CN114731321A - 用于dft-s-ofdm的具有低papr的混合参考信号 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种用于发送在要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的方法，所述无线电信号旨在由包括至少一个发送天线的发射器发射，所述无线电信号通过以下提供：确定K个样本的块中的第一位置J1和第二位置J2；对K个样本A＝(A0；…；AK1)的块应用DFT‑扩展‑OFDM‑类型方案，并且获得表示将N个复合样本Sn包括在无线电信号中的符号的输出信号，其中，n＝0到N‑1；在输出信号中确定第一位置T1和第二位置T2，使得：J1＝floor(T1×K/N)；J2＝ceil(T2×K/N)；T2‑T1＝R，R为严格正整数；在更新后的输出信号的第一位置T1和第二位置T2之间***S个参考样本和L个循环前缀样本，其中L为正整数或0，S为严格正整数，并且R＝S+L，以获得表示包含数据段和参考段的混合符号的后续信号；将混合符号的至少部分的循环前缀附加到混合符号，以获得表示附加有循环前缀的混合符号的信号；以及发射与表示附加有循环前缀的混合符号的信号相对应的无线电信号。
Description
技术领域
本发明总体上涉及电信领域，并且更具体地涉及在使用基于OFDM(正交频分复用)传输方案进行通信的背景下并入类似于参考信号的符号。
更具体地，DFT-扩展-OFDM调制被用于在SC-FDMA(单载波频分多址)的首字母缩写下实现3GPP/LTE网络中的上行链路传输。它也是3GPP标准化机构规范下的5G***的新无线电(NR)标准的一部分。这种调制也被标准化以在SC-OFDM(单载波正交频分复用)的首字母缩写下实现DVB-NGH***混合分布的卫星组件。
背景技术
两种主要技术被用于实现无线传输：
-时分复用(TDM)也称为单载波(SC)调制，以及
-正交频分复用(OFDM)调制。
在第一种情况下，信息作为M进制符号流以所谓的波特率(1/T赫兹)被发送，采用时间波形进行整形以减少频谱占用。这些调制通常是幅值和相位的线性调制。也可以在频率上调制信号，但这里不描述这种方法。为了简化接收器，可以将波形的持续时间限制为信号的符号周期T。不幸的是，这将导致太大的频谱占用。没有什么可以阻止依赖具有更长时间支持的波形，但这通常需要使用更复杂的接收器。实际上，只要波形在每个周期T定期变为零，就可以限制频谱占用，同时保持以波特率对接收到的信号进行采样的能力。例如，所谓的平方根升余弦(SRRC)滤波器就是这种情况。主要限制是实现非常准确的时间同步(在眼图关闭时采样)。此描述适用于基带。显然，信号可以通过零IF或超外差调制在任何频段进行转置。SC信号可以描述如下：
其中，f0是载频，T是符号周期，g(t)是具有有限能量的信号波形-通常是平方根升余弦(SRRC)滤波器，并且{xk}是携带信息位的M个离散符号序列。使用没有幅值变化或幅值变化低的星座字母表(通常是相移键控(PSK)字母表)会导致调制信号具有低功率包络波动，这与频域中滤波的锐度直接相关(SRRC滤波器的滚降，从0到100％)。功率波动通常用峰均功率比(PAPR)来描述，这是用于量化信号v(t)在时间间隔τ内的包络偏移的度量：
PAPR表示信号在观测周期τ内的最大瞬时峰值功率与平均功率之比，通常以dB表示。由于PAPR较低，因此SC发射器可以以低输入回退(IBO)驱动其功率放大器，从而直接提高功率效率。相反，符号的高速滤波使得难以补偿传输信道的频率选择性。一旦信道功率延迟分布显著超过符号周期持续时间，SC信号的解调就需要具有大量抽头的相当复杂的反滤波器来消除符号间干扰(ISI)。SC信号在卫星通信中被广泛使用，因为传输通道在大多数情况下只是频率上是平坦的，而且强烈建议在接近饱和点(即，低IBO)处操作机载高功率放大器(HPA)以节省功率。
第二种也是迄今为止最流行的调制技术是当今的正交频分复用(OFDM)调制。原理相当简单：不是以高速率调制单个载波(占用带宽由波特率定义)，还可以以低得多的速率调制多个相邻子载波，以下称为K个相邻子载波。这样做，甚至可以使用有限长度的波形(因此在频域中有很大的支持)，诸如持续时间为T的矩形窗口。只要每个单独子载波的波特率比信道延迟扩展长得多，频域中的信道在每个子载波上看起来只是平坦的。换句话说，信道的影响可以很容易地通过简单复振幅缩放来补偿每个子载波。唤醒OFDM调制如此吸引人的原因在于，每1/T赫兹交错子载波的可能性，因为所有相邻子载波的贡献在长度为T秒的矩形匹配滤波器的输出处抵消为零(AWGN信道假设)。
广泛使用OFDM调制的第二个原因在于其易于实现。可以很容易地表明，真正模拟OFDM信号的采样版本可以通过在子载波复用(这里N＝K+2×P)的两个边缘添加P个空子载波后简单地计算对要发送的K个样本的离散傅里叶逆变换(IDFT)而获得。IDFT仅生成理想模拟OFDM信号的过采样版本，即，具有混叠。添加的空子载波越多，采样的质量就越好。在实践中，为了减少计算负担，空子载波的数量被限制为仅允许在数模转换之前应用第一次过采样滤波，而不会引入过多的带内纹波。OFDM调制的频谱占用确实是调制的固有弱点，占用带宽通常使用尖锐的模拟滤波器来减少。OFDM信号在基带中被定义为：
其中，∏(t)是矩形窗口，在时间间隔[0,T]内等于1，在其它地方等于零。可以看出，检测可以在时域(OFDM符号级)和频域(子载波级)中以符号为基础独立实现。所谓的子载波正交性带来了另一个好处：即使是有限长度的波形(诸如矩形波形)，OFDM调制也实现相当好的频谱效率，实际上类似于具有零滚降波形的SC调制之一。实际上，符号周期不能任意长，因为对于时变信道，由于相位噪声或多普勒扩展，将变得不可能分离子载波。相反，通常使用作为循环前缀(CP)馈送的保护间隔(GI)来发送符号，以“吞下”连续符号之间的符号间干扰(ISI)。由于循环前缀，接收信号与信道脉冲响应的线性卷积表现为循环卷积，这是在DFT域中执行滤波的基本假设。就好像在DFT域中应用了信道(假设信号是周期性的)。因此，可以通过由在接收器处预先知道的参考子载波简单地划分接收到的子载波(即，满足对偶性—时间卷积、频率划分)来在频域中准确估计离散信道。以同样的方式，也可以通过用所估计的信道系数(一次抽头均衡)简单地划分接收到的子载波，在频域中检索信道影响。通过简单地将解调FFT窗口定位在回到CP中的几个样本，CP还可用于减轻抖动对时间同步的影响。
作为许多独立信号的总和，OFDM信号迅速表现为具有相当重要包络波动的随机高斯噪声。为避免对接收器性能产生任何不利影响，当使OFDM信号的幅值饱和时，应相对于平均功率应用大约15dB到17dB的回退。在这方面，在通过应用低功率放大器IBO来节省功率时，OFDM显然不如SC调制合适。这就是DFT-扩展-OFDM调制在单载波(SC)和多载波(MC)解决方案之间架起一座桥梁的地方。在DFT-扩展-OFDM调制中，星座样本首先通过DFT在频率上扩展。在两个频带边缘添加空子载波后，对扩展符号进行OFDM调制以获得具有预期频谱形状的信号。很明显，结合用于扩展的DFT和用于调制的IDFT，所得到的信号或多或少是原始样本的副本。事实上，所得到的信号只是原始样本的采样版本，其利用迪利克雷(Dirichlet)波形、离散矩形窗口的离散时间傅里叶变换(DTFT)被过滤掉。这实际上是公知的FFT或傅里叶过采样算法的原理。从上面的描述可以看出，DFT-扩展-OFDM调制可以被解释为基本时域滤波的替代方案，以实现SC信号的生成。然而，这两种方法之间有一个主要区别：由于DFT卷积的循环性，每个OFDM符号上的第一个和最后一个样本在多个N/K个样本(狄利克雷波形的第一个有效波瓣)上相互关联。
对于任何OFDM信号，DFT-扩展-OFDM调制的解调本质上可以通过低复杂度的一抽头均衡器在频域中实现。可以看出，接收器架构仅与OFDM接收器相同，但显著需要额外IDFT来恢复所发送的样本。
需要定义参考符号以允许对DFT-扩展OFDM调制进行信道估计。
如前所述，OFDM调制特别适用于频率选择性信道，因为无论信道的选择性如何(只要它在符号持续时间内保持不变)，都可以在每个子载波上借助于单个一抽头均衡器准备恢复对信道的影响。一个基本步骤是首先估计所有数据子载波上的信道系数。通常使用参考符号(RS)估计信道，该参考符号也称为在接收器处已知的导频。在OFDM中，参考符号通常是通过在一些或所有调制的子载波上***接收器处已知的样本来生成的。在OFDM中估计信道的基本方法包括执行：
-导频位置的信道估计，
-频域平滑，以及
-时间插值。
在OFDM中，可以根据频域和时域中的信道属性来调整比率数据/导频。例如，如果信道相干带宽非常高但信道变化迅速，则可以在频域中仅***几个导频(每γ个子载波1个导频)，但在时间上是有规律间隔的。甚至可以不时改变所谓分散导频的位置，诸如DVB-T2***中的PPx符号。这显然是OFDM调制优于SC调制的主要优势之一。
如果DFT-扩展-OFDM调制得益于其用于均衡的OFDM谱系，则***导频的情况较少。实际上，其包络的低功率波动是由DFT-扩展符号的OFDM调制造成的。通过例如直接***参考子载波对扩展子载波的任何任意更改都会破坏信号的PAPR特性(在扩展样本穿孔后***的情况下也是如此)。出于这个原因，3GPP/LTE上行链路***指定了一个完整导频，即，OFDM符号的所有子载波都携带参考导频，作为Zadoff-Chu序列被直接***频域。Zadoff-Chu序列具有恒定幅值，并且在DFT之后对于某些参数集保持Zadoff-Chu序列。因此，所发送的导频保持了SC信号的良好PAPR特性。
为了减少导频开销，DVB-NGH***规定了称为PP9的导频，它结合数据和参考信息(以下称为混合导频符号)。通过在长度等于常规DFT大小的一半的数据块上应用扩展DFT来获得数据。然后，扩展数据与Zadoff-Chu序列一起以每两个子载波一个频率交织。对于参考符号的每个分量(数据和导频)，所得到的信号只是原始一半长序列的两个连续副本的过采样版本。作为两个SC信号之和，所得到的信号不再是纯SC信号。在DVB-NGH中，两个信号以半个样本持续时间的时移相加，以减少包络波动。这导致参考符号具有相当好的PAPR特性。由于数据和导频样本的比例相等，因此DVB-NGH的PP9 RS特别适用于相干带宽较小(即，频率严重失真)的信道。
图1描述了称为时分复用导频(TDMPi)的另一种导频方案的原理。在该方案中，参考符号像任何其它DFT-扩展-OFDM符号一样被调制。要发送的样本矢量被分为两部分：第一部分包含接收器处已知的给定数量的参考样本，而第二部分包含信息数据。参考样本的数量通常根据信道的相干带宽来选择。这里的原理是生成包含预定义模式的符号，以供接收器用作短OFDM符号。然而，由于DFT-扩展-OFDM调制所应用的循环卷积，参考符号的前部的调制样本不仅取决于参考样本，还取决于参考样本右手侧的相邻样本以及矢量中的最后一个样本的循环性。
为了减少数据对导频的干扰，TDMPi方案将导频和信息数据分开调制，并且在将两个调制矢量相加之前，信息数据样本对导频部分的贡献为零(DFT-扩展-OFDM调制是线性的)。这种方法的一个关键优势是调零操作不会改变所生成信号的包络。因此，无论前部的长度如何，参考符号都保持了DFT-扩展-OFDM调制的良好PAPR特性。TDMPi方案的另一个关键特征是***与整个符号无关但与前部有关的循环前缀。这样做，接收器能够从参考符号的前部估计与包括其CP在内的常规OFDM符号非常相似的信道。
该方案是专门为卫星传输环境设计的，在卫星传输环境中，信道通常只是平坦的并且随时间缓慢变化。因此，基本原理是能够从几个参考符号进行准确信道估计，代价是对参考符号承载的数据的解调性能略有下降。这些数据的解调受到两个不利影响：调零操作导致OFDM调制的正交性的破坏，以及由于通过覆盖前面样本的导频CP(PCP)替换全局CP以作为小OFDM参考符号而导致的缺乏循环性。事实上，退化在数据段的两个边缘特别显著。
TDMPi导频方案的另一个限制与整个符号(PCP而不是CP)缺乏循环性有关。如果解调FFT窗口位于CP中后面的几个样本，则信号不包含用于解调数据段的最后样本的信息。这在卫星传输以外的环境中相当常见，以在CP中应用最多其长度的一半的偏移，以避免同步问题并减少由于缺乏对其准确功率延迟分布的知识而导致的信道估计中的一些缺陷。
需要定义具有低PAPR的混合参考符号(也称为导频)，以允许在DFT-扩展-OFDM调制中进行信道估计。这种调制主要用于需要通过驱动接近饱和的功率放大器来节省功率的情况，诸如卫星传输。因此，需要依赖显示低功率波动的信号，包括参考符号。具有低PAPR的参考符号的构造比OFDM更复杂，因为信号的任何更改都会显著降低其功率包络。为了从低PAPR中受益，现有解决方案要么表现出固定且高的导频样本与数据的比率，要么需要在信道估计和嵌入式数据解调质量之间进行仲裁。
如前所述，TDMPi参考符号特别适用于诸如卫星传输之类的环境，其中，关键要求是减少参考符号的***，以最大限度地节省在卫星处的功率，同时保持低PAPR。这是用导频CP代替常规CP，而不是为导频模式构建专用CP的特定样本的主要原因。副作用是，如果FFT窗口位于CP中的后面的几个样本，则接收器可能缺少用于解调符号中的最后样本的信息。此外，与全局CP不同，在PCP的末端和DFT-扩展-OFDM符号的开始之间的连接处没有幅值连续性。这是带外(OOB)辐射的来源，可以通过滤波来减少，但是代价是降低小OFDM符号的循环性。一种解决方案是在符号末尾添加参考样本，但是代价是频谱效率降低。
发明内容
本发明旨在改善这种情况。
为此，本发明涉及一种用于发送在要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的方法，所述无线电信号旨在由包括至少一个发送模块的发射器发射，至少一个发送模块被配置用于在至少K个不同子载波上发送，K和Kd是严格正整数，Kd严格小于K，所述无线电信号通过以下提供：
-确定K个样本(A0；...；AK-1)的块中的第一位置J1和第二位置J2，使得K个样本的块包括：
οKd个要发送的数据样本；
ο以及K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)；
ο其中J2-J1+1＝K0且Kd+K0＝K；
-对K个样本的块A＝(A0；...；AK-1)应用DFT-扩展-OFDM类型方案，并且获得表示将N个复合样本Sn包括在无线电信号中的符号的输出信号，其中n＝0到N-1；
-基于J1、J2、K和N在输出信号中确定第一位置T1和第二位置T2，使得：
οT2-T1＝R，R为严格正整数；
-在输出信号中，将第一位置T1和第二位置T2之间的R个复合样本(ST1；…；ST2)的值设置为零，以获得更新后的输出信号；
-在更新后的输出信号的第一位置T1和第二位置T2之间***S个参考样本，S为严格正整数，并且R＝S+L，其中，L为正整数或0，以获得表示混合符号的后续信号，包括：
ο对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每个，无线电信号中的复合样本Sn，复合样本形成混合符号的数据段；
ο对于n＝[T1+L；T2]中的每个，无线信号中的参考样本RSn，该参考样本形成混合符号的参考段；
-对混合符号附加形成混合符号的至少部分的循环前缀的G个样本，以获得表示附加有循环前缀的混合符号的信号；考虑到发送与表示附加有循环前缀的混合符号的信号相对应的无线电信号。
通信***被理解为无线通信***或有线通信***。发送模块在通过无线通信***发射无线电信号的情况下被理解为发送天线，或者在通过有线通信***发射无线电信号的情况下被理解为有线发送接口。
待发送的数据样本被理解为将被包括在待发送的无线电信号中的信息样本。混合符号被理解为包括数据样本和参考样本的符号。参考样本被理解为在接收器处已知的、用于解调目的(诸如信道估计以及同步等)的样本。
DFT-扩展-OFDM-类型方案被理解为DFT-扩展-OFDM类型的信号调制。DFT-扩展-OFDM类型方案应用于根据任何现有或未来标准的信号调制或依赖于DFT-扩展-OFDM调制(DVB、3GPP等)的***。应用DFT-扩展-OFDM方案可以被解释为对K个样本的块的原始样本进行过采样，比率为N/K。换言之，调制信号包括N/K倍的原始样本数Kd。如果N/K是整数，则直接在待发送的无线电信号中找到原始的Kd个样本。
“G个样本形成混合符号的至少部分的循环前缀”通常被理解为所述混合符号的最后部分的基本相同的副本。根据G、T1和T2的值，混合符号的循环前缀可以包括混合符号的数据段的至少部分和/或混合符号的参考段的至少部分。
通过以下方式替换DFT-扩展-OFDM数据符号中的原始样本：
-将调制信号的相应部分调零；以及
-***参考样本的矢量，
相当于盖写了所述原始样本的贡献。索引T1和T2标识这些原始样本的位置。
因此，N-R个数据样本通过应用DFT-扩展-OFDM类型方案以梳状结构布置，而即使N-R个数据样本与S个参考样本复用，单载波调制的低功率波动也被保留，形成混合符号，只要参考样本也被生成以显示低PAPR。
在一个实施方式中，在更新后的输出信号的第一位置T1和第二位置T2之间***S个参考样本以获得后续信号进一步包括：在第一位置T1和第二位置T2之间***L个循环前缀样本，使得对于n＝[T1；T1+L-1]中的每个，后续信号将循环前缀样本CPRSn包括在无线电信号中，循环前缀样本形成混合符号的参考段的循环前缀。
作为示例，形成混合符号的参考段的被***的S+L个样本可以对应于受其自己的循环前缀保护的真正OFDM导频，在这种情况下，这种混合符号的S个参考样本允许受益于用于估计信道的OFDM调制的效率和鲁棒性。
此外，要发射的无线电信号中的混合符号的结构允许在不改变所发送信号的结构的情况下，在应用DFT-扩展-OFDM类型方案后调整S个参考样本与N个总样本的比率(或等效地，Kd个数据样本和K0个参考样本与样本总数K的比例)。它还允许定义***S个参考样本的特定位置。实际上，根据信道在相干带宽方面的要求，可能期望提供具有预定义参考数据比的无线电信号。还可能希望参考子部分位于接收器已知的位置，例如默认位置，以便接收器例如能够仅解调混合符号的参考子部分以执行信道估计而无需解调整个混合符号。
为了提供匹配这些附加要求的无线电信号，可以确定K个样本的块中的第一位置J1，使得***S个参考样本的位置T1与目标位置匹配，并确定在K个样本的块中的第二位置J2，使得S个参考样本与K0个数据样本的比率与目标比率匹配。
需要注意的是，通过对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM类型方案，需要生成具有与从调制Kd个数据样本获得的信号相似的频谱特性的S个参考样本。为了便于信道的估计，这里建议将其生成为OFDM信号。关于生成具有低功率包络波动的参考符号的目标，还优选生成S个参考样本以便尽可能避免降低PAPR。如前所述，OFDM调制并不特别适合生成低-PAPR信号。然而，特别是对于参考信号，可以通过仔细选择要调制的样本来保持较低的功率波动。
一个典型但不是排他的示例是Zadoff-Chu序列。可以选择任何其它类型的序列以及调制方案，只要它能够估计信道并显示低PAPR。
***具有低PAPR且受其自身循环前缀保护的真正OFDM导频的优点是：
-要发射的无线电信号对于数据样本和参考样本都显示出低功率波动，这在需要通过驱动接近饱和的功率放大器来节省功率的情况(诸如卫星传输)下尤其是期望的，
-在接收器处对OFDM导频的解调可以受益于使用几种可用的OFDM信道估计技术中的任何一种对用于发送无线电信号的信道的准确估计，
-这样构造的混合符号可以包括任何比例的参考样本，同时保持与要发射的信号中携带的任何其它符号相同数量的样本，这允许例如根据在时域中由OFDM符号(每个OFDM符号具有相同的长度)组成的子帧构成的LTE无线电帧结构来与数据符号一起发送一个或多个这样构造的混合符号。
在一个实施方式中，通过对CAZAC序列应用OFDM调制来生成预定参考样本，该CAZAC序列更具体地可以是Zadoff-Chu序列。OFDM类型方案被应用于具有一些特定参数的CAZAC序列(分别为Zadoff-Chu序列)的结果是另一个CAZAC序列或另一个Zadoff-Chu序列的过采样版本。除了良好的相关特性外，无线电信号中的此类序列还具有低包络变化，即，低PAPR。可以通过对这些序列应用OFDM类型方案来构造要调制的参考样本，然后以低计算复杂度将其***作为混合符号的参考子部分。
在一个实施方式中，K个样本的块包括具有K1＝J1的K1个连续样本的前部和具有K2＝K-J2且K1+K2＝Kd的K2个连续样本的后部。换言之，J1和J2被定义为使得J1与0不同且J2与K-1不同。结果，在无线电信号中要发送的混合符号中，前部和后部是非空的，即，混合符号的第一个和最后一个样本是数据样本。另选地，K1或K2可以等于0，导致混合符号的第一个样本或最后一个样本是参考样本。
下面公开了几个实施方式。这些实施方式的不同之处尤其在于，K个样本的块中的第一位置J1和第二位置J2之间的K0个连续样本所保持的值。
在一个实施方式中，该方法还包括在向其应用DFT-扩展-OFDM类型方案并获得输出信号之前，将K个样本的块中的第一位置J1和第二位置J2之间的K0个连续样本的值设置为零。
将K0个连续样本的值设置为零是获得合适的输出信号的一种简单且无成本的方式，在该输出信号中将引入参考符号。然而，在将DFT-扩展-OFDM类型方案应用于在中部(在第一位置J1和第二位置J2之间)包括设置为零的K0个连续样本的K个样本的块之后，所得到的输出信号在中部(在对应于第一位置J1和对应于第二位置J2的时刻之间)中包括由于通过应用DFT-扩展-OFDM类型方案对调制的滤波效应导致的样本间干扰导致的非零符号。将这些符号设置为零会导致改变的信号，其不再具有OFDM类型信号的特性，并且尤其会降低解调的质量。
在一个实施方式中，K个样本的块中的K0个连续样本的至少部分在将DFT-扩展-OFDM类型方案应用于K个样本的块并获得输出信号之前是通过以下步骤获得的：
(a)获得K个样本(A’0；...；A’K-1)的多个临时块，K个样本的每个临时块包括：
-要发送的Kd个数据样本，以及
-K0个临时连续幽灵样本(ghost samples)(A’J1；...；A’J2)；
(b)对于K个样本的每个临时块，确定作为对K个样本的临时块应用DFT-扩展-OFDM类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本S’n的至少部分的值；
(c)对于K个样本的每个临时块，确定与所述K个样本的临时块相关联的、指示以下之间的相似度的标准：
-所述R个复合样本S’n的至少部分的值，以及
-空值；以及
(d)基于K个样本的所述临时块中的每个的值和在(c)中确定的每个标准，确定K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分，使得作为对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本Sn的至少部分的值表现出与空值的优化的相似度水平。
需要注意的是，根据本实施方式，与携带要发送的有用数据的Kd个数据样本不同，为获得K个样本的块的K0个连续样本而选择的K0个临时连续样本(A’J1；...；A’J2)是幽灵样本，即，在生成要发送的信号中涉及但是本身不作为样本(即，作为携带信息的样本)被发送的样本。
由于DFT-扩展-OFDM调制的线性，指示相似度水平的标准可以被写成线性***。一般来说，***是超定的。因此，可以应用最小二乘法来计算解。
在整个文档中，标准可以是与用于评估第一数据集和第二数据集之间的相似性的代数或统计方法相关的任何值。这里，第一数据集对应于R个复合样本S’n的所述至少部分的值，并且第二数据集对应于空值。所述标准例如对于代数方法可以包括L1范数、欧几里得距离(L2范数)等，对于统计方法可以包括R个复合样本的平均值、标准偏差、加权平均值等。
上述(a)、(b)、(c)、(d)的序列可以是用于确定K0个临时连续样本的优化值的代数或统计方法的部分。可用于此目的的相关统计方法的示例包括最小二乘法、加权最小二乘法、χ2法等...
在整个文档中，确定K个样本的块的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分可以包括求解方程组，诸如线性方程组。对于每个潜在解决方案(在此为K0个临时连续幽灵样本(A’J1；...；A’J2))，这种线性方程组通常包括线性方程，所述线性方程是与所述潜在解决方案的每个样本相关联的值与所述潜在解决方案相关的标准的值之间的关系。这种线性方程组通常还包括线性方程，该线性方程是待确定的解的值和与所述待确定的解相关联的标准的、被设置成优化值的值(在此对应于用空值确定的解决方案的完美相似性的值)之间的关系的线性方程。
求解这样的方程组不一定对应于找到精确解，这里是K个样本的块的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分的精确值。
实际上，线性方程组通常是超定的。在这种情况下，求解线性方程组导致将K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分确定为代数变换的结果。
如果需要，可以通过连续迭代来确定K0个连续样本，使得在通过对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM类型方案进行调制后，K0个连续样本的贡献趋于抵消Kd个数据样本的贡献，使得针对n＝[T1；T2]中的每个的S’n个符号接近于零。
实际上，如此确定的K0个样本在位置[T1，T2]上产生的贡献与数据样本对信号的同一部分的贡献接近于相反。
这种方法的主要优点是将调制后数据对所有或部分样本位置(其对应于针对每个n＝[T1；T2]中的每个的RSn参考样本的索引)的贡献设置为零产生较少噪声，这可能不利于解调性能。
在一个实施方式中，确定K0个临时连续样本的所述至少部分包括应用最小二乘法。
应用最小二乘法允许设置针对K0个临时连续样本的值，其最小化K0个连续样本的贡献与调制后的Kd个数据样本的贡献之间的欧几里得距离。
在一个实施方式中，K个连续样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的至少部分是幽灵导频类型(ghost pilot type)的幽灵样本。幽灵导频类型的幽灵样本或幽灵导频是用于生成信号的样本，该信号部分在[T1，T2]之间，在通过对其应用DFT-扩展-OFDM类型方案进行调制之后，模拟在调零之后***的样本。术语幽灵(ghost)与它们对导频部分的直接贡献被抹去这一事实有关。在某些情况下，了解接收器处的幽灵导频以补偿它们在解调后对数据样本的贡献会是有用的。当仅从要***的样本S生成幽灵导频而不受数据样本的影响时尤其如此。
在一个实施方式中，K个连续样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的至少部分在将DFT-扩展-OFDM类型方案应用于K个样本的块并且获取输出信号之前由以下步骤确定：
-获得参考信号，该参考信号包括附加有要***的L个循环前缀样本的要***的S个参考样本，
-对参考信号应用逆DFT-扩展-OFDM类型方案以获得包括K个解调样本块的解调参考信号，该K个解调样本的块包括K0个连续解调样本，
-并且将K0个连续解调样本的至少部分***K个样本的块中作为形成K0个连续样本的至少部分的幽灵导频类型的幽灵样本。
这种方法的优点是在调制后，用于n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号模拟要***的S个参考样本和L个循环前缀样本。Sn个样本与S个参考样本越接近，***将应用的劣化越少。
可以通过将与附加有要***的L个循环前缀样本的要***的S个参考样本相邻的任何样本的值设置为零来获得参考信号。在这种情况下，参考信号仅包括参考样本。
另选地，参考信号还可以包括附加样本，与附加有L个循环前缀样本的要***的S个参考样本相邻，并且具有不同于零的值。获得这种参考信号的一个例子是：
-将DFT-扩展-OFDM-类型方案应用于包括要发送的Kd个数据样本和具有被设置为零的值的K0个连续样本的K个样本的块，并获得表示在无线电信号中包括N个复合样本Sn的符号的输出信号，其中，n＝0到N-1；
-在如此获得的输出信号中，将第一位置T1和第二位置T2之间的R个复合样本(ST1；…；ST2)的值设置为零，以获得更新后的输出信号；
-在如此获得的更新后的输出信号的第一位置T1和第二位置T2之间***S个参考样本和L个循环前缀样本，以获得参考信号。
需要注意的是，在调制后，n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号与在调制后要***的S个参考样本和L个循环前缀样本略有不同，以形成混合符号。
实际上，通过将逆DFT-扩展-OFDM类型方案应用于参考信号，可以获得K个解调样本。这K个样本包含最初存在于参考信号中的全部信息。在这K个解调样本中，只保留了K0个连续解调样本，导致信息丢失。当调制包含Kd个数据样本和K0个连续解调样本的K个样本的块时，不可能准确地获得针对n＝[T1；T2]中的每个的最初存在于参考信号中的Sn符号。然而，将针对n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号的值设置为零且然后***S个参考样本和L个循环前缀样本导致类似于输出信号的后续信号并在解调性能和带外辐射的发射方面保持相似的特性。需要注意的是，一般来说，用所***的OFDM符号代替调制符号会导致幅值不连续，从而导致带外辐射的发射。在上述实施方式中，由于要调制的样本被确定为使得要替换的调制符号类似于要***的OFDM符号，所以幅值跳跃被最小化。
在另选实施方式中，K个连续样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)中的至少部分在将DFT-扩展-OFDM-类型方案应用于K个样本的块并获得输出信号之前通过以下方式确定：
(a)获得K个样本(A”0；...；A”K-1)的多个临时混合块，K个样本的每个临时混合块包括：
-要发送的Kd个数据样本，以及
-幽灵导频类型的K0个临时连续幽灵样本(A”J1；...；A”J2)；
(b)对于K个样本的每个临时块，确定作为对K个样本的临时混合块应用DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本S”n的至少部分的值；
(c)对于K个样本的每个临时混合块，确定与所述K个样本的所述临时混合块相关联的、指示以下之间的相似度水平的标准：
-所述R个复合样本S”n的至少部分的值，以及
-附加有要***的L个循环前缀样本的要***的S个参考样本的至少部分的值；以及
(d)基于所述K个样本的临时混合块和在(c)中确定的每个标准，确定K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分，使得作为对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本Sn的至少部分的值表现出与附加有要***的L个循环前缀样本的要***的S个参考样本的至少部分的值的优化的相似度水平。
这里，根据任何例如上面提出的代数或统计方法，(a)中的K个样本的每个临时混合块包括幽灵导频类型的K0个临时连续幽灵样本(A”J1；...；A”J2)作为在(d)中解决的优化问题的候选。优化问题的解决方案是形成K个样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的至少部分的幽灵导频类型的幽灵样本。
因此，在调制后，针对n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号还模拟要***的S个参考样本和L个循环前缀样本。
在一个实施方式中，该方法还包括：
(e)获得K个样本(A’0；...；A’K-1)的多个临时块，K个样本的每个临时块包括：
-要发送的Kd个数据样本，以及
-K0个临时连续幽灵样本(A’J1；...；A’J2)；
(f)对于K个样本的每个临时块，确定作为对K个样本的临时块应用DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本S’n的至少部分的值；
(g)对于K个样本的每个临时块，确定与K个样本的所述临时块相关联的、指示以下之间的相似度水平的标准：
-所述R个复合样本S’n的至少部分的值，以及
-空值；以及
(h)基于K个样本的所述临时块中的每个的值和在(g)中确定的每个标准确定K0个连续样本的至少部分，使得作为对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在第一位置T1和第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本Sn的至少部分的值表现出与空值的优化的相似度水平。
(i)基于(h)中确定的K0个连续样本的所述至少部分，更新K个样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分。
更新K个样本的块中的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)可以例如对应于将K个样本的块的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)中的每个的值与具有相同索引的K0个临时连续幽灵样本(A’J1；...；A’J2)的对应相应值相加。
因此，在通过对K个样本的块应用DFT-扩展-OFDM类型方案进行调制之后，Kd个数据样本的贡献被这样修改的K0个连续样本的贡献补偿。因此，针对n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号更准确地模拟要***的L个循环前缀样本和S个参考样本。
在一个实施方式中，更新K个样本的块的K0个连续样本的至少部分的值包括：
-确定K个样本的块中的第三位置J1+Pa1和第四位置J2-Pa2，使得K0个连续样本包括：
οPa1个连续样本的前部(AJ1；...；AJ1+Pa1)；
ο中部(AJ1+Pa1+1；...；AJ2-Pa2-1)；
οPa2个连续样本的后部(AJ2-Pa2；...；AJ2)，
Pa1、Pa2为正整数，Pa1+Pa2严格次于K0，
-以及更新K0个连续样本的前部和后部的样本值。
因此，仅更新K0个连续样本的前部和后部。这种更新足以减少数据段与混合符号的导频部分的第一个和最后一个样本之间的幅值不连续性。特别是，关于上面已经解决的带外辐射的发射和解调性能的信号特性，这些信号特性可以通过仅更新K0个连续样本的前部和后部被优化至大范围。实际上，更新K0个连续样本的中部对所述特性的影响相对较小。例如，带外辐射的发射与幅值不连续性有关，幅值不连续性与将K0个连续样本的前部和后部的样本替换为***的样本(诸如，OFDM样本)有关。
在一个实施方式中，Pa1＝Pa2导致对K0样本的前部和后部的对称效应。
在调制后对符号的中部进行数据调零、以及在符号的中部***OFDM导频以形成混合符号的导频部分都可能导致接收器处的劣化。可以通过如上所述将K个样本的块作为一个整体进行优化，或者-当幽灵样本不是基于数据样本的值来确定时-通过根据以下实施方式单独预编码Kd个数据样本来最小化这种劣化。在本实施方式中，第一位置J1和第二位置J2之间的K0个连续样本是幽灵样本，确定Kd个数据样本的至少部分的值以补偿在解调混合符号时发生的K0个幽灵样本对混合符号的数据段的贡献。
在另一个实施方式中，通过将DFT-扩展-OFDM-类型方案应用于包括Kd个预编码数据样本和K0个连续幽灵样本的K个样本的块获得的混合符号的数据段与将相同的DFT-扩展-OFDM类型方案应用至包括Kd个非预编码数据样本(A0；...；AJ1-1；AJ2+1；...；AK-1)和K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的值被设置为零的块基本上相同。
因此，在调制之前，对Kd个数据样本进行预编码，以补偿调制后对K0个样本的贡献，使得在混合符号中，数据段对应于要发送的Kd个数据样本，预编码抵消了通过应用DFT-扩展-OFDM类型方案引入的劣化。
在一个实施方式中，J1、J2、T1和T2是相对于彼此定义的，诸如：
和
其中，w1和w2中的每个都是非负整数。
因此，确保在将针对n＝[T1；T2]中的每个的Sn符号的值设置为零期间，在调制之后不擦除将被发送的Kd个数据样本。而且，在确定幽灵导频时，w1或w2的值之一的每个正增量提供了一个额外自由度。
本发明的另一方面涉及一种用于确定传播信道的信道估计的方法，该传播信道被用于发送关于如前所述的方法发射、通过传播信道发射并由被配置用于在至少K个不同子载波上是有效的接收器接收的无线电信号，K为严格正整数，该方法包括以下步骤：
-基于接收到的无线电信号，获得包括形成附加有G个样本的混合符号的N个样本的信号，该G个样本形成混合符号的至少部分的循环前缀，
-获得信号中的第一位置T1和第二位置T2，T2-T1＝R，R为严格正整数，R＝S+L，L为正整数或0，S为严格正整数，
使得：
ο对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每个，信号包括复合样本Sn，复合样本形成混合符号的数据段；
ο对于n＝[T1+L；T2]中的每个，信号包括参考样本RSn，参考样本形成混合符号的参考段；
-以及至少基于混合符号的参考段来确定用于发送接收到的无线电信号的传播信道的信道估计。
接收到的信号是发射信号在传播信道上发送后的观察结果。在发送后，由于多径延迟扩展，接收到的信号会受到诸如衰减、多普勒频移、相位噪声、加性噪声和符号间干扰(ISI)等的不同劣化影响。
接收到的信号中的混合符号的参考段能够确定信道估计，其本身可用于减轻ISI的影响，例如使用均衡器。
如此确定的信道估计可用于解调接收到的无线电信号，特别是用于解调混合符号的数据段、以及仅其它数据符号。
至少基于混合符号的参考段确定信道估计可以通过任何信道估计方法来执行。
一种简单的信道估计方法包括：对混合符号应用逆OFDM类型方案以获得指示用于发送接收到的无线电信号的传播信道的信道估计的逆OFDM类型解调信号，在所述解调信号的频率上利用例如使用所发送的参考样本的知识的最小均方估计器(MMSE)进行平滑和插值以减少指示多径延迟扩展的噪声，并且基于所述平滑信号确定信道估计。
在另选实施方式中，至少基于混合符号的参考段来确定信道估计包括：
-将复合样本Sn的值和形成混合符号的至少部分的循环前缀的样本的值设置为零以获得包括S个参考样本RSn的更新后的信号；
-对更新后的信号应用逆DFT-扩展-OFDM类型方案以获得逆DFT-扩展-OFDM类型解调信号，包括指示用于发送接收到的无线电信号的传播信道的信道估计的连续参考样本块的DFT-扩展-OFDM类型解调信号；以及
-基于解调信号确定信道估计。
本发明的另一方面涉及一种电信设备，该电信设备包括用于发送在要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的模块，该模块包括被配置为在至少K个不同子载波上发送的发射器，K和Kd为严格正整数，Kd严格小于K，电信设备还包括通过以下生成所述无线电信号的处理电路：
-确定K个样本(A0；...；AK-1)的块中的第一位置J1和第二位置J2，使得K个样本的块包括：
ο要发送的Kd个数据样本；
ο以及K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)；
ο其中，J2-J1+1＝K0且Kd+K0＝K；
-对K个样本的块A＝(A0；...；AK-1)应用DFT-扩展-OFDM-类型方案，并且获得表示将N个复合样本Sn包括在无线电信号中的符号的输出信号，其中n＝0到N-1；
-基于J1、J2、K和N在输出信号中确定第一位置T1和第二位置T2，使得：
οT2-T1＝R，R为严格正整数；
-在输出信号中，将第一位置T1和第二位置T2之间的R个复合样本(ST1；...；ST2)的值设置为零，以获得更新后的输出信号；
-在更新后的输出信号的第一位置T1和第二位置T2之间***S个参考样本，S为严格正整数，并且R＝S+L，其中，L为正整数或0，以获得表示混合符号的后续信号，包括：
ο对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每个，无线电信号中的复合样本Sn，复合样本形成混合符号的数据段；
ο对于n＝[T1+L；T2]中的每个，无线电信号中的参考样本RSn，该参考样本形成混合符号的参考段；
-将混合符号的至少部分的循环前缀附加到混合符号，以获得表示附加有循环前缀的混合符号的信号；以及
-考虑到发送所述无线电信号，生成与表示附加有循环前缀的混合符号的信号相对应的无线电信号。
本发明的另一方面涉及一种电信设备，该电信设备包括用于接收要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的模块，该模块被配置用于对至少K个不同子载波进行操作，K和Kd是严格正整数，Kd严格小于K，电信设备还包括确定用于将无线电信号发送到电信设备的传播信道的信道估计的处理电路，其中，它是通过以下处理被接收作为接收到的无线电信号：
-基于接收到的无线电信号，获得包括形成附加有G个样本的混合符号的N个样本的信号，G个样本形成混合符号的至少部分的循环前缀，其中，N和G是严格正整数，
-获得信号中的第一位置T1和第二位置T2，T2-T1＝R，R为严格正整数，并且R＝S+L，L为正整数或0，并且S为严格正整数，
使得：
ο对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每个，信号包括复合样本Sn，复合样本形成混合符号的数据段；
ο对于n＝[T1+L；T2]中的每个，信号包括参考样本RSn，参考样本形成混合符号的参考段；
-将复合样本Sn的值和形成混合符号的至少部分的循环前缀的样本的值设置为零以获得包括S个参考样本RSn的更新后的信号；
-对更新后的信号应用逆OFDM-类型方案以获得解调信号，该解调信号包括指示用于发送无线电信号的传播信道的信道估计的连续参考样本块。
在非限制性实施方式中，这样的发送设备在图3中示出。
参考图3，示出了发射器3.1向接收器3.2发送无线电信号。接收器3.2在发射器3.1的覆盖范围内。在基于OFDM的***的背景下，这种发送是DFT-扩展-OFDM类型发送。在该示例中，发射器3.1是固定站，而接收器3.2是移动终端，在3GPP蜂窝***的背景下，它们将被命名为基站和用户设备。发射器3.1也可以是移动终端，而接收器3.2也可以是固定站。
发射器3.1包括一个通信模块(COM_trans)3.3、一个处理模块(PROC_trans)3.4和存储单元(MEMO_trans)3.5。MEMO_trans 3.5包括检索计算机程序的非易失性单元和检索符号合并参数的易失性单元。PROC_trans 3.4被配置为根据本发明发送混合符号。COM_trans 3.3被配置为向接收器3.2发送无线电信号。如前所述，通信模块3.3、处理模块3.4和存储单元3.5可以构成用于发送混合符号的设备。
接收器3.2包括一个通信模块(COM_recei)3.6、一个处理模块(PROC_recei)3.7和存储单元(MEMO_recei)3.8。MEMO_recei 3.8包括检索计算机程序的非易失性单元。PROC_recei 3.7被配置为从无线电信号中检索符号。COM_recei 3.6被配置为从发射器3.1接收无线电信号。
本发明的另一方面涉及一种包括代码指令的计算机程序产品，当所述指令由处理器运行时执行如前所述的方法。
在非限制性实施方式中，这种计算机程序产品的通用算法在图2中表示，如下详述。
在附图的图中，本发明通过示例而非限制的方式来说明，其中，相同的附图标记指代相同的元件。
附图说明
[图1]
图1示出了TDMPi参考符号的生成。
[图2]
图2指明用于执行根据本发明的实施方式的方法的程序的一般算法的框图。
[图3]
图3示出了根据本发明的实施方式的电信设备。
[图4]
图4指明说明根据本发明的第一实施方式的混合符号的生成的流程图。
[图5]
图5指明说明根据本发明的第二实施方式的混合符号的生成的流程图。
具体实施方式
参考图2，获得了K个样本(A0，...AK-1)的块2.1。还获得样本块中的第一位置J1和第二位置J2，使得K个样本的块包括要发送的Kd个数据样本和不发送的K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)。
K-尺寸离散傅里叶变换(DFT)模块2.2被应用于K个样本的块以获得频域中的K个复合样本。即，针对所分配的K个子载波中的每个第l个子载波获得一个复合样本。
这些复合样本通过频域中的子载波映射模块(KxN)2.3被映射到N-尺寸IDFT模块2.4的N个输入中的K个输入。关于子载波映射，复合样本的矢量
通过子载波映射模块2.3被映射到N个现有子载波中的K个已分配的子载波。子载波映射例如可以是局部的，即，将矢量S的K个元素映射到N个现有子载波中的K个连续子载波。例如，子载波映射可以是分布式的，即，矢量S的K个元素在整个带宽上被等距地映射，其中，零占据未使用的子载波。
然后将N-尺寸逆DFT模块2.4应用于所得到的子载波映射模块2.3的矢量
从而生成通过发送天线2.0发送的DFT-扩展-OFDM-符号。更准确地说，在IDFT模块2.4的输出处，获得信号
该信号在对应于DFT-扩展-OFDM-符号的时间间隔期间，占据N个现有子载波中的K个所分配的子载波。信号
是时域信号，其频域表示在时间间隔内是针对每个第l个占用子载波的复合样本Sl，且l＝0到M-1。该时域信号
对应于DFT-扩展-OFDM-符号。因此，信号
中的样本指的是DFT-扩展-OFDM符号中的样本。
在IDFT模块2.4的输出端，获得了输出信号，输出信号表示将N个复合样本Sn包括在无线电信号中的DFT-扩展-OFDM符号，其中，n＝0到N-1。
参考图3，通过在输出信号的DFT-扩展-OFDM符号内***OFDM参考符号来获得提出的混合符号。
***包括其自身CP的真正OFDM参考符号的优点受益于使用多个可用OFDM信道估计技术中的任何一种对信道的准确估计。这里假设DFT-扩展-OFDM符号携带K个时域样本，这些样本通过因子N/K过采样，在复用的两个边缘上添加了P个空子载波(N＝2P+K)。***DFT-扩展-OFDM-参考符号中的OFDM导频符号的大小是根据信道在相干带宽方面的要求来定义的。OFDM导频可以被***到DFT-扩展-OFDM-参考符号内的任何位置。通过首先将先前生成的DFT-扩展-OFDM参考符号中的相应样本调零来***OFDM导频。
为此，输出信号被发送到数据调零模块2.5，该模块可以访问输出信号中的第一位置T1和输出信号中的第二位置T2的值，T1和T2的值基于J1、J2、K和N来确定。因此，输出信号包括N个复合样本，形成：
-N1个复合样本的前部(S0；...；ST1-1)，
-R个复合样本的中部(ST1；...；ST2)，
-和N2个复合样本的后部(ST2+1；...；SN-1)。
在数据调零模块2.5的输出端，将输出信号的中部中的R个复合样本的值设置为零，从而产生更新后的输出信号。
更新后的输出信号被发送到导频合并模块2.6，该模块合并了附加有其自己的循环前缀的OFDM导频。导频合并模块2.6可以访问第一位置T1和第二位置T2，使得OFDM导频和循环前缀从第一位置T1***到第二位置T2。在导频合并模块2.6的输出处，获得表示混合符号的后续信号。
循环前缀附加模块2.7将混合符号的循环前缀附加到混合符号，然后可以使用数模转换器模块(DAC/RF)2.8对信号进行转换，以生成将由天线2.0发送的无线电信号。特别是，由于电磁信号的传播条件和现行的电信法规，数字处理后的信号不能在空中被发射。DAC/RF模块通过对信号执行频率变换来克服这个缺点。
所提出的混合符号的生成将在以下实施方式中进一步详述。
如前所述，TDMPi参考符号特别适用于诸如卫星传输之类的环境，其中关键要求是使参考符号的***最少，以在卫星处最大限度地节省功率，同时保持低PAPR。这是用导频CP代替常规CP而不是投入为导频图案构建专用CP的特定样本的主要原因。副作用是，如果FFT解调窗口位于CP中后面的几个样本，则接收器可能缺少用于解调符号中的最后几个样本的信息。此外，与全局CP不同，在PCP的末端和DFT-扩展-OFDM符号的开始之间的连接处没有幅值连续性。这是带外(OOB)辐射的来源，其可以通过滤波来减少，但代价是小OFDM符号的循环性的劣化。一种解决方案是在符号末尾添加参考样本，但代价是额外的性能劣化。
所提出的混合符号补偿了TDMPi方案的限制。在一个实施方式中，所提出的混合符号的基本原理是在DFT-扩展-OFDM-符号内***真正的OFDM符号。***包括其自身CP的真正OFDM参考符号的优点受益于使用多个可用OFDM信道估计技术中的任何一个对信道的准确估计。这里假设DFT-扩展-OFDM符号携带K个时域样本，这些样本通过因子N/K被过采样，在复用的两个边缘添加了P个空子载波。***DFT-扩展-OFDM-参考符号中的OFDM导频符号的大小是根据信道在相干带宽方面的要求来定义的。OFDM导频可以被***到DFT-扩展-OFDM-参考符号内的任何位置。通过首先将先前生成的DFT-扩展-OFDM参考符号中的相应样本调零来隐式***OFDM导频。
很明显，携带信息数据的原始样本的擦除降低了它们的解调。
参考图4，在一个实施方式中，一种解决方案是在与OFDM导频的位置对应的索引处利用包含零的矢量生成DFT-扩展-OFDM-参考符号。在调制之后，由于与狄利克雷核的循环卷积，信号的对应于先前调制的零的位置的部分将包含来自与零相邻的数据的贡献。这个贡献首先被调零，以便能够***OFDM导频符号的样本。
如前所述，信号的与先前调制的零的位置相对应的部分包含来自与零相邻的数据的贡献。对这些样本应用调零操作自然会破坏底层OFDM信号的正交性，从而导致解调数据的一些劣化，尤其是对于那些接近零样本的数据。
参考图5，在一个实施方式中，提出了在调制计算之前***导频样本，以尽可能减少调制后数据对中部的贡献。由于这些导频样本的贡献将大部分被调零操作抵消，因此在本文中将它们描述为所谓的幽灵(ghost)导频类型的幽灵样本或幽灵导频(ghost pilot)或幽灵导频样本。
OFDF导频由扩展有具有长度L的CP的S个样本组成，得到样本总数为R＝S+L。假设OFDM导频被***到长度为N的DFT-扩展-OFDM参考符号的索引T1处，假设编号为[0,N-1]。OFDM导频的最后一个样本因此被***到索引T2＝T1+R-1处。调制前携带导频样本的第一个和最后一个样本的索引被定义为：
和
其中，floor()函数是将实数x作为输入并给出小于或等于x的最大整数作为输出的函数，ceil()函数是将大于或等于x的最小整数作为输出的函数，并且w1和w2是正整数，通常很小(从0到1或2)以限制频谱效率的损失。请注意，在***的OFDM导频的第一个或最后一个样本非常接近数据位置的情况下，最好将wi至少设置为1。结果，原始矢量被分为三个部分：
-前部：K1＝J1信息数据，索引[0,J1-1]
-中部：K0＝J2-J1+1个导频样本，索引[J1,J2]
-以及后部：K2＝K-K1-K0信息数据，索引[J2+1,K-1]
原始矢量中的前部和后部执行的数据的总数被表示为Kd＝K1+K2。
前部和后部内携带的样本被表示为信息或用户或有用数据。在DFT-扩展-OFDM调制之后，中部主要取决于***的导频样本，但是由于前后样本与狄利克雷核的循环卷积，因此也包含数据的贡献。预先***OFDM导频，信号被分解为三个部分：
-前部：N1＝T1数据样本保持不变，索引[0,T1-1]
-中部：N0＝R个样本强制为零，索引[T1,T2]
-以及后部：N2＝N-N1-N0数据样本保持不变，索引[T2+1,N-1]。
最后，将根据保证低PAPR的任何方法生成的长度为R的OFDM导频***R个导频占据的位置。一个典型但非限制性的解决方案是在3GPP/LTE蜂窝***的上行链路中使用的所谓的Zadoff-Chu序列。调制信号中的前部和后部执行的数据总数被表示为Nd＝N1+N2。
所提出的算法最好使用DFT-扩展-OFDM调制的矩阵描述来介绍。在第一步中，调制和解调都被描述为矩阵变换，以用作其余描述的参考。xk表示将被解析为大小为K的数据块x的数据(信息)样本。因此，第i个数据块x(i)可以被写为：
数据对整体信号的贡献详述如下。数据块x(i)首先使用K-点归一化直接形式离散傅里叶变换(DFT)在频率上扩展，该离散傅里叶变换(DFT)可以使用：A＝PcFK被描述为矩阵乘积，其中Pc是(K，K)置换矩阵，其交换它所应用到的矩阵的每一列的一半，其中，FK是在第k行和第n列上具有元素
的(K，K)矩阵的形式下的K点归一化离散傅里叶变换(DFT)，其中k，n＝0...K-1，ωK＝exp(j2π/K)是本原单位根。在扩展和添加空子载波之后，使用矩阵
对样本进行OFDM调制，其中，Pr是交换被应用到的矩阵的每行的一半的(N,N)置换矩阵，并且其中，
是N-点归一化离散傅里叶逆变换(IDFT)。在这个矩阵中，只保留了扩展数据的贡献，忽略了空子载波：
Bm＝B(：；ModSubCarrierMask)，
其中，ModSubCarrierMask对应于多路复用中的K个调制子载波的长度为N的索引矢量。
最后，可以使用(N，K)矩阵计算所生成的信号：C＝Bm A。
所生成的信号由下式给出：y(i)＝Cx(i)。
为简单起见，在文档的其余部分中忽略了对符号的秩(i)的引用。在接收器处，首先使用矩阵
对信号进行OFDM解调。在这个矩阵中，只保留了调制子载波的贡献：
Dm＝D(ModSubCarrierMask，：)。
假设完美的信道估计，具有理想的迫零均衡并且没有附加噪声。(扩展到更相关的均衡很简单)。在使用信道估计的结果进行均衡之后，解调样本使用矩阵
进行解扩。
总体而言，样本由(K，N)矩阵解调：F＝E Dm。
调零操作对解调有用数据的贡献将在后面描述。再次假设完美的信道估计，具有理想的迫零均衡且没有附加噪声。计算有用数据对所生成信号的前部和后部的贡献。在考虑有用数据样本和幽灵导频的情况下，首先考虑使用如上所述的矩阵A计算的扩展操作。在扩展和添加空子载波之后，使用矩阵Bm对样本进行OFDM调制，其中，仅保留前部和后部的样本：
Bdm＝B(DataPosMaskAfter，ModSubCarrierMask)，
其中，DataPosMaskAfter对应于所生成信号中的Nd个有用的前部和后部的长度为N的索引矢量。总体而言，原始矢量对所生成信号的前部和后部的贡献是从(Nd，K)矩阵Cd＝Bdm A获得的。
在接收器处，首先使用矩阵Dm对信号进行OFDM解调，其中，仅保留前部和后部的贡献(中部被调零)：
Dmd＝D(ModSubCarrierMask，DataPosMaskAfter)。
在使用信道估计的结果进行均衡后，使用矩阵E对解调后的样本进行解扩，其中，仅保留解调后的矢量的后部和前部的结果：
Ed＝E(DataPosMaskBefore，：)。
因此使用以下矩阵执行解调：Fz＝Ed Dmd。
总之，因此使用(Kd，K)矩阵Gz＝Fz Cd计算使用调零应用解调有用数据的结果。
在一个实施方式中，此后详述用于减少对中部的数据贡献的幽灵导频的生成。目的是计算取消或至少减少对中部的数据贡献的导频样本的矢量。
sk指定调制后***在调零样本的位置处的短OFDM符号的导频样本。短OFDM导频被描述为以下矢量，长度为R：s＝[s0，…，sR-1]T。
pk指定调制前出现在矢量x的中部的幽灵导频样本。幽灵导频被描述为长度为K0的以下矢量：p＝[p0，…，pK0-1]T。
最后，为方便起见，信息数据集被表示为dk并分组为长度为Kd的单个矢量：d＝[d0，…，dKd-1]T。
此后将描述有用数据对所生成信号的中部的贡献。使用矩阵A计算的扩展操作仅考虑有用数据：
Ad＝A(：，DataPosMaskBefore)，
其中，DataPosMaskBefore对应于数据块x内的Kd个有用数据的长度为K的索引矢量。在扩展和添加空子载波之后，使用矩阵Bm对样本进行OFDM调制，其中，仅保留中部的样本：
Bpm＝B(PilotPosMaskAfter，ModSubCarrierMask)，
其中，PilotPosMaskAfter对应于所生成信号中的中部的R个样本的索引矢量。总体而言，原始矢量的前部和后部对所生成信号的中部的贡献是从以下(R，Kd)矩阵获得的：Cpd＝Bpm Ad。
类似地，计算幽灵导频对所生成信号的中部的贡献。使用矩阵A计算的扩展操作仅考虑出现在中部的幽灵导频：
Ap＝A(：，PilotPosMaskBefore)，
其中，PilotPosMaskBefore对应于数据块x内的幽灵导频样本的长度为K0的索引矢量。在扩展和添加空子载波之后，使用矩阵Bpm对样本进行OFDM调制。总体而言，原始矢量的幽灵导频对所生成信号的中部的贡献是从(R，K0)矩阵获得的：Cpp＝BpmAp。幽灵导频样本集被获得作为以下线性***的解：Cpp p＝-Cpd d。
由于(N0，K0)矩阵Cpp是满秩且其行多于列，因此相应的***没有精确解。在这种情况下，通常计算最小二乘解：
实验表明，误差通常很小，因此获得的矢量减少了调零操作对解码数据的影响。还可以减少强制取消数据贡献的点数、以及用于实现该目标的幽灵导频的数量。在不失一般性的情况下，假设幽灵导频位于中部两侧，具有相同数量的样本Kb。类似地，要抵消的样本位于中部的两侧，具有相等数量的样本Ka。可以满足两种情况：
-Ka≥Kb：同样，***是由多种因素决定的，并且只能计算最小二乘解。这种方法的优点是降低了计算成本。除了残差之外，由于对中部中间的剩余数据贡献应用调零(并且没有使用幽灵样本来减少)，对数据的解调可能会劣化。这种影响通常很小，因为当远离前后数据段时，数据贡献幅值减小。
-Ka≤Kb：在这种情况下，***是欠定的，并且存在多种解决方案。通常选择具有最小二乘幅值的解决方案。在这种情况下，可以严格执行调零。然而，由于该***可能具有多个自由度，因此该***可能会导致位于中部中间的幽灵导频样本显示非常大的幅值的解决方案。这会导致PAPR劣化。然后，另选方法是通过对导频的幅值进行约束来求解***，但代价是残差。
为了获得数据贡献的显著减少，优选地在调制前从在中部的每一侧上的至少一个导频受益，而不落在所生成信号的中部中。为此，如下定义的携带导频样本的第一个样本和最后一个样本的索引：
应被选择为使得
和
至少等于1。通过每侧上的2个导频可以获得更好的结果，即
和
至少等于2。但是，找到的解可能会显示专门针对这些样本的高幅值。同样，另选方案是在限制导频的幅值的同时对***求解。
幽灵导频的用于消除对所生成信号的中部的全部或部分的数据贡献的应用只能来自权衡。实际上，当通过在中部***导频来减少数据贡献时，那些导频很容易扩展到中部外，即，扩展到数据段。只要导频的整体贡献保持不变，这对于解调来说不是问题。但在本例中，调零操作打破了幽灵导频分量的正交性。结果，解调样本可能因导频贡献而劣化。当***未定而导致具有大幅值的幽灵样本时尤其如此。还应注意，解调数据也因***短OFDM导频而劣化。
参考图5，在一个实施方式中提出了***幽灵导频样本以便生成与调零之后***的短OFDM符号非常相似的信号。
这种方法的两个主要优点是：
-由于使用幽灵导频产生的信号与OFDM导频符号非常相似，因此调零带来的扰动完全或部分补偿了调零后***OFDM导频造成的误差；
-以及引入幽灵导频以获得与***的OFDM信号非常相似的信号显著降低了在OFDM导频的调零和***后的幅值不连续性，从而减少了OOB辐射。
模拟OFDM导频符号的幽灵导频样本集被获得作为以下线性***的解：Cpp p＝s-Cpd d。
在上面的线性***中可以注意到，在检索到对相同样本的数据贡献之后，计算出的幽灵导频类似于***的样本。这确实是对数据和导频样本进行调制的总体结果，其构建了将被短OFDM导频替换的样本的形状。
由于(N0，K0)矩阵Cpp是满秩的且其行多于列，因此相应的***没有精确解。在这种情况下，通常计算最小二乘解：
如前所述，重要的是要从调制前中部的每一侧上而不是落在所生成信号的中部的至少一个导频受益，以便对***的样本显著地进行数学运算。但是，可能会出现找到的解决方案可以显示出专门针对这两个样本的高幅值。然后，另选方案是通过限制导频的幅值来对***求解。
在一个实施方式中，仅作为对解调所***OFDM符号的结果或者与数据样本组合，简单地生成幽灵样本。
在一个另选实施方式中，将幽灵导频样本的初始值设置为根据前面实施方式中提到的解决方案计算的矢量。然后更新导频两侧的样本以进一步减少OOB。
由于OFDM正交性的改变，调零操作在接收器处引入了性能劣化。在所提出的解决方案的另一个实施方式中，原始数据样本的集合在调制之前被更新以便最小化接收器处的劣化。这种更新被称为数据预编码。
在第一种情况下，假设导频样本被简单地设置为零。在实际生成DFT-扩展-OFDM符号之前，发射器更新数据矢量，以便在接收器处补偿调零的影响和导频样本的贡献。此后计算导频样本对有用数据的贡献。在接收器处，首先使用矩阵Dm对信号进行OFDM解调，其中，只保留中部的贡献
Dmp＝D(ModSubCarrierMask，PilotPoSMaSkAfter)
其中，PilotPosMaskAfter对应于所生成信号中的R个导频样本的长度为N的索引矢量。在均衡之后，使用矩阵Ed对解调样本进行解扩，其中，只保留解调矢量的后部和前部的结果。因此，使用(Kd，R)矩阵Fp＝EdDmp计算OFDM导频对有用数据的位置的解调结果。预编码数据集被获得作为以下线性***的解：Gz dupdated＝doriginal-Fp s where dupdated，其中，dupdated是应用预编码后的信息数据集，doriginal是原始信息数据集。
在上述线性***中，计算新数据矢量以补偿调零操作带来的劣化、以及导频***带来的劣化。该分量也可以在接收器处检索。由于矩阵Gz是满秩的，因此可以使用任何适当的算法来计算更新后的样本矢量。
在另一个实施方式中，可以以小性能劣化为代价来减小更新后的数据的矢量的大小以降低复杂性。
可以更新数据矢量以补偿幽灵导频的影响和OFDM导频的***。在这种情况下，该***几乎与前一个***相似，不同之处是需要将幽灵导频对使用矩阵Gzp＝Fz Cdp计算的解码数据的贡献添加到要补偿的分量中，其中Cdp＝Bdm Ap。
新数据集被获得作为以下线性***的解：Gz dupdated＝doriginal-Fp s-Gzp p。
在一个实施方式中，为了更好的性能而联合实现幽灵导频和预编码数据的计算，但是代价是复杂性增加。
假设调制前在中部两侧***Pa个幽灵样本(总共2×Pa个样本)。计算幽灵样本以实现对于调制后中部两侧的Pb个样本与***的OFDM导频的相等性(总共2×Pb个样本)。该操作可以单独执行，也可以与调零和导频***的补偿组合执行。这里，在该更一般的情况下描述了该算法。
首先在考虑有用数据和幽灵样本的情况下，考虑使用从A中提取的(K，Kd+2×Pa)矩阵计算的扩展操作：
Ade＝A(：，ExtendedDataPosMaskBefore)，
其中，ExtendedDataPosMaskBefore与用2×Pa个幽灵样本增强的Kd个有用数据的长度为K的索引矢量对应。在扩展和添加空子载波之后，使用从Bdm提取的(Nd，K)矩阵对样本进行OFDM调制。总体而言，从(Nd，Kd+2×Pa)矩阵Cdde＝Bdm Ade得到利用原始矢量的幽灵样本增强的前部和后部对所生成信号的前部和后部的贡献。
在接收器处，首先使用矩阵Dmd对信号进行OFDM解调。在使用信道估计的结果进行均衡之后(假设完美的信道估计，具有理想的迫零均衡且没有附加噪声)，使用(K，K)矩阵Ed对解调样本进行解扩。因此使用(K，Nd)Fz矩阵执行解调。
总体而言，使用(Kd，Kd+2×Pa)矩阵Gze＝Fz Cdde来计算在考虑使用调零应用的情况下对利用幽灵样本增强的有用数据进行解调的结果。
为了保证幅值相等，首先需要计算有用数据加上幽灵样本对调制后中部两侧的Pb样本的贡献。起点是矩阵Ade，它在考虑用幽灵样本增强的有用数据的情况下执行扩展操作。在扩展和添加空子载波之后，使用矩阵Bm对样本进行OFDM调制，其中，仅保留中部两边缘的样本：
Bpm＝B(GhostPosMaskAfter，ModSubCarrierMask)
其中，GhostPosMaskAfter与调制后在中部边缘上选择的2×Pb个样本的长度为N的索引矢量对应，保证与***的OFDM导频的相应样本相等。
总体而言，从(2×Pb，Kd+2×Pa)矩阵Cedp＝Bpm Ade获得利用2×Pa幽灵样本增强的原始矢量的前部和后部对调制后的中部边缘的贡献。
s-表示希望获得与在调制更新后的数据和2×Pa个幽灵样本后获得的相应样本相等的导频样本的矢量：
s-＝[s0，...，sPb-1，sR-Pb-1，...，sR-1]T
x+表示用2×Pa个幽灵样本增强的有用数据的矢量：
d+＝[d0，...，dJ1-1，p0，...，pPa-1，pPa，...，pK0-Pa+1，dJ1，...，dKa-1]T。
更新后的数据和幽灵样本被一起获得作为以下(Kd+2×Pb，Kd+2×Pa)***的解：
为了保证存在至少一个解，要求选择Pb≤Pa。就像数据更新操作一样，可以减少更新后的数据的数量，以降低计算成本，但代价是性能劣化。
Claims (18)
1.一种发送在要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的方法，所述无线电信号旨在由包括至少一个发送模块的发射器发射，所述至少一个发送模块被配置为至少在K个不同子载波上发送，K和Kd为严格正整数，Kd严格小于K，所述无线电信号通过以下步骤提供：
-确定K个样本(A0；...；AK-1)的块中的第一位置J1和第二位置J2，使得K个样本的块包括：
o要发送的Kd个数据样本；
o以及K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)；
o且J2-J1+1＝K0，且Kd+K0＝K；
-对K个样本的块A＝(A0；...；AK-1)应用DFT-扩展-OFDM-类型方案，并且获得表示包括无线电信号中的N个复合样本Sn的符号的输出信号，且n＝0到N-1；
-基于J1、J2、K和N在输出信号中确定第一位置T1和第二位置T2，使得：
o T2-T1＝R，且R为严格正整数；
-在输出信号中，将所述第一位置T1和所述第二位置T2之间的R个复合样本(ST1；...；ST2)的值设置为零，以获得更新后的输出信号；
-在所述更新后的输出信号的所述第一位置T1和所述第二位置T2之间***S个参考样本，S为严格正整数，且R＝S+L，其中L为正整数或0，以获得表示混合符号的后续信号，包括：
-对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每一个，无线电信号中的复合样本Sn，所述复合样本形成所述混合符号的数据段；
o对于n＝[T1+L；T2]中的每一个，所述无线信号中的参考样本RSn，所述参考样本形成所述混合符号的参考段；
-考虑到发送与表示附加有环前缀的所述混合符号的信号相对应的无线电信号，对所述混合符号附加形成所述混合符号的至少部分的循环前缀的G个样本，以获得表示附加有所述循环前缀的混合符号的信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述更新后的输出信号的所述第一位置T1和所述第二位置T2之间***S个参考样本以获得后续信号还包括：在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间***L个循环前缀样本，使得所述后续信号包括：
o对于n＝[T1；T1+L-1]中的每一个，所述无线电信号中的循环前缀样本CPRSn，所述循环前缀样本形成所述混合符号的所述参考段的循环前缀。
3.根据权利要求1所述的方法，所述方法还包括以下步骤：在对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案并获得所述输出信号之前，将所述K个样本的块中的所述第一位置J1和所述第二位置J2之间的K0个连续样本的值设置为零。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述K个样本的块中的所述K0个连续样本的至少部分是在对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案并且获得所述输出信号之前通过以下步骤获得的：
(a)获得K个样本(A’0；...；A’K-1)的多个临时块，所述K个样本的每个临时块包括：
-要发送的Kd个数据样本，以及
-K0个临时连续幽灵样本(A’J1；...；A’J2)；
(b)对于K个样本的每个临时块，确定作为对所述K个样本的所述临时块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的所述R个复合样本S’n的至少部分的值；
(c)对于K个样本的每个临时块，确定与所述K个样本的所述临时块相关联的、指示以下之间的相似度水平的标准：
-所述R个复合样本S’n的至少部分的所述值，以及
-空值；以及
(d)基于K个样本的所述临时块中的每个的值和在(c)中确定的每个标准，确定所述K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分，使得作为对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的R个复合样本Sn中的至少部分的值表现出与空值的优化的相似度水平。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，确定所述K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分的步骤包括：应用最小二乘法。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述K个连续样本的块中的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)中的至少部分是幽灵导频类型的幽灵样本。
7.根据权利要求5所述的方法，其中，在对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案并且获得所述输出信号之前，通过以下步骤确定所述K个连续样本的块中的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的至少部分：
-获得参考信号，所述参考信号包括附加有要***的L个循环前缀样本的要***的S个参考样本，
-对所述参考信号应用逆DFT-扩展-OFDM-类型方案以获得包括K个解调样本的块的解调参考信号，所述K个解调样本的块包括K0个连续解调样本，
-并且将所述K0个连续解调样本的至少部分***到所述K个样本的块中作为形成所述K0个连续样本的至少部分的幽灵导频类型的幽灵样本。
8.根据权利要求6所述的方法，其中，在对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案并且获得所述输出信号之前，通过以下步骤确定所述K个连续样本的块中的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的至少部分：
(a)获得K个样本(A”0；...；A”K-1)的多个临时混合块，所述K个样本的每个临时混合块包括：
-要发送的所述Kd个数据样本，以及
-幽灵导频类型的K0个临时连续幽灵样本(A”J1；...；A”J2)；
(b)对于K个样本的每个临时块，确定作为对所述K个样本的临时混合块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的所述R个复合样本S”n的至少部分的值；
(c)对于所述K个样本的每个临时混合块，确定与所述K个样本的所述临时混合块相关联的、指示以下之间的相似度水平的标准：
-所述R个复合样本S”n的至少部分的所述值，以及
-附加有要***的所述L个循环前缀样本的要***的S个参考样本的至少部分的值；以及
(d)基于所述K个样本的所述临时混合块和在(c)中确定的每个标准，确定所述K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分，使得作为对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的所述R个复合样本Sn的至少部分的值表现出与附加有要***的L个循环前缀样本的要***的所述S个参考样本的至少部分的值的优化的相似度水平。
9.根据权利要求8所述的方法，所述方法还包括以下步骤：
(e)获得K个样本(A’0；...；A’K-1)的多个临时块，所述K个样本的每个临时块包括：
-要发送的Kd个数据样本，以及
-K0个临时连续幽灵样本(A’J1；...；A’J2)；
(f)对于K个样本的每个临时块，确定作为对所述K个样本的临时块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的所述R个复合样本S’n的至少部分的值；
(g)对于K个样本的每个临时块，确定与K个样本的所述临时块相关联的、指示以下之间的相似度水平的标准：
-所述R个复合样本S’n的至少部分的所述值，以及
-空值；以及
(h)基于所述K个样本的所述临时块中的每个的值和在(g)中确定的每个标准确定K0个连续样本的至少部分，使得作为对所述K个样本的块应用所述DFT-扩展-OFDM-类型方案的结果的、针对在所述第一位置T1和所述第二位置T2之间获得的n＝[T1；T2]中的每一个的所述R个复合样本Sn的至少部分的值表现出与空值的优化的相似度水平。
(i)基于(h)中确定的K0个连续样本的所述至少部分，更新所述K个样本的块的所述K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)的所述至少部分。
10.根据权利要求4、5或9中的任一项所述的方法，其中，更新所述K个样本的块中的所述K0个连续样本的至少部分的值包括：
-确定所述K个样本的块中的第三位置J1+Pa1和第四位置J2-Pa2，使得所述K0个连续样本包括：
o Pa1个连续样本的前部(AJ1；...；AJ1+Pa1)；
o中部(AJ1+Pa1+1；...；AJ2-Pa2-1)；
o Pa2个连续样本的后部(AJ2-Pa2；...；AJ2)，
Pa1、Pa2为正整数，并且Pa1+Pa2严格劣于K0，
-以及更新所述K0个连续样本的所述前部和所述后部的样本的值。
11.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中，预定参考样本是通过对CAZAC序列应用OFDM类型方案来生成的。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述预定参考样本是通过对Zadoff-Chu序列应用OFDM类型方案来生成的。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一位置J1和所述第二位置J2之间的所述K0个连续样本为幽灵样本，确定所述Kd个数据样本的至少部分的值以补偿所述K0个幽灵样本对所述混合符号的数据段的贡献。
14.根据权利要求1所述的方法，其中，J1、J2、T1、T2关于彼此被定义为：
且
其中，w1和w2中的每个都是非负整数。
15.一种用于确定传播信道的信道估计的方法，所述传播信道用于发送关于根据权利要求1所述的方法发射的、通过所述传播信道传输的并且由被配置为在至少K个不同子载波上有效的接收器接收的无线电信号，K为严格正整数，所述方法包括以下步骤：
-基于接收到的无线电信号，获得包括形成附加有G个样本的混合符号的N个样本的信号，所述G个样本形成所述混合符号的至少部分的循环前缀，
-获得所述信号中的第一位置T1和第二位置T2，且T2-T1＝R，R为严格正整数，R＝S+L，且L为正整数或0，S为严格正整数，
使得：
o对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每一个，所述信号包括复合样本Sn，所述复合样本形成所述混合符号的数据段；
o对于n＝[T1+L；T2]中的每一个，所述信号包括参考样本RSn，所述参考样本形成所述混合符号的参考段；
-以及至少基于所述混合符号的所述参考段来确定用于发送接收到的无线电信号的所述传播信道的所述信道估计。
16.一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括代码指令，当所述指令由处理器运行时，执行根据权利要求1所述的方法。
17.一种电信设备，所述电信设备包括用于发送在要通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的模块，所述模块包括被配置为在至少K个不同子载波上发送的发射器，K和Kd是严格正整数，Kd严格小于K，所述电信设备还包括处理电路以通过以下处理生成所述无线电信号：
-确定K个样本(A0；...；AK-1)的块中的第一位置J1和第二位置J2，使得所述K个样本的块包括：
o要发送的Kd个数据样本；
o以及K0个连续样本(AJ1；...；AJ2)；
o其中，J2-J1+1＝K0且Kd+K0＝K；
-对K个样本的块A＝(A0；...；AK-1)应用DFT-扩展-OFDM-类型方案，并且获得表示将n个复合样本Sn包括在所述无线电信号中的符号的输出信号，其中，n＝0到N-1；
-基于J1、J2、K和N在所述输出信号中确定第一位置T1和第二位置T2，使得：
o T2-T1＝R，且R为严格正整数；
-在所述输出信号中，将所述第一位置T1和所述第二位置T2之间的所述R个复合样本(ST1；...；ST2)的值设置为零，以获得更新后的输出信号；
-在所述更新后的输出信号的所述第一位置T1和所述第二位置T2之间***S个参考样本，S为严格正整数，R＝S+L，其中L为正整数或0，以获得表示混合符号的后续信号，包括：
o对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每一个，无线电信号中的复合样本Sn，复合样本形成所述混合符号的数据段；
o对于n＝[T1+L；T2]中的每一个，无线电信号中的参考样本RSn，所述参考样本形成所述混合符号的参考段；
-将所述混合符号的至少部分的循环前缀附加到所述混合符号，以获得表示附加有所述循环前缀的所述混合符号的信号；以及
-考虑到发送所述无线电信号，生成与表示附加有所述循环前缀的所述混合符号的信号相对应的无线电信号。
18.一种电信设备，所述电信设备包括用于接收通过通信***发送的无线电信号中的至少一组Kd个数据样本的模块，所述模块被配置为在至少K个不同子载波上操作，K和Kd是严格正整数，Kd严格小于K，
所述电信设备还包括处理电路，所述处理电路通过以下方式确定用于将所述无线电信号发送到所述电信设备的传播信道的信道估计，其中，所述无线电信号被接收作为接收到的无线电信号：
-基于所述接收到的无线电信号，获得包括形成混合符号的N个样本的信号，所述混合符号附加有G个样本，所述G个样本形成所述混合符号的至少部分的循环前缀，其中，N和G是严格正整数，
-获得所述信号中的第一位置T1和第二位置T2，其中，T2-T1＝R，R为严格正整数，R＝S+L，L为正整数或0，S为严格正整数，
使得：
o对于n＝[0；T1-1]∪[T2+1；N-1]中的每一个，所述信号包括复合样本Sn，所述复合样本形成所述混合符号的数据段；
o对于n＝[T1+L；T2]中的每一个，所述信号包括参考样本RSn，所述参考样本形成所述混合符号的参考段；
-将所述复合样本Sn的值和形成所述混合符号的至少部分的所述循环前缀的样本的值设置为零以获得包括S个参考样本RSn的更新后的信号；
-对所述更新后的信号应用逆OFDM-类型方案以获得解调信号，所述解调信号包括指示用于发送所述无线电信号的所述传播信道的所述信道估计的连续参考样本的块。
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