL和晶体管Q11的开关周期示意图。根据占空比公式可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，可以推出输入与输出的关系为
Figure 396049DEST_PATH_IMAGE003
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure 706945DEST_PATH_IMAGE005
。其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE006
为变换器10的输出电压，
Figure 964138DEST_PATH_IMAGE007
为变换器10的输入电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE008
为晶体管Q11的导通时间，
Figure 434303DEST_PATH_IMAGE009
为晶体管Q11的关断时间，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为晶体管Q11的开关周期。
在电感L11的电流iL经过输入侧的低通滤波模块后基本等于输入电流Iin即为：
Figure 833929DEST_PATH_IMAGE011
。则Boost变换器的输入阻抗为：
Figure DEST_PATH_IMAGE012
可以看出，输入阻抗Zin与输出电压Vout、电感电流iL、晶体管Q11关断时间对应的占空比Doff有关系，在实际工作上因输出电压Vout是固定值，因此输入阻抗的分析可以认为与Doff和iL有关系。
如图5所示，图5为第一开关模块12的开关周期示意图，在PWM调制策略上，通过直接控制Toff在开关周期内的时间来实现对变换器的控制，其中Toff由控制环路发出的Vc*Tsw得到，即
Figure 369471DEST_PATH_IMAGE013
，Vc为关断时间Toff的控制量。从输入阻抗来看：
Figure DEST_PATH_IMAGE014
，分母iL是电感L11的电流，其中
Figure 145535DEST_PATH_IMAGE015
，在不考虑电压环的输出时，
Figure DEST_PATH_IMAGE016
，
Figure 470206DEST_PATH_IMAGE017
为电感L11的电感量。由此可知，不可避免会引入电感L11阻抗的虚数变量，因此要变换器的输入阻抗为常数，必须要消除iL对输入阻抗的影响。通过把Toff的控制量Vc与iL建立以下关系式，其中Vloop是控制输出电压稳定的电压环的输出值
Figure DEST_PATH_IMAGE018
。
Figure 720360DEST_PATH_IMAGE019
此时输入阻抗为：
Figure DEST_PATH_IMAGE020
。
可见：当把Doff设计为iL/Vloop后，并以上述的PWM策略发波，通过Doff控制量去与PWM载波比较，Toff取Doff控制量小于PWM载波的时间，Ton取Doff控制量大于PWM载波的时间。BOOST变换器的输入阻抗已经转化为
Figure 130482DEST_PATH_IMAGE021
，不再与电感L11或电感L11上的电流有关系，并且Vout输出电压在稳态工作是常数，是变化速度很慢的量，可近视成固定值，而电压环的输出Vloop在稳态工作时也是变化速度很慢的量，可视为直流量来做分析，因此可得此时Boost变换器的输入阻抗为一常数，是阻性特征。
在获取到控制量的情况下，基于控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出控制信号至第一开关模块12的控制端，包括：
将控制量乘以预设开关周期时间，得到核心控制量；
在预设PWM载波的各个周期内，将预设PWM载波大于或等于核心控制量的时间段作为第一开关模块12的关断时间段，将预设PWM载波小于核心控制量的时间段作为第一开关模块12的导通时间段；
基于第一开关模块12的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的控制信号至第一开关模块12的控制端；
其中，在第一开关模块12的关断时间段内生成用于控制第一开关模块12关断的控制信号，在第一开关模块12的导通时间段内生成用于控制第一开关模块12导通的控制信号。
综上，当控制量
Figure DEST_PATH_IMAGE022
时，变换器10的输入阻抗为阻性特征，即输入电流和输入电压同相工作，实现了高功率因数的控制。
实施例二：
三相三电平vienna整流器可以等效地看作三个单相的三电平的Boost变换器并联工作，因此对于vienna整流器的控制器的控制策略可以以实施例一中变换器的控制器的控制策略。
对于vienna整流器来说，要实现高功率因数整流器的控制，实现的主要目的是为了输入电流的相位和频率跟踪上交流输入端的电网的电压相位，让整流器的输入阻抗等同于阻性，实现输入电流与输入电压的同相工作。因此，如果可以让整流器的输入阻抗呈现阻性，而非感性或容性，即可实现输入电流自动跟随电网电压相位和频率。从阻抗分析，不论是感性阻抗还是容性阻抗，都存在虚数，只有电阻性阻抗是实数，因此在控制上能消除整流器的输入阻抗的传递函数中的虚数成分，即可达到输入阻抗呈现电阻性的特征。
请参考图6和7，图6为一种实施例的vienna整流器20的结构示意图，图7为一种实施例的vienna整流器的电路示意图，本实施例提供的vienna整流器20用于将输入的三相交流电转换为具有相同电压值的第一直流电和第二直流电。vienna整流器20包括：第二储能和能量转换模块21、第二开关模块22、第二续流模块23、第二滤波模块24和第二控制器25。其中第二储能和能量转换模块21包括第一储能和能量转换单元211、第二储能和能量转换单元212和第三储能和能量转换单元213，第一储能和能量转换单元211用于接收第一交流输入端V1_ac输出的三相交流电中的A相交流电，第二储能和能量转换单元212用于接收第二交流输入端V2_ac输出的三相交流电中的B相交流电，第三储能和能量转换单元213用于接收第三交流输入端V3_ac输出的三相交流电中的C相交流电。第二开关模块22包括第一开关221、第二开关222和第三开关223，第一开关221与第一储能和能量转换单元211连接，第二开关222与第二储能和能量转换单元212连接，第三开关223与第三储能和能量转换单元213连接。第二续流模块23包括第一续流单元231、第二续流单元232和第三续流单元233，第一续流单元231与第一储能和能量转换单元211连接，第二续流单元232与第二储能和能量转换单元212连接，第三续流单元233与第三储能和能量转换单元213连接。第二滤波模块24包括第一滤波单元241和第二滤波单元242，第一滤波单元241并联在vienna整流器20的第一输出端上，第二滤波单元242并联在vienna整流器20的第二输出端上，vienna整流器20的第一输出端和第二输出端之间连接有中线。
第一储能和能量转换单元211用于在第一开关221导通时将第一交流输入端V1_ac输入的A相交流电转换为磁能进行存储；在第一开关221关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过第一续流单元231输出至vienna整流器20的第一输出端或者第二输出端。
第二储能和能量转换单元212用于在第二开关222导通时将第二交流输入端V2_ac输入的B相交流电转换为磁能进行存储；在第二开关222关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过第二续流单元232输出至vienna整流器20的第一输出端或者第二输出端。
第三储能和能量转换单元213用于在第三开关223导通时将第三交流输入端V3_ac输入的C相交流电转换为磁能进行存储；在第三开关223关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过第三续流单元233输出至vienna整流器20的第一输出端或者第二输出端。
第一开关221、第二开关222和第三开关223均包括第一端、第二端和控制端，第一开关221的第一端连接第一储能和能量转换单元211的输出端，第二开关222的第一端连接第二储能和能量转换单元212的输出端，第三开关223的第一端连接第三储能和能量转换单元213的输出端；第一开关221、第二开关222和第三开关223的第二端均与vienna整流器20的中线连接；第一开关221、第二开关222和第三开关223的控制端均与第二控制器25连接。
如图7所示，第一储能和能量转换单元211包括电感L21和电阻R21，电感L21的一端连接第一储能和能量转换单元211的输入端，电感L21的另一端连接电阻R21的一端，电阻R21的另一端连接第一储能和能量转换单元211的输出端。第二储能和能量转换单元212包括电感L22和电阻R22，第三储能和能量转换单元213包括电感L23和电阻R23，其中第二储能和能量转换单元212、第三储能和能量转换单元213的电路结构与第一储能和能量转换单元211相同，此处不再一一赘述。
需要说明的是，第一储能和能量转换单元211、第二储能和能量转换单元212、第三储能和能量转换单元213的输出端分别连接有第一电流采样器A21、第二电流采样器A22、第三电流采样器A23和低通滤波器LPF2。第一电流采样器A21用于获取A相交流电的电流信号；第二电流采样器A22用于获取B相交流电的电流信号；第三电流采样器A23用于获取C相交流电的电流信号；低通滤波器LPF2用于对A相交流电的电流信号、B相交流电的电流信号和C相交流电的电流信号进行滤波处理后，输出A相交流电的电流值、B相交流电的交流值和C相交流电的交流值至第二控制器25。
第一开关221包括：晶体管Q21和晶体管Q22；晶体管Q21包括第一极、第二极和控制极，晶体管Q22包括第一极、第二极和控制极；晶体管Q21的第一极连接第一开关221的第一端，晶体管Q21的第二极连接所述晶体管Q22的第二极，晶体管Q22的第一极连接第一开关221的第二端；晶体管Q21和晶体管Q22的控制极均与第一开关221的控制端连接。
第二开关222包括：晶体管Q23和第四晶体管Q24；所述晶体管Q23包括第一极、第二极和控制极，第四晶体管Q24包括第一极、第二极和控制极；晶体管Q23的第一极连接第二开关222的第一端，晶体管Q23的第二极连接第四晶体管Q24的第二极，第四晶体管Q24的第一极连接所述第二开关的第二端；晶体管Q23和第四晶体管Q24的控制极均与第二开关222的控制端连接。
第三开关223包括：第五晶体管Q25和第六晶体管Q26；第五晶体管Q25包括第一极、第二极和控制极，第六晶体管Q26包括第一极、第二极和控制极；第五晶体管Q25的第一极连接第三开关223的第一端，第五晶体管Q25的第二极连接第六晶体管Q26的第二极，第五晶体管Q25的第一极连接第三开关223的第二端；第五晶体管Q25和第六晶体管Q26的控制极均与第三开关223的控制端连接。
第一续流单元231包括二极管D21和二极管D22，二极管D21的阳极和二极管D22的阴极连接第一储能和能量转换单元211的输出端，二极管D21的阴极连接vienna整流器20的第一输出端Vm1，二极管D22的阳极连接vienna整流器20的第二输出端Vm2。第二续流单元232包括二极管D23和二极管D24，第三续流单元233包括二极管D25和二极管D26，其中第二续流单元232、第三续流单元233与第一续流单元231的电路结构相同，此处不再一一赘述。
第一滤波单元241包括：电容C21和电阻R22，电容C21的一端连接vienna整流器20的第一输出端Vm1，电容C21的另一端连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端连接vienna整流器20的中线。第二滤波单元242包括：电容C22和电阻R23，电容C22的一端连接vienna整流器20的第二输出端Vm2，电容C22的另一端连接电阻R23的一端，电阻R23的另一端连接vienna整流器20的中线。
需要说明的是，本申请中的晶体管为三端子晶体管，其三个端子为控制极、第一极和第二极。晶体管可以为双极型晶体管或场效应晶体管等。例如当晶体管为双极型晶体管时，其控制极是指双极型晶体管的基极，第一极可以为双极型晶体管的集电极或发射极，对应的第二极可以为双极型晶体管的发射极或集电极；当晶体管为场效应晶体管时，其控制极是指场效应晶体管的栅极，第一极可以为场效应晶体管的漏极或源极，对应的第二极可以为场效应晶体管的源极或漏极。
第二控制器25用于获取A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和vienna整流器20的电压环的输出值；基于A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和vienna整流器20的电压环的输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
下面对vienna整流器20的第一控制量、第二控制量和第三控制量进行详细说明，由于第一控制量、第二控制量和第三控制量的计算方式类似，本实施例以第一控制量为例进行详细说明。
将A相交流电的电流值与电压环的输出值的比值作为第一控制量，即第一控制量
Figure 647919DEST_PATH_IMAGE023
，
Figure DEST_PATH_IMAGE024
为电感L11上的A相交流电的电流信号，
Figure 830027DEST_PATH_IMAGE025
为低通滤波器LPF2的传递函数，Vloop为vienna整流器20的电压环的输出值。
在一些实施例中，第一控制量可能会为过大或者过小的值，这样会导致PWM输出最大或最小占空比会损坏晶体管，因此本实施例对第一控制量进行限幅处理，本实施例中，第一控制量为大于0且小于1的值，最优为大于等于0.05且小于等于0.995的值。第二控制量和第三控制量也需要同样的限幅处理，此处不再赘述。
在一实施例中，基于第一控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量。在预设PWM载波的各个周期内，将预设PWM载波大于或等于第一核心控制量的时间段作为所述第一开关221的关断时间段，将预设PWM载波小于第一核心控制量的时间段作为第一开关221的导通时间段；基于第一开关221的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至第一开关221的控制端。其中，在第一开关的关断时间段内生成用于控制第一开关221关断的第一控制信号，在第一开关221的导通时间段内生成用于控制第一开关221导通的第一控制信号。
第二控制信号和第三控制信号的生成方式与第一控制信号采用的是相同方式，此处不再一一赘述。
在本实施例中，第二控制器25的控制策略可采用数字电路或者模拟电路搭建完成，本发明不限于一种实施方式，请参考图8，图8为一种实施例的vienna整流器20的第二控制器25的控制框图，本实施例同样以第一控制信号为例进行说明，第二控制器25包括：取绝对值器Abs1、除法器Divide1、限幅器Saturation1、比例器TBPRD1、PWM载波生成器PWM_ramp和比较器Relational Operator1；绝对值器Abs1的输入端，绝对值器Abs1输入端接收，绝对值器Abs1的输出端连接除法器Divide1的第一输入端，除法器Divide1的第二输入端输入Vloop，除法器Divide1的输出端连接限幅器Saturation1的输入端，限幅器Saturation1的输出端连接比例器TBPRD1的输入端，比例器TBPRD1的输出端连接比较器RelationalOperator1的第一输入端，比较器Relational Operator 1的第二输入端连接PWM载波生成器PWM_ramp的输出端，比较器Relational Operator 1的输出端输出第一控制信号PWM_A。
上述为第一控制信号的生成控制框图，第二控制信号和第三控制信号与第一控制信号同理，第二控制器25还包括：取绝对值器Abs2、除法器Divide2、限幅器Saturation2、比例器TBPRD2、比较器Relational Operator2以及取绝对值器Abs3、除法器Divide3、限幅器Saturation3、比例器TBPRD3、比较器Relational Operator3，其中取绝对值器Abs2接收
Figure DEST_PATH_IMAGE026
，取绝对值器Abs3接收
Figure 322188DEST_PATH_IMAGE027
，比较器Relational Operator2的输出端输出第一控制信号PWM_B，比较器Relational Operator 3的输出端输出第一控制信号PWM_C，上述器件的连接方式与产生第一控制信号的器件连接方式相同，此处不再一一赘述。
请参考图9，图9为vienna整流器20的仿真示意图，其中，CH1中A、B、C分别为三相输入电压信号，CH2中DoffA、DoffB、DoffC分别为第二控制器25输出的第一控制量、第二控制量、第三控制量，PWM_ramp为预设PWM载波，CH3中的PWM_A、PWM_B、PWM_C为第一开关、第二开关、第三开关的控制信号。
请参考图10，在图10所示时刻，A相为正向、B相马上要过零、C相处于负向区域，正好对应着A相的Doff最大、B相次之，C相的Doff最小，PWM的驱动信号输出是取PWM载波大于Doff的逻辑，再然后分别去控制第一开关、第二开关、第三开关，实现Vienna整流器的控制策略。
请参考图11，图11中CH1为输入三相交流电的电压信号（A为A相，B为B相，C为C相）、CH2为三相输入交流电的电流信号、CH3为直流侧输出电压信号Vout，CH4为桥臂之间的电压信号。
直流侧控制器可使用比例积分PI控制器，输出为Vloop信号，与iL一起实现对***的输入阻抗进行控制。可知当直流侧负载功率增大时，输出电压会下降，因此PI控制器会增大Vloop的输出，使得***的输入阻抗根据控制公式Vout/vloop变小，使得输入电流和功率增大，实现功率平衡，当输出功率减少时Vloop的输出也会减少，输入阻抗根据控制公式Doff = Vout/vloop增大***的输入阻抗，来实现对直流侧电压的闭环控制。
实施例三：
在实施例二中，如图7所示，本实施例提供的vienna整流器用于将其交流侧输入的三相交流电转换为具有相同电压值的第一直流电和第二直流电，并通过直流侧输出第一直流电和第二直流电，直流侧包括用于输出第一直流电的第一输出端Vm1和用于输出第二直流电的第二输出端Vm2，第一输出端Vm1上并联有负载电阻Rload21，第二输出端上并联有负载电阻Rload22；理论上，负载电阻Rload21和负载电阻Rload22具有相同的阻值，然而在实际情况下，当负载电阻Rload21和负载电阻Rload22不等时，会导致第一直流电和第二直流电的电压不均衡。
本实施例在实施例二的基础上，不但实现了高功率因数整理，还通过vienna整理器直流侧的均压环输出值对输入阻抗进行补偿，从而影响输入电流和功率，实现直流侧的输出电压平衡。
其中，关于Vienna整流器的储能和能量转换模块、开关模块、续流模块和滤波模块的具体实施方式在实施例二中已进行了详细说明，此处不再赘述。
在实施例二提供的控制器的基础上，本实施例提供的第二控制器25还用于获取A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值、vienna整流器的电压环的输出值和vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值；基于A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值、vienna整流器20的电压环的输出值和vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
下面对vienna整流器的第一控制量、第二控制量和第三控制量进行详细说明，由于第一控制量、第二控制量和第三控制量的计算方式类似，本实施例以第一控制量为例进行详细说明。
将A相交流电的电流值和均压环输出值的加和值与电压环输出值的比值作为第一控制量，即第一控制量
Figure DEST_PATH_IMAGE028
，
Figure 140977DEST_PATH_IMAGE029
为电感L11上的A相交流电的电流信号，
Figure DEST_PATH_IMAGE030
为低通滤波器LPF2的传递函数，Diff为vienna整流器20的直流侧输出电压的均压环输出值，Vloop为vienna整流器20的电压环的输出值。
在一些实施例中，第一控制量可能会为过大或者过小的值，这样会导致PWM输出最大或最小占空比会损坏晶体管，因此本实施例对第一控制量进行限幅处理，本实施例中，第一控制量为大于0且小于1的值，最优为大于等于0.05且小于等于0.995的值。第二控制量和第三控制量也需要同样的限幅处理，此处不再赘述。
在一实施例中，基于第一控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量。在预设PWM载波的各个周期内，将预设PWM载波大于或等于第一核心控制量的时间段作为所述第一开关221的关断时间段，将预设PWM载波小于第一核心控制量的时间段作为第一开关221的导通时间段；基于第一开关221的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至第一开关221的控制端。其中，在第一开关的关断时间段内生成用于控制第一开关221关断的第一控制信号，在第一开关221的导通时间段内生成用于控制第一开关221导通的第一控制信号。
第二控制信号和第三控制信号的生成方式与第一控制信号采用的是相同方式，此处不再一一赘述。
在本实施例中，控制器的控制策略可采用数字电路或者模拟电路搭建完成，本发明不限于一种实施方式，请参考图12，图12为一种实施例的vienna整流器的控制器的控制框图，本实施例同样以第一控制信号为例进行说明，第二控制器25包括：加法器ADD1、取绝对值器Abs1、除法器Divide1、限幅器Saturation1、比例器TBPRD1、PWM载波生成器PWM_ramp和比较器Relational Operator1；加法器ADD1输入
Figure 950189DEST_PATH_IMAGE031
和Diff，加法器ADD1的输出端连接取绝对值器Abs1的输入端，绝对值器Abs1的输出端连接除法器Divide1的第一输入端，除法器Divide1的第二输入端输入Vloop，除法器Divide1的输出端连接限幅器Saturation1的输入端，限幅器Saturation1的输出端连接比例器TBPRD1的输入端，比例器TBPRD1的输出端连接比较器Relational Operator1的第一输入端，比较器Relational Operator 1的第二输入端连接PWM载波生成器PWM_ramp的输出端。
上述为第一控制信号的生成控制框图，第二控制信号和第三控制信号与第一控制信号同理，此外第二控制器25还包括：加法器ADD2、取绝对值器Abs2、除法器Divide2、限幅器Saturation2、比例器TBPRD2、比较器Relational Operator2以及加法器ADD3、取绝对值器Abs3、除法器Divide3、限幅器Saturation3、比例器TBPRD3、比较器RelationalOperator3，其中，加法器ADD2输入
Figure DEST_PATH_IMAGE032
和Diff，加法器ADD3输入
Figure 983873DEST_PATH_IMAGE033
和Diff，比较器Relational Operator2的输出端输出PWM_B，比较器Relational Operator3的输出端输出PWM_C，此处不再一一赘述。
在本实施例中，如图13中的（a）所示，vienna整流器的直流侧输出电压的均压环输出值Diff为图7中第一输出端Vm1输出的电压Vmo1和第二输出端Vm2输出的电压Vmo2的差值再经过零阶保持器ZOH1和PI控制器1后的输出值；如图13中的（b）所示，vienna整流器的电压环的输出值Vloop为第一输出端Vm1输出的电压Vmo1和第二输出端Vm2输出的电压Vmo2之和经过零阶保持器ZOH2后的输出值与设定电压Vo_set的差值再经过PI控制器2后的输出值。
请参考图14，图14为vienna整流器的另一种实施例的仿真示意图，其中，CH1中A、B、C分别为三相输入电压信号，CH2中DiffA、DiffB、DiffC分别为第二控制器25输出的第一控制量、第二控制量、第三控制量，PWM_ramp为预设PWM载波，CH3中的PWM_A、PWM_B、PWM_C为第一开关、第二开关、第三开关的控制信号。
请参考图15，图15为vienna整流器20由负载平衡切换到正向直流母线负载减弱，负向直流母线负载不变的中点电压平衡策略的运行情况。CH1 中Vmo1是正向直流母线电压，Vmo2是负向直流母线电压。CH2 中iLa是A相输入电流信号，Diff是均压环输出值，在负载平衡时是输出0，负载不平衡时调节到-4.2A。CH3中是iLa+Diff的输出，可见正向峰值被减弱，负向峰值加大，从而影响在不同AC相位时的输入阻抗。CH4 是A相的Doff。
实施例四:
三相两电平整流器可以等效地看作三个单相的三电平的Boost变换器并联工作，因此对于三相两电平整流器的控制器的控制策略可以以实施例一中变换器的控制器的控制策略。
对于三相两电平整流器来说，要实现高功率因数整流器的控制，实现的主要目的是为了输入电流的相位和频率跟踪上交流输入端的电网的电压相位，让整流器的输入阻抗等同于阻性，实现输入电流与输入电压的同相工作。因此，如果可以让整流器的输入阻抗呈现阻性，而非感性或容性，即可实现输入电流自动跟随电网电压相位和频率。从阻抗分析，不论是感性阻抗还是容性阻抗，都存在虚数，只有电阻性阻抗是实数，因此在控制上能消除整流器的输入阻抗的传递函数中的虚数成分，即可达到输入阻抗呈现电阻性的特征。
请参考图16和图17，本发明实施例提供的三相两电平整流器用于将输入的三相交流电转换为直流电。本实施例提供的三相两电平整流器30包括：第三储能和能量转换模块31、第三开关模块32、第三滤波模块33和第三控制器34。
第三储能和能量转换模块31包括第一储能和能量转换单元311、第二储能和能量转换单元312和第三储能和能量转换单元313，第一储能和能量转换单元311用于接收第一交流输入端V1_ac输出的三相交流电中的A相交流电，第二储能和能量转换单元312用于接收第二交流输入端V2_ac输出的三相交流电中的B相交流电，第三储能和能量转换单元313用于接收第三交流输入端V3_ac输出的三相交流电中的C相交流电。
在一实施例中，第一储能和能量转换单元311包括电感L31和电阻R31，电感L31的一端连接第一储能和能量转换单元311的输入端，电感L31的另一端连接电阻R31的一端，电阻R31的另一端连接第一储能和能量转换单元311的输出端。第二储能和能量转换单元312包括电感L32和电阻R32，第三储能和能量转换单元313包括电感L33和电阻R33，其中第二储能和能量转换单元312、第三储能和能量转换单元313的电路结构与第一储能和能量转换单元311相同，此处不再一一赘述。
需要说明的是，第一储能和能量转换单元311、第二储能和能量转换单元312、第三储能和能量转换单元313的输出端分别连接有第一电流采样器A31、第二电流采样器A32、第三电流采样器A33和低通滤波器LPF3。第一电流采样器A31用于获取A相交流电的电流信号；第二电流采样器A32用于获取B相交流电的电流信号；第三电流采样器A33用于获取C相交流电的电流信号；低通滤波器LPF3用于对A相交流电的电流信号、B相交流电的电流信号和C相交流电的电流信号进行滤波处理后，输出A相交流电的电流值、B相交流电的交流值和C相交流电的交流值至第三控制器34。
第三开关模块32包括第一上桥开关321、第一下桥开关322、第二上桥开关323、第二下桥开关324、第三上桥开关325和第三下桥开关326。第一上桥开关321包括第一端、第二端和控制端，第一下桥开关322包括第一端、第二端和控制端，第一上桥开关321的第一端连接整流器的输出端的正极，第一上桥开关321的第二端连接第一下桥开关322的第一端，第一下桥开关322的第二端连接整流器的输出端的负极；第一上桥开关321的第二端和第一下桥开关322的第一端相连的一端用于接收A相交流电；第二上桥开关323包括第一端、第二端和控制端，第二下桥开关324包括第一端、第二端和控制端，第二上桥开关323的第一端连接整流器的输出端的正极，第二上桥开关323的第二端连接第二下桥开关324的第一端，第二下桥开关324的第二端连接整流器的输出端的负极；第二上桥开关323的第二端和第二下桥开关324的第一端相连的一端用于接收B相交流电；第三上桥开关325包括第一端、第二端和控制端，第三下桥开关326包括第一端、第二端和控制端，第三上桥开关325的第一端连接整流器的输出端的正极，第三上桥开关325的第二端连接第三下桥开关326的第一端，第三下桥开关326的第二端连接整流器的输出端的负极；第三上桥开关325的第二端和第三下桥开关326的第一端相连的一端用于接收C相交流电。
在一实施例中，第一上桥开关321、第一下桥开关322、第二上桥开关323、第二下桥开关324、第三上桥开关325和第三下桥开关326均为晶体管，第一上桥开关321为晶体管Q31，晶体管Q31的第一极与第一上桥开关321的第一端连接，晶体管Q31的第二极与第一上桥开关321的第二端连接，晶体管Q31的控制极与第一上桥开关321的控制端连接；第一下桥开关322为晶体管Q32，晶体管Q32的第一极与第一下桥开关322的第一端连接，晶体管Q32的第二极与第一下桥开关322的第二端连接，晶体管Q32的控制极与第一下桥开关322的控制端连接；第二上桥开关323为晶体管Q33，晶体管Q33的第一极与第二上桥开关323的第一端连接，晶体管Q33的第二极与第二上桥开关323的第二端连接，晶体管Q33的控制极与第二上桥开关323的控制端连接；第二下桥开关324为晶体管Q34，晶体管Q34的第一极与第二下桥开关324的第一端连接，晶体管Q34的第二极与第二下桥开关324的第二端连接，晶体管Q34的控制极与第二下桥开关324的控制端连接；第三上桥开关325为晶体管Q35，晶体管Q35的第一极与第三上桥开关325的第一端连接，晶体管Q35的第二极与第三上桥开关325的第二端连接，晶体管Q35的控制极与第三上桥开关325的控制端连接；第三下桥开关326为晶体管Q36，晶体管Q36的第一极与第三下桥开关326的第一端连接，晶体管Q36的第二极与第三下桥开关326的第二端连接，晶体管Q36的控制极与第三下桥开关326的控制端连接。
第三滤波模块33并联在三相两电平整流器30的输出端上，用于对三相两电平整流器30的输出端输出的信号进行滤波处理。
第三滤波模块33包括电容C31和电阻R34；电容C31的一端连接三相两电平整流器30的输出端的正极，电容C31的另一端连接电阻R34的一端，电阻R34的另一端连接三相两电平整流器30的输出端的负极。
第三控制器34用于获取A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和三相两电平整流器30的电压环的输出值；基于A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和三相两电平整流器30的电压环的输出值，确定第一控制量、第二控制量和第三控制量；基于第一控制量、第二控制量、第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
下面对整流器的第一控制量、第二控制量和第三控制量进行详细说明，由于第一控制量、第二控制量和第三控制量的计算方式类似，本实施例以第一控制量为例进行详细说明。
将A相交流电的电流值与电压环的输出值的比值作为第一控制量，即第一控制量
Figure DEST_PATH_IMAGE034
，
Figure 99465DEST_PATH_IMAGE035
为电感L31上的A相交流电的电流信号，
Figure DEST_PATH_IMAGE036
为低通滤波器LPF3的传递函数，Vloop为整流器的电压环的输出值。
在一些实施例中，第一控制量可能会为过大或者过小的值，这样会导致PWM输出最大或最小占空比会损坏晶体管，因此本实施例对第一控制量进行限幅处理，本实施例中，第一控制量为大于0且小于1的值，最优为大于等于0.05且小于等于0.995的值。第二控制量和第三控制量也需要同样的限幅处理，此处不再赘述。
在一实施例中，基于第一控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量。在预设PWM载波的各个周期内，将预设PWM载波大于或等于第一核心控制量的时间段作为第一下桥开关322的关断时间段，将预设PWM载波小于第一核心控制量的时间段作为第一下桥开关322的导通时间段；基于第一下桥开关322的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至第一下桥开关322的控制端。其中，在第一下桥开关322的关断时间段内生成用于控制第一下桥开关322关断的第一控制信号，在第一下桥开关322的导通时间段内生成用于控制第一下桥开关322导通的第一控制信号。
第二控制信号和第三控制信号的生成方式与第一控制信号采用的是相同方式，此处不再一一赘述。
在本实施例中，第三控制器34的控制策略可采用数字电路或者模拟电路搭建完成，本发明不限于一种实施方式，请参考图18，图18为一种实施例的三相两电平整流器30的第三控制器34的控制框图，本实施例同样以第一控制信号为例进行说明，第三控制器34包括：除法器Divide1、限幅器Saturation1、比例器TBPRD1、比较器Relational Operator1和PWM载波生成器PWM_ramp；除法器Divide1包括第一输入端和第二输入端，第一输入端用于接收A相交流电的电流值
Figure 752688DEST_PATH_IMAGE037
，第二输入端用于接收电压环输出值Vloop；除法器Divide1的输出端连接限幅器Saturation1的输入端；限幅器Saturation1的输出端连接比例器TBPRD1的输入端；比例器TBPRD1的输出端连接比较器Relational Operator1的第一输入端；比较器Relational Operator 1的第二输入端连接PWM载波生成器PWM_ramp的输出端，比较器Relational Operator 1的输出端输出第一控制信号PWM_A。
上述为第一控制信号的生成控制框图，第二控制信号和第三控制信号与第一控制信号同理，第三控制器34还包括除法器Divide2、限幅器Saturation2、比较器RelationalOperator2以及除法器Divide3、限幅器Saturation3、比较器Relational Operator3，其中，除法器Divide2用于接收B相交流电的电流值
Figure DEST_PATH_IMAGE038
和电压环输出值Vloop，除法器Divide3用于接收C相交流电的电流值
Figure 97081DEST_PATH_IMAGE039
和电压环输出值Vloop，比较器Relational Operator2的输出端输出PWM_B，比较器Relational Operator3的输出端输出PWM_C，此处不再一一赘述。
在本实施例中，第三控制器34还用于输出第四控制信号、第五控制信号和第六控制信号，其中，第四控制信号与第一控制信号为互补信号，第五控制信号与第二控制信号为互补信号，第六控制信号与第三控制信号为互补信号；第四控制信号用于控制第一上桥开关321的导通或关断，第五控制信号用于控制第二上桥开关323的导通或关断，第六控制信号用于控制第三上桥开关325的导通或关断。
在一实施例中，第一控制模块还包括：反相器；反相器用于对第一控制信号进行反相后，得到并输出第四控制信号至第一上桥开关321的控制端。同理，第二控制信号经过一反相器进行反相后获取到第五控制信号，第三控制信号经过一反相器方向后获取到第六控制信号。
请参考图19，图19为三相两电平整流器30的仿真示意图，其中，CH1中A、B、C分别为三相输入电压信号，CH2中DoffA、DoffB、DoffC分别为第三控制器34输出的第一控制量、第二控制量、第三控制量，PWM_ramp为预设PWM载波，CH3中的PWM_A、PWM_B、PWM_C为第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号。
请参考图20，在图20所示时刻，A相为正向、B相马上要过零、C相处于负向区域，正好对应着A相的Doff最大、B相次之，C相的Doff最小，PWM的驱动信号输出是取PWM载波大于Doff的逻辑，再然后分别去控制第一下桥开关、第二下桥开关、第三下桥开关，实现三相两电平整流器30的控制策略。
请参考图21，图21中CH1为输入三相交流电的电压信号（A为A相，B为B相，C为C相）、CH2为三相输入交流电的电流信号、CH3为直流侧输出电压信号Vout，CH4为桥臂之间的电压信号。
实施例五：
单相无桥功率因数校正变换器可以等效地看成是一个BOOST变换器在L/N相位上切换方向工作，因此对于单相无桥功率因数校正变换器的控制器的控制策略可以与实施例一中提供的变换器的控制器的控制策略相同。
对于单相无桥功率因数校正变换器来说，要实现高功率因数的控制，实现的主要目的是为了输入电流的相位和频率跟踪上交流输入端的电网的电压相位，即让变换器的输入阻抗等同于阻性，实现输入电流与输入电压的同相工作。因此，如果可以让变换器的输入阻抗呈现阻性，而非感性或容性，即可实现输入电流自动跟随电网电压相位和频率。从阻抗分析，不论是感性阻抗还是容性阻抗，都存在虚数，只有电阻性阻抗是实数，因此在控制上能消除变换器的输入阻抗的传递函数中的虚数成分，即可达到输入阻抗呈现电阻性的特征。
请参考图22和图23，本发明实施例提供的单相无桥功率因数校正变换器40包括：第四储能和能量转换模块41、第四开关模块42、第四滤波模块43和第四控制器44。
第四储能和能量转换模块41包括第一储能和能量转换单元411和第二储能和能量转换单元412；第一储能和能量转换单元411和第二储能和能量转换单元412均用于接收交流电网V_ac输出的交流电。
在一实施例中，第一储能和能量转换单元411包括电感L41和电阻R41，电感L41的一端连接第一储能和能量转换单元411的输入端，电感L41的另一端连接电阻R41的一端，电阻R41的另一端连接第一储能和能量转换单元411的输出端。第二储能和能量转换单元412包括电感L42和电阻R42，其中第二储能和能量转换单元412的电路结构与第一储能和能量转换单元411相同，此处不再一一赘述。
需要说明的是，第一储能和能量转换单元411和第二储能和能量转换单元412的输出端分别连接有第一电流采样器A41、第二电流采样器A42和低通滤波器。第一电流采样器A41和第二电流采样器A42均用于获取交流电的电流信号；低通滤波器用于对交流电的电流信号进行滤波处理后，输出交流电的电流值至第四控制器44。
第四开关模块42包括：第一桥臂单元、第二桥臂单元和第三桥臂单元；第一桥臂单元、第二桥臂单元和第三桥臂单元分别与交流电网连接，用于将交流电网输出的交流电转换为直流电。其中，第一桥臂单元包括第一上桥开关Q41和第一下桥开关Q42, 第一上桥开关Q41和第一下桥开关Q42均为晶体管，第一上桥开关Q41的第一端连接单相无桥功率因数校正变换器40的输出端Vo_sen，第一上桥开关Q41的第二端连接第一下桥开关Q42的第一端，第一下桥开关Q42的第二端连接地，第一上桥开关Q41的第二端和第一下桥开关Q42的第一端相交于一点，该点连接第一储能和能量转换单元411的输出端；第一上桥开关Q41和第一下桥开关Q42的控制端均与第四控制器44的输出端连接。第二桥臂单元包括第二上桥开关Q43和第二下桥开关Q44, 第二上桥开关Q43和第二下桥开关Q44均为晶体管，第二上桥开关Q43的第一端连接单相无桥功率因数校正变换器40的输出端Vo_sen，第二上桥开关Q43的第二端连接第二下桥开关Q44的第一端，第二下桥开关Q44的第二端连接地，第二上桥开关Q43的第二端和第二下桥开关Q44的第一端相交于一点，该点连接第二储能和能量转换单元412的输出端；第二上桥开关Q43和第二下桥开关Q44的控制端均与第四控制器44的输出端连接。第三桥臂单元包括第三上桥开关Q45和第三下桥开关Q46，第三上桥开关Q45和第三下桥开关Q46均为晶体管，第三上桥开关Q45的第一端连接单相无桥功率因数校正变换器40的输出端Vo_sen，第三上桥开关Q45的第二端连接第三下桥开关Q46的第一端，第三下桥开关Q46的第二端连接地，第三上桥开关Q45的第二端和第三下桥开关Q45的第一端相交于一点，该点连接交流电网，用于直接接收交流电；第三上桥开关Q45和第三下桥开关Q46的控制端均连接交流电网，其跟随交流电网的相位变化进行导通或关断。
第四滤波模块43并联在单相无桥功率因数校正变换器40的输出端上，用于对单相无桥功率因数校正变换器40的输出端输出的信号进行滤波处理。
第四滤波模块43包括电容C41和电阻R44；电容C41的一端连接三相两电平整流器30的输出端的正极，电容C41的另一端连接电阻R44的一端，电阻R44的另一端连接单相无桥功率因数校正变换器40的输出端的负极。
第四控制器44用于获取交流电的电流值和单相无桥功率因数校正变换器40的电压环的输出值；基于交流电的电流值和单相无桥功率因数校正变换器40的电压环的输出值，确定控制量；基于控制量分别与第一预设PWM载波、第二预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号和第二控制信号。
将交流电的电流值与电压环的输出值的比值作为控制量，即控制量
Figure DEST_PATH_IMAGE040
，
Figure 172223DEST_PATH_IMAGE041
为交流电的电流信号，
Figure DEST_PATH_IMAGE042
为低通滤波器的传递函数，Vloop为电压环的输出值。
在一些实施例中，控制量可能会为过大或者过小的值，这样会导致PWM输出最大或最小占空比会损坏晶体管，因此本实施例对控制量进行限幅处理，本实施例中，控制量为大于0且小于1的值，最优为大于等于0.05且小于等于0.995的值。
在一实施例中，基于控制量分别与第一预设PWM载波、第二预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号和第二控制信号，包括：
将控制量乘以预设开关周期时间，得到核心控制量。在第一预设PWM载波的各个周期内，将第一预设PWM载波大于或等于第一核心控制量的时间段作为第一上桥开关Q41或第一下桥开关Q42的关断时间段，将第一预设PWM载波小于第一核心控制量的时间段作为第一上桥开关Q41或第一下桥开关Q42的导通时间段；基于第一上桥开关Q41或第一下桥开关Q42的关断时间段和导通时间段，生成各个周期的第一控制信号；在交流电网的火线上电压信号的电压值大于或等于交流电网的零线上的电压信号的电压值时，将第一控制信号输出至第一下桥开关Q42的控制端，并输出一低电平常量信号至第一上桥开关Q41的控制端以关断第一上桥开关Q41，此时第一下桥开关Q42受第一控制信号的控制进行导通或关断，第一上桥开关Q41则处于完全关断的状态；在交流电网的火线上电压信号的电压值小于交流电网的零线上的电压信号的电压值时，将第一控制信号输出至第一上桥开关Q41的控制端，并输出一低电平常量信号至第一下桥开关Q42的控制端以关断第一下桥开关Q42，此时第一上桥开关Q41受第一控制信号的控制进行导通或关断，第一下桥开关Q42则处于完全关断的状态。
在第二预设PWM载波的各个周期内，将第二预设PWM载波大于或等于核心控制量的时间段作为第二上桥开关Q43或第二下桥开关Q44的关断时间段，将第二预设PWM载波小于核心控制量的时间段作为第二上桥开关Q43或第二下桥开关Q44的导通时间段；基于第二上桥开关Q43或第二下桥开关Q44的关断时间段和导通时间段，生成各个周期的第二控制信号；在交流电网的火线上电压信号的电压值大于或等于交流电网的零线上的电压信号的电压值时，将第二控制信号输出至第二下桥开关Q44的控制端，并输出一低电平常量信号至第二上桥开关Q43的控制端；在交流电网的火线上电压信号的电压值小于交流电网的零线上的电压信号的电压值时，将第二控制信号输出至第二上桥开关Q43的控制端，并输出一低电平常量信号至第二下桥开关Q44的控制端。
在本实施例中，第四控制器44的控制策略可采用数字电路或者模拟电路搭建完成，本发明不限于一种实施方式，请参考图24，图24为一种实施例的单相无桥功率因数校正变换器40的第四控制器44的控制框图，本实施例同样以第一控制信号为例进行说明，第四控制器44包括：除法器Divide1、限幅器Saturation1、比例器TBPRD1、比较器RelationalOperator1、第一PWM载波生成器PWM_rampA、第一转换器Switch1和第二转换器Switch2；除法器Divide1包括第一输入端和第二输入端，第一输入端用于接收交流电的电流值
Figure 614310DEST_PATH_IMAGE043
，第二输入端用于接收电压环输出值Vloop；除法器Divide1的输出端连接限幅器Saturation1的输入端；限幅器Saturation1的输出端连接比例器TBPRD1的输入端；比例器TBPRD1的输出端连接比较器Relational Operator1的第一输入端；比较器Relational Operator 1的第二输入端连接第一PWM载波生成器PWM_rampA的输出端，比较器Relational Operator 1的输出端输出第一控制信号PWM_A；第一转换器Switch1包括第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，其第一输入端连接比较器Relational Operator 1的输出端，其第二输入端用于接收一低电平常量信号Constant，其控制端用于接收第一转换控制信号AC_L，其输出端用于输出第一控制信号PWM_A或低电平常量信号至第一下桥开关Q42的控制端；第二转换器Switch2包括第一输入端、第二输入端、控制端和输出端，其第一输入端连接比较器Relational Operator 1的输出端，其第二输入端用于接收一低电平常量信号Constant，其控制端用于接收第二转换控制信号AC_N，其输出端用于输出第一控制信号PWM_A或低电平常量信号Constant至第一上桥开关Q41的控制端。
第四控制器44还包括：除法器Divide2、限幅器Saturation2、比例器TBPRD2、比较器Relational Operator2、第二PWM载波生成器PWM_rampB、第三转换器Switch3和第四转换器Switch4，其产生第二控制信号号PWM_B的原理与第一控制信号PWM_A相同，此处不再一一赘述。
如图25所示，交流电网输出的交流电的电压信号Vac_sen经过常量比较器Compareto Constant和反相器Logical Operator后分别输出第一转换控制信号AC_L和第二转换控制信号AC_N 。
基于上述实施例提供的单相无桥功率因数校正变换器40，请参考图26，本实施例还提供了单相无桥功率因数校正变换器的控制方法，包括以下步骤：
步骤1001：获取交流电的电流值和变换器的电压环的输出值。
步骤1002：基于交流电的电流值和变换器的电压环的输出值，确定控制量。
步骤1003：基于控制量分别与第一预设PWM载波、第二预设PWM载波的关系，生成并输出第一控制信号和第二控制信号；其中，第一控制信号用于控制第一桥臂单元的导通或关断，第二控制信号用于控制第二桥臂单元的导通或关断。
请参考图27，图27为单相无桥功率因数校正变换器40的仿真示意图，其中，CH1为交流电网上的交流电，CH2为输出的直流电，CH3为第一预设PWM载波和第二预设PWM载波，CH4为第一控制信号和第二控制信号，CH5为第一桥臂单元的桥臂电压和第二桥臂单元的桥臂电压。
以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。

Claims (7)

1.一种变换器，其特征在于，包括：储能和能量转换模块、开关模块、续流模块、滤波模块和控制器；所述开关模块包括第一端、第二端和控制端；
所述储能和能量转换模块用于在所述开关模块导通时将所述变换器的直流输入端输入的直流电转换为磁能进行存储；在所述开关模块关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过所述续流模块输出至所述变换器的输出端；
所述开关模块用于响应于所述控制器输出的控制信号而关断或导通；
所述续流模块用于将所述储能和能量转换模块输出的转换后的电信号传输至所述变换器的输出端；
所述滤波模块用于对所述变换器的输出端输出的电信号进行滤波处理；
所述控制器用于获取所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值以及所述变换器的电压环的输出值；基于所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值和所述电压环输出值，确定控制量；基于所述控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述控制信号至所述开关模块的控制端；
所述基于所述控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述控制信号至所述开关模块的控制端，包括：
将控制量乘以预设开关周期时间，得到核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述核心控制量的时间段作为所述开关模块的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述核心控制量的时间段作为所述开关模块的导通时间段；
基于所述开关模块的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的控制信号至所述开关模块的控制端；
其中，在所述开关模块的关断时间段内生成用于控制开关模块关断的控制信号，在所述开关模块的导通时间段内生成用于控制开关模块导通的控制信号。
2.如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述基于所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值和所述电压环输出值，确定控制量，包括：
将所述储能和能量转换模块输出电信号的电流值和所述电压环输出值的比值作为控制量。
3.如权利要求1或2所述的变换器，其特征在于，所述储能和能量转换模块包括：电感L11和电阻R11；所述电感L11的一端连接所述储能和能量转换模块的输入端，电感L11的另一端连接电阻R11的一端，电阻R11的另一端连接所述储能和能量转换单元的输出端；
或者，开关模块包括晶体管Q11，晶体管Q11包括第一极、第二极和控制极，所述晶体管Q11的第一极与开关模块的第一端连接，晶体管Q11的第二极与开关模块的第二端连接，晶体管Q11的控制极与开关模块的控制端连接；
或者，所述续流模块包括二极管D11；所述二极管D11的阳极连接所述续流模块的输入端，所述二极管D11的阴极连接所述续流模块的输出端；
或者，所述滤波模块包括：电容C11和电阻R12；所述电容C11的一端连接所述滤波模块的输入端，所述电容C11的另一端连接所述电阻R12的一端，所述电阻R12的另一端连接所述滤波模块的输出端。
4.一种vienna整流器，用于将输入的三相交流电转换为具有相同电压的第一直流电和第二直流电，所述三相交流电包括A相交流电、B相交流点和C相交流电，其特征在于，所述vienna整流器包括：开关模块和控制器；
所述开关模块包括第一开关、第二开关和第三开关；所述第一开关的第一端与A相交流电的输入端连接，第一开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第二开关的第一端与B相交流电的输入端连接，第二开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；所述第三开关的第一端与C相交流电的输入端连接，第三开关的第二端与所述vienna整流器的中线连接；
所述开关模块用于在所述控制器输出的第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号的控制下，通过第一开关、第二开关和第三开关交替导通和关断，使得所述vienna整流器输出第一直流电和第二直流电；其中，所述第一控制信号用于控制所述第一开关的导通或关断，所述第二控制信号用于控制所述第二开关的导通或关断，所述第三控制信号用于控制所述第三开关的导通或关断；
所述控制器用于获取所述A相交流电的电流值、B相交流电的电流值、C相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值；基于所述A相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第一控制量，基于B相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第二控制量，基于C相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第三控制量；基于所述第一控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第一控制信号，基于第二控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第二控制信号，基于第三控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第三控制信号；
所述基于所述第一控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第一控制信号，基于第二控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第二控制信号，基于第三控制量与预设PWM载波的关系生成并输出所述第三控制信号，包括：
将第一控制量乘以预设开关周期时间，得到第一核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第一核心控制量的时间段作为所述第一开关的导通时间段；
基于所述第一开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第一控制信号至所述第一开关的控制端；
其中，在所述第一开关的关断时间段内生成用于控制第一开关关断的第一控制信号，在所述第一开关的导通时间段内生成用于控制第一开关导通的第一控制信号；
将第二控制量乘以预设开关周期时间，得到第二核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第二核心控制量的时间段作为所述第二开关的导通时间段；
基于所述第二开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第二控制信号至所述第二开关的控制端；
其中，在所述第二开关的关断时间段内生成用于控制第二开关关断的第二控制信号，在所述第二开关的导通时间段内生成用于控制第二开关导通的第二控制信号；
所述基于所述第三控制量与预设PWM载波的关系，生成并输出所述第三控制信号至所述第三开关的控制端，包括：
将第三控制量乘以预设开关周期时间，得到第三核心控制量；
在所述预设PWM载波的各个周期内，将所述预设PWM载波大于或等于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三开关的关断时间段，将所述预设PWM载波小于所述第三核心控制量的时间段作为所述第三开关的导通时间段；
基于所述第三开关的关断时间段和导通时间段，生成并输出各个周期的第三控制信号至所述第三开关的控制端；
其中，在所述第三开关的关断时间段内生成用于控制第三开关关断的第三制信号，在所述第三开关的导通时间段内生成用于控制第三开关导通的第三控制信号。
5.如权利要求4所述的vienna整流器，其特征在于，所述基于所述A相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第一控制量，基于B相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第二控制量，基于C相交流电的电流值和所述vienna整流器的电压环的输出值确定第三控制量，包括：
将所述A相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第一控制量；
将所述B相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第二控制量；
将所述C相交流电的电流值与所述电压环输出值的比值作为第三控制量；
其中，所述第一控制量、第二控制量和第三控制量均满足大于0且小于1。
6.如权利要求4或5所述的vienna整流器，其特征在于，还包括：储能和能量转换模块、续流模块和滤波模块；
所述储能和能量转换模块包括第一储能和能量转换单元、第二储能和能量转换单元和第三储能和能量转换单元；所述续流模块包括：第一续流单元、第二续流单元和第三续流单元；
所述第一储能和能量转换单元用于在所述第一开关导通时将A相交流电转换为磁能进行存储；在所述第一开关关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过所述第一续流单元输出至所述vienna整流器的第一输出端或者第二输出端；
所述第二储能和能量转换单元用于在所述第二开关导通时将B相交流电转换为磁能进行存储；在所述第二开关关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过所述第二续流单元输出至所述vienna整流器的第一输出端或者第二输出端；
所述第三储能和能量转换单元用于在所述第三开关导通时将C相交流电转换为磁能进行存储；在所述第三开关关断时将其所存储的磁能转换为电信号并经过所述第三续流单元输出至所述vienna整流器的第一输出端或者第二输出端。
7.如权利要求4或5所述的vienna整流器，其特征在于，还包括：第一电流采样器、第二电流采样器、第三电流采样器和低通滤波器；
所述第一电流采样器用于获取所述A相交流电的电流信号；
所述第二电流采样器用于获取所述B相交流电的电流信号；
所述第三电流采样器用于获取所述C相交流电的电流信号；
所述低通滤波器用于对所述A相交流电的电流信号、所述B相交流电的电流信号和所述C相交流电的电流信号进行滤波处理后，输出所述A相交流电的电流值、所述B相交流电的交流值和所述C相交流电的交流值至所述控制器。
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