CN114584256A - 链路速度协商期间的均衡器训练 - Google Patents
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- 238000012549 training Methods 0.000 title abstract description 31
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 claims abstract description 26
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 23
- 230000006854 communication Effects 0.000 claims abstract description 18
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 22
- 239000000835 fiber Substances 0.000 claims description 15
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 16
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 7
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 6
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 6
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 5
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 208000000044 Amnesia Diseases 0.000 description 1
- 208000026139 Memory disease Diseases 0.000 description 1
- 241000234295 Musa Species 0.000 description 1
- 230000007175 bidirectional communication Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000009432 framing Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 230000013011 mating Effects 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 230000006984 memory degeneration Effects 0.000 description 1
- 208000023060 memory loss Diseases 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
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Abstract
本申请公开了链路速度协商期间的均衡器训练。一种说明性数字通信方法包括：对接收信号进行滤波以提供经滤波的接收信号；从经滤波的接收信号导出码元判决；检测接收信号的波特率；如果波特率高于预定速率，则对滤波器的一个或多个系数进行自适应；以及如果波特率低于预定速率，则抑制频率自适应。该方法可以在接收器中实现，接收器具有：滤波器，以将接收信号转换为经滤波的接收信号；判决元件，耦合到滤波器以导出码元判决；波特率检测器，以检测接收信号的波特率；以及自适应模块，使得如果波特率高于预定速率，则对滤波器的一个或多个系数进行自适应，如果波特率低于预定速率，则波特率检测器抑制自适应。
Description
背景技术
各种标准已经被制定以支持设备之间更快传输更大数据量的需求。光纤信道是国际信息技术标准委员会(INCITS)为在存储区域网络(SAN)中使用而建立的一个此类标准，提供自1993年以来大约每三年增加一倍的数据传输速率。该演进的一个结果是给定网络中的各种设备可能采用多代标准。为了实现网络硬件的逐步升级，光纤信道标准建议每个设备应当至少提供稍前两代标准的反向兼容性，并指定链接设备可以采用的链接速度协商方法的机制，以确定该链接上的两个设备支持的最高速度。
除其他事项外，链路速度协商包括以逐渐降低的速度发送训练信号，直到接收器确定可以令人满意地接收信号并相应地通知发射器。就其本身而言，接收器循环访问其支持的速度，测试其支持的速度中是否有任何速度与当前传输的训练信号相匹配。使用具有自适应均衡器的接收器尝试此类协商的结果之前没有被提出。
发明内容
因此，本文公开了一种通信方法、接收器以及数据恢复和重新调制设备，其各自在链路速度协商期间提供改进的均衡训练。数字通信方法的一个说明性示例包括：对接收信号进行滤波以提供经滤波的接收信号；从经滤波的接收信号导出码元判决；检测接收信号的波特率；如果波特率高于预定速率，则对滤波器的一个或多个系数进行自适应；以及如果波特率低于预定速率，则抑制频率自适应。
一种接收器的说明性示例包括：滤波器，用于将接收信号转换为经滤波的接收信号；判决元件，耦合到滤波器以导出码元判决；波特率检测器，用于检测接收信号的波特率；以及自适应模块，用于如果波特率高于预定速率，则对滤波器的一个或多个系数进行自适应，如果波特率低于预定速率，则波特率检测器抑制自适应。
一种数据恢复和重新调制设备的说明性示例包括：接收器，用于从接收信号恢复数据流；以及发射器，发射器耦合到接收器，以重传数据流。该接收器包括：自适应均衡器，自适应均衡器将接收信号转换为均衡信号；判决元件，判决元件从均衡信号导出码元判决；波特率检测器，波特率检测器检测接收信号的波特率，并当波特率低于预定速率时抑制自适应均衡器的自适应。
前述示例中的每一者可以单独或组合地实现，并且可以以任何合适的组合来用以下特征中的一者或多者来实现：1.对接收信号数字化。2.周期性地计算与预定速率相对应的频率变换系数；以及确定频率变换系数的幅度是否超过预定幅度。3.该检测包括：周期性地捕获码元判决的序列；以及确定序列是否包括任何模式的替代码元。4.该检测包括连续地监视码元判决以寻找替代码元的序列。5.在光纤信道初始过程的链接速度协商阶段期间执行该检测。6.使用定时回路使码元时钟信号与接收信号匹配，定时回路启用频率跟踪和相位跟踪；以及如果波特率低于预定速率，则抑制频率跟踪。7.码元时钟信号发生器，无论检测到的波特率如何，码元时钟信号发生器都以最高支持波特率生成码元时钟。8.使用码元时钟信号重传数据流。
附图说明
图1是说明性光纤信道线缆的立体视图。
图2是说明性线缆的功能框图。
图3是说明性数据恢复和重新调制(DRR)设备中的接收器的框图。
图4是说明性DRR设备中的发射器的框图。
图5是说明性定时恢复回路的框图。
图6是用于说明性链路速度协商的时间线。
图7A-图7C是具有不同波特率的信号的说明性频谱图。
图8是说明性均衡器训练方法的流程图。
具体实施方式
尽管在附图和以下描述中提供了特定实施例，但是请记住它们不限制本公开。相反，它们为普通技术人员提供用于辨别包含在所附权利要求书的范围内的替代形式、等效方案和修改的基础。
图1是说明性光纤信道线缆的立体视图，该光纤信道线缆可以用于在路由网络中的设备之间提供高带宽通信链路。路由网络可以是例如互联网、广域网、存储区域网络或局域网或者包括例如互联网、广域网、存储区域网络或局域网。链接设备可以是计算机、交换机、路由器、存储***等。
线缆包括经由电绳106中的光纤连接的第一连接器100和第二连接器101。连接器100、101是可插拔模块(例如，小形状因子可插拔“SFP”、双密度SFP“SFP-DD”或四SFP“QSFP”)，该可插拔模块连接到主机设备中的匹配端口以与主机交换电信号。连接器100、101各自包括集成电路***，以在主机侧电信号和线缆侧光信号之间进行转换，以便通过电绳106中的光纤进行传输。
为了更好的性能，构想的集成电路***不仅实现电信号和光信号之间的转换，而且还实现数据恢复和重新调制(DRR)。DRR设备可以包括自适应均衡器，自适应均衡器适应信道和通信电子器件中的变化以将信号裕度最大化、实现更高的数据速率并提高长期可靠性。
DRR设备每一个处理在每个方向上行进的数据流。注意，收发器不仅会在去往主机接口的入站数据流离开线缆时执行这些入站数据流的数据恢复和重新调制，而且会在来自主机接口的出站数据流进入线缆时对执行这些出站数据流的数据恢复和重新调制。
图2是图1的说明性线缆的功能框图。连接器100包括具有电接触件的插头200，电接触件与标准兼容光纤信道端口的接触件配合，以与第一主机设备交换数字通信信号。类似地，连接器101包括具有电接触件的插头201，电接触件与光纤信道端口的接触件配合，以与第二主机设备交换数字通信信号。连接器100包括第一DRR设备202以在连接器100处执行进入和离开线缆的数据流的数据恢复和重新调制，并且连接器101包括第二DRR设备204以在连接器101处执行进入和离开线缆的数据流的数据恢复和重新调制。DRR设备202、204可以是安装在印刷电路板上并且经由电路板迹线连接到插头接触件的集成电路。印刷电路板可以进一步支持光学发射器205以将来自DRR设备的重传信号转换为用于通过电绳106中的光纤传输的光信号，并且支持光电传感器206以将经由电绳106接收的光信号转换为用于DRR设备的电接收信号。
在至少一些构想的实施例中，印刷电路板还各自支持耦合到相应的DRR设备202、204的微控制器单元(MCU)207。MCU设备207经由第一双线总线来配置DRR设备的操作。在通电时，MCU设备207将均衡化参数从闪存存储器208加载到DRR设备的配置寄存器209中。主机设备可以经由第二双线总线来访问MCU设备207，该第二双线总线根据I2C总线协议和/或更快速的MDIO协议来进行操作。如下文进一步讨论，利用对MCU设备207的该访问，主机设备可以调整线缆的操作参数并监测线缆的性能。
每个DRR设备202、204包括用于与主机设备通信的面向主机的发射器和接收器集合220，以及用于经由光学传感器205、206和沿着线缆长度的光纤发送发射信号和接收接收信号的面向线缆的发射器和接收器集合222。所示出的线缆支持由两个单向连接形成的单个双向通信通道LN0，每个单向连接具有专用光纤。
DRR设备202、204任选地包括存储器224，以在发射器和接收器集合220、222之间提供先进先出(FIFO)缓冲。嵌入式控制器228通过例如，设置初始均衡化参数并且确保在使发射器和接收器能够进入数据传输阶段之前完成协商和链路训练，来协调发射器和接收器的操作。嵌入式控制器228采用寄存器集合208来接收命令和参数值并提供潜在地包括状态信息和性能数据的响应。
在至少一些构想的实施例中，面向主机的发射器和接收器集合220采用线缆独立的固定均衡化参数，即，它们不是在逐个线缆的基础上定制的。面向线缆的发射器和接收器集合222优选地采用在逐个线缆的基础上定制的取决于线缆的均衡化参数。取决于线缆的均衡化参数可以是自适应的，其中在线缆制造商测试期间确定初始值。均衡化参数可以包括用于发射器中的预均衡器滤波器的滤波器系数值、以及用于接收器的增益和滤波器系数值。
图3和图4是说明性接收器和说明性发射器的框图，该说明性接收器和说明性发射器可以是集合220、222的构件。在图3中，接收器300接收模拟电信号(CH_IN(信道_输入))并将其提供给任选的低噪声放大器(LNA)301。如果被包括，则LNA 301提供高输入阻抗以使信道负载最小化并放大所接收的电信号以驱动连续时间线性均衡(CTLE)滤波器302的输入。CTLE滤波器302提供连续时间滤波以防止混叠并任选地对信号频谱整形。模数转换器(ADC)303根据码元时钟信号304对接收信号进行采样和数据化。
数字前馈均衡(FFE)滤波器306可以用于减少数字化接收信号中的前码间干扰(leading intersymbol interference)。经滤波的接收信号与反馈信号结合以向判决元件(decision element)308提供均衡信号。反馈滤波器(FBF)对来自判决元件的码元判决进行滤波以产生反馈信号，该反馈信号校正经滤波的接收信号中的后码间干扰(trailingintersymbol interference)。该均衡和检测布置称为判决反馈均衡(DFE)，并且它产生码元判决流。一些接收器变型在FFE 306和FBF 310中采用过采样。
判决元件308的输入和输出可以被区分以提供误差信号供自适应模块312和时钟恢复模块314使用。自适应模块312使用误差信号来优化FFE306和FBF 310的系数。时钟恢复模块314通常结合码元判决使用误差信号来导出码元时钟信号304。
串并转换电路316将数字数据流比特或码元分组为块，以使得随后的芯片上操作能够使用较低的时钟速率。码元或数据块被放置在数字接收总线(RXD)上，以便重新调制并由发射器发射到信道的远端。所接收的数据流可以被结构化为一序列帧，每个帧具有报头和有效载荷。帧报头中的一个或多个字段可以包含反向信道信息，并且如果是这样，提取模块318检测那些字段并提取反向信道信息以供本地使用。作为一个示例，反向信道信息可以包括用于由本地发射器使用的预均衡滤波器的自适应信息。
除了优化FFE和FBF系数之外，自适应模块312可以进一步确定CTLE滤波器302和远程发射或“预均衡”滤波器406的调整。自适应模块输出本地生成的信息(LOCAL_INFO(本地_信息))，其包括发射滤波器系数调整和收敛状态。在***支持使用反向信道的情况下，本地_信息被提供给以相反方向在数据通道上进行通信的本地发射器400(图4)。本地发射器400经由反向信道将发射滤波器调整和收敛状态传送到信道_输入信号的源。在那种情况下，接收到的信号包括来自信道_输入信号的源的反向信道信息。提取模块318检测反向信道信息(BACK_INFO(反向_信息))并将其传递至本地发射器400。一旦实现收敛，接收器400就准备好开始正常操作。
图3进一步示出了ADC 303的输出上的信号抽头，标记为“CAPT.INFO(捕获.信息)”。训练控制器可以周期性地缓冲和捕获用于波特率检测的数字化接收信号的间隔。在其他变型中，可以从接收链中的其他点捕获信号，诸如FFE输出处的经滤波的接收信号、判决元件输入处的均衡信号或判决元件输出处的码元判决。
如图4所示，捕获.信息、反向信息和本地信息被传送到作为本地发射器400的一部分的训练控制器401，尽管训练控制器401可以被实现为嵌入式控制器228的一部分。发射器400接收信道比特或码元的块，以便传输至信道_输入信号的源(图3)。在正常操作期间，多路复用器402将来自远程源的(在TXD总线上接收的)信道比特或码元的块提供给并串转换(P2S)电路404。P2S电路404将这些块转换为数字数据流。发射滤波器406(也被称为预均衡滤波器)将数字数据流转换为具有频谱整形的模拟电信号，以对抗信道劣化。驱动器408放大模拟电信号以驱动信道输出(CH_OUT(信道_输出))节点。
在链接速度协商和均衡器训练阶段期间，多路复用器402阻挡来自TXD总线的信息，替代地将来自训练控制器401的训练信号提供给P2S电路404。训练控制器401基于从本地接收器300接收的收敛状态和发射滤波器系数调整(本地_信息)来生成具有字段值的训练信号。也就是说，除了训练模式之外，训练帧可以包括要由信道的远端使用的反向信道信息。注意，即使在本地接收器指示已经发生滤波器收敛之后，训练控制器401也可以延长训练阶段以跨信道的每个链路来协调训练阶段定时。
训练控制器401进一步接受由本地接收器300从所接收的由远程节点发送的训练帧中提取的任何反向信道信息(“反向_信息”)。训练控制器401将相应的调整应用于发射滤波器406的系数。在训练阶段结尾时，多路复用器402开始将TXD块转发到P2S电路404。
图5示出了被表示为模数转换器303和检测模块502的说明性接收器的定时回路。ADC 303在与码元时钟信号512中的转换相对应的采样时间处对模拟接收信号501进行采样，从而向检测模块502提供数字接收信号。检测模块502从数字接收信号导出码元判决，任选地采用诸如上述判决反馈均衡、序列检测或一些其他形式的码元检测的均衡。所得到的码元判决流503可以提供为并行化的码元流，以便由“芯片上”电路***处置，例如，进行误差校正和FIFO缓冲。
检测模块502包括一些形式的定时误差估计器以生成定时误差信号504。任何合适的设计都可以用于定时误差估计器，例如，包括“bang-bang”或比例相位检测器。在共有的专利US10,447,509“基于预补偿器的时钟恢复量化(Precompensator-based quantizationfor clock recovery)”中陈述了一种合适的定时误差估计器，该专利通过引用方式被整体并入本文。可以在公开文献中找到其他合适的定时误差估计器，公开文献包括，例如Mueller的“数字同步数据接收器中的定时恢复(Timing Recovery in DigitalSynchronous Data Receivers)”，IEEE通信期刊，1976年5月，第24卷第5号，以及Musa的“高速波特率时钟恢复(High-speed Baud-Rate Clock Recovery)”多伦多大学论文，2008年。
在图5中，定时误差信号504经由两个反馈路径耦合，以统计地将定时误差信号504的幅度或能量最小化的方式控制相位插值器510。在第一反馈路径中，定时误差信号以相位系数(KP)进行缩放并由相位误差累加器514进行整合，以提供相位误差信号(作为控制信号供应给相位插值器510)。在第二反馈路径中，定时误差信号以频率系数(KF)进行缩放并由“泄漏”频率误差累加器516进行整合，以获得频率偏移信号。泄漏频率误差累加器516在每个整合周期中将频率偏移信号乘以(1-KL)，其中KL是导致逐渐的存储器丢失的泄漏系数。加法器518将频率偏移信号与经缩放的定时误差信号相加，将总和供应给相位误差累加器514。
相位插值器510还接收来自锁相环(PLL)508的时钟信号。控制信号使相位插值器510通过以使定时误差信号504的预期值最小化的方式调整时钟信号的相位来产生码元时钟信号。换句话说，控制信号补偿时钟信号相对于模拟接收信号501的频率偏移和相位误差两者，由此将码元时钟信号512与模拟接收信号中的数据码元相位对齐。
由PLL 508产生的时钟信号是来自参考振荡器506的参考时钟信号的倍频版本。压控振荡器(VCO)526将时钟信号供应给相位插值器510和多模除法器528两者，多模除法器328将时钟信号的频率除以可变模数N。计数器将分频时钟信号供应给相位频率检测器(PFD)522。PFD 522可以使用电荷泵(CP)作为确定哪个输入(即，分频时钟信号或参考时钟信号)具有比另一者更早或更频繁的转换的部分。低通滤波器524对PFD 522的输出进行滤波以向VCO 526提供控制电压。选择滤波器系数，使得分频时钟与参考振荡器相位对齐。
定时误差信号504被耦合以经由第三反馈路径来控制多模除法器528。第三反馈路径包括分频比缩放系数(KD)和分频比误差累加器520，其将分频比控制信号供应给增量累加调制器(DSM)530。DSM 530将分频比控制信号转换为模选择信号的脉冲，该模选择信号在模的值(诸如N和N+1)之间进行选择。脉冲密度控制分频器528在N与N+1之间实现哪个分数值，从而能够非常精细地控制供应给插值器510的时钟频率。分频比控制信号调整时钟信号相对于模拟接收信号501中的数据的频率偏移，基本上降低从相位插值器510需要的相位旋转速率。
泄漏累加器516提供的频率偏移校正使得第二反馈路径能够提供快速响应，同时使得频率偏移信号在更长的时间尺度上趋于零。分频比误差累加器520与锁相环508的低通滤波器524结合，在更长的时间尺度上操作以克服泄漏累加器516的存储器损失。在稳态或缓慢变化的条件下，频率偏移校正由第三反馈路径提供。在频率偏移变化较快的条件下，由第一反馈路径和第二反馈路径提供更多的瞬态校正。在频率跟踪是不必要的情况下(例如，码元时钟信号提供接收信号的过采样)，可以通过例如，将KD和任选的KF系数设置为零来暂停频率跟踪。
在前面说明性实施方式的上下文中，我们现在转到在符合不同代光纤信道标准的主机设备之间建立光纤通道链路的链路速度协商阶段。根据该标准，链路速度协商包括发射器以逐渐降低的速度发送训练信号，直到接收器确定可以令人满意地接收信号并相应地通知发射器。就其本身而言，接收器循环访问其支持的速度，测试是否有任何速度与当前传输的训练信号相匹配。
因此，例如，给定主机的光纤信道端口可以支持“16GFC”速度，其中使用具有64b66b线路代码和符合标准的组帧和通信协议的非归零(NRZ)信令以14.025千兆波特的线路速率传输数据流，以提供每秒1600兆字节的标称吞吐量。根据该标准，主机可以进一步支持稍前两代“10GFC”和“8GFC”。10GFC使用具有64b66b线路代码的NRZ信令以10.51875千兆波特的线路速率传输，以提供每秒1200兆字节的标称吞吐量。8GFC使用具有8b10b线路代码的NRZ信令以8.6千兆波特的线路速率传输，以提供每秒800兆字节的标称吞吐量。
如图6的线路602所表示的，在链路速度协商期间，此类主机中的发射器将在三个支持的速度之间循环，以为约154ms的预定间隔604维持每个速度，但允许在不同速度之间有毫秒的过渡时间，在此过渡时间期间链路可能安静或不稳定。该主机可以经由I2C/MDIO总线将速度变化通知其本地可插拔模块，使得接收器可以根据需要配置其均衡器。然而，该标准没有为本地可插拔模块提供类似地警告远程可插拔模块的边带信号。
尽管存在这种情况，但线缆应当能够从该主机与远程主机中的可插拔模块进行通信，该远程主机支持例如“64GFC”、“32GFC”和“16GFC”。64GFC使用具有256b257b线路代码的PAM4信令以28.9千兆波特的线路速率传输，以提供每秒6400兆字节的标称吞吐量。(但是，请注意，64GFC使用NRZ信令进行链路速度协商。)32GFC使用具有256b257b线路代码的NRZ信令以28.05千兆波特的线路速率传输，以提供每秒3200兆字节的标称吞吐量。如图6的线路606所示，远程可插拔模块和主机的接收器循环访问支持的速度中的每个速度，尝试以发射间隔604的约1/3的预定间隔608接收每个速度。
图7A-图7C比较了不同速度的频谱内容。64GFC和32GFC各自使用高于28千兆波特的线路速率，并且预期将呈现诸如图7A所示的频谱，从略高于零到其略高于14GHz的奈奎斯特频率基本平坦。(信道可能会使较高的频率有些许衰减，但在奈奎斯特频率处仍应有大量的信号能量。)
相反，图7B示出了使用14.025千兆波特的线路速率的16GFC信令的预期信号频谱。此处，信号能量在7.013GHz的奈奎斯特频率之上下降到微不足道。图7C示出了使用10.51875千兆波特的线路速率的10GFC的预期信号频谱。此处，信号能量在5.26GHz之上下降到微不足道。
在更高频率处缺乏信号能量可能会妨碍自适应均衡方法正确执行，并且确实可能会导致自适应系数值发散到使方案收敛不可行的点。期望在高频下存在信号能量不足的情况下并且在均衡器支持过采样的情况下禁用系数自适应，进一步期望在较低速度下禁用信号的频率跟踪。
换句话说，信号频谱为接收器(或更具体地，训练控制器或嵌入式控制器)提供了一种确定波特率的方法。如果在14GHz处存在显著的信号能量，则当与低频信号能量的预定阈值或预定部分进行比较时，接收器可以确定波特率为28千兆波特(或更高)。如果在7GHz而不是在14GHz处存在显著的信号能量，则接收器可确定波特率为14千兆波特。如果在7GHz处不存在显著的能量，则接收器可以确定波特率为10.5千兆波特或更低。
接收机可以周期性地确定这些频率或类似频率下的接收信号的信号能量，并且在更高频率(例如，在14GHz)存在信号能量的情况下启用自适应和频率跟踪，以及如果在较高频率处确定信号能量不显著则抑制自适应和频率跟踪。因此，波特率检测可以通过训练控制器401或嵌入式控制器228的固件或专用集成电路***来实现。在一些实施方式中，可以抑制某些滤波器系数的自适应，而允许其他系数继续自适应，例如，可以连续地启用自适应增益控制。
图8是可以在光纤信道收发器中实现的说明性数字通信方法的流程图。在框802中，控制器在禁用自适应的情况下使用默认初始系数启用接收器。在至少一些实施方式中，在数字定时回路中也禁用频率跟踪。接收器在建立链路的链路速度协商阶段期间开始对模拟接收信号进行数字化。数字化接收信号被均衡化，并且以通常的方式转换为码元判决。收发器可以尝试帧同步、误差校正、缓冲和到主机的重传，以上文关于图6所描述的间隔循环访问在数字域中支持的速度参数。在此类操作不成功的情况下，收发器可以简单地将码元判定流或替代地数字接收信号转换为模拟形式以用于重传。
在框804中，进一步的举动被延迟，直到定时器已经过去。定时器可以是例如，10毫秒。一旦定时器过去，在框806中，控制器捕获一段数字接收信号，或者在替代实施方式中，捕获一段码元判决流。在框808中，控制器处理捕获的数据，以执行波特率检测。例如，控制器可以执行捕获的数字接收信号的快速傅里叶变换(FFT)，以确定在7GHz和/或14GHz处的频率变换系数的幅度是否超过预定阈值，或者在一个或多个低频下超过变换系数的幅度的预定分数(例如，20％)。虽然可以使用全FFT，但是一些实施方式可以执行“单点”FFT以仅计算期望的变换系数。低频信号能量可以由与光纤信道收发器可以采用的最低波特率相对应的系数或低于光纤信道收发器可以采用的最低波特率的系数表示(例如，当前收发器支持的最低波特率的1/4)，当前收发器可以与光纤信道收发器进行通信。
作为另一个波特率检测示例，控制器可以搜索捕获的码元判决以寻找高频模式(例如，{1,0,1}或{0,1,0})，因为波特率低于码元时钟率一半的信号应当主要显示复制的或多重复制的码元。有效数字(例如，在128码元窗口中大于8个此类模式)的存在可以被视为指示大于28GHz(64GFC或32GHC速度)的波特率。
在框810中，控制器可以确定检测到的波特率是否与先前检测到的波特率不同，从而指示发射器最近已转换到该波特率。如果不是，或者如果波特率缺少自适应期望的高频内容，则控制器返回到框804。否则，在框812中，控制器启用均衡器系数的自适应(并且，在某些实现方式中，启用频率跟踪以改进码元时钟与接收信号的同步)。当自适应被启用时，接收器继续像以前一样操作，对接收信号进行均衡并且检测码元、尝试帧同步、误差校正和缓冲，并将数据重传到主机。接收器在前面关于图6描述的间隔期间循环访问所支持速度的线路代码和其他参数。框814使得自适应能够继续，直到第二定时器已经过去。第二定时器可以显著长于第一定时，比如说120毫秒。
一旦定时器过去，在框816中，控制器禁用自适应并返回框804。该过程重复，直到接收器能够实现帧同步并确定误差率在可接受的低的程度(或满足某些其他性能度量)，此时相反方向发射器指示支持当前速率，并且可以在链路速度协商完成之后使用。一旦链路的两侧确定两侧支持的最高速度，链路速度协商就完成了。对于64GFC，链路速度协商之后是发射均衡器训练阶段，以在数据传输阶段开始之前优化PAM4码元检测。对于其他速度，数据传输阶段可以在链路速度协商完成后立即开始。
因此，在支持64GFC、32GFC和16GFC的接收器中，如果接收信号波特率为14千兆波特或更高，则可以启用FFE和FBF系数的自适应，如果接收信号波特率较低，则可以禁用FFE和FBF系数的自适应，从而避免在可能发生发散的情况下对系数值进行“训练”。对于较低的、不受支持的速度，接收器可以任选地对接收信号进行过采样，与发射器协作以对模拟中继器进行仿真，在实现或不实现码元检测的情况下对信号进行数字化、滤波和重传。
一旦完全了解以上公开内容，则众多替代形式、等效方案和修改方案对于本领域技术人员将变得显而易见。旨在将权利要求书解释为涵盖包含在所附权利要求书的范围内的所有这些替代形式、等效方案和修改方案。
Claims (22)
1.一种数字通信方法，包括：
对接收信号进行滤波以提供经滤波的接收信号；
从所述经滤波的接收信号导出码元判决；
检测所述接收信号的波特率；
如果所述波特率高于预定速率，则对滤波器的一个或多个系数进行自适应；以及
如果所述波特率低于所述预定速率，则抑制所述一个或多个系数中的至少一个系数的自适应。
2.如权利要求1所述的数字通信方法，其特征在于，所述检测包括：
对所述接收信号进行数字化；
周期性地计算与所述预定速率相对应的频率变换系数；以及
确定所述频率变换系数的幅度是否超过预定幅度。
3.如权利要求1所述的数字通信方法，其特征在于，所述检测包括：
对所述接收信号进行数字化；
周期性地计算与所述预定速率相对应的第一频率变换系数和与较低速率相对应的至少一个频率变换系数；以及
确定所述第一频率变换系数的幅度相对于所述至少一个频率变换系数是否超过预定阈值。
4.如权利要求1所述的数字通信方法，其特征在于，所述检测包括：
周期性地捕获码元判决的序列；以及
确定所述序列是否包括任何模式的替代码元。
5.如权利要求1所述的数字通信方法，其特征在于，所述检测包括连续地监视所述码元判决以寻找替代码元的序列。
6.如权利要求1所述的数字通信方法，其特征在于，在光纤信道初始过程的链接速度协商阶段期间执行所述检测。
7.如权利要求1所述的数字通信方法，进一步包括：
使用定时回路以使码元时钟信号与所述接收信号匹配，所述定时回路启用频率跟踪和相位跟踪；并且
如果所述波特率低于所述预定速率，则抑制频率跟踪。
8.如权利要求1所述的数字通信方法，进一步包括，无论检测到的波特率如何，都：
以接近最高支持波特率的频率生成码元时钟信号；并且
使用所述码元时钟信号以将所述码元判决转换为重传信号。
9.一种接收器，包括：
滤波器，以将接收信号转换为经滤波的接收信号；
判决元件，耦合到所述滤波器以导出码元判决；
波特率检测器，以检测所述接收信号的波特率；以及
自适应模块，使得如果所述波特率高于预定速率，则对所述滤波器的一个或多个系数进行自适应，如果所述波特率低于所述预定速率，则所述波特率检测器抑制所述一个或多个系数中的至少一个系数的自适应。
10.如权利要求9所述的接收器，进一步包括：
模数转换器，以将所述接收信号进行数字化，
其中，所述波特率检测器被配置为周期性地计算与预定速率相对应的频率变换系数，并且确定所述频率变换系数的幅度是否超过预定幅度。
11.如权利要求9所述的接收器，进一步包括：
模数转换器，以将所述接收信号进行数字化，
其中，所述波特率检测器被配置为周期性地计算与所述预定速率相对应的第一频率变换系数和与较低速率相对应的至少一个频率变换系数，并且确定所述第一频率变换系数相对于所述至少一个频率变换系数的幅度是否超过预定阈值。
12.如权利要求9所述的接收器，进一步包括：
存储器，用于周期性地捕获码元判决的序列，
其中，所述波特率检测器被配置为确定所述序列是否包括任何模式的替代码元。
13.如权利要求9所述的接收器，其特征在于，所述波特率检测器被配置为连续地监视所述码元判决以寻找替代码元的序列。
14.如权利要求9所述的接收器，其特征在于，所述波特率检测器被配置为仅在光纤信道初始过程的链接速度协商阶段期间操作。
15.如权利要求9所述的接收器，进一步包括：
定时恢复回路，以使码元时钟信号与所述接收信号匹配，所述定时回路被配置为提供频率跟踪和相位跟踪，
其中，如果所述波特率低于所述预定速率，则所述波特率检测器抑制所述频率跟踪。
16.一种数据恢复和重新调制设备，包括：
接收器，用于从接收信号恢复数据流；以及
发射器，所述发射器耦合到接收器，以重传所述数据流；
所述接收器包括：
自适应均衡器，所述自适应均衡器将所述接收信号转换为均衡信号；
判决元件，所述判决元件从所述均衡信号导出码元判决；
波特率检测器，所述波特率检测器检测所述接收信号的波特率，并当所述波特率低于预定速率时抑制所述自适应均衡器的自适应。
17.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，进一步包括：
模数转换器，用于将所述接收信号数字化，
其中，所述波特率检测器被配置为周期性地计算与所述预定速率相对应的频率变换系数，并且确定所述频率变换系数的幅度是否超过预定幅度。
18.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，进一步包括：
存储器，用于周期性地捕获码元判决的序列，
其中，所述波特率检测器确定所述序列是否包括任何模式的替代码元。
19.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，其特征在于，所述波特率检测器连续地监视所述码元判决以寻找替代码元的序列。
20.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，其特征在于，所述波特率检测器仅在光纤信道初始过程的链接速度协商阶段期间操作。
21.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，进一步包括：
定时恢复回路，所述定时恢复回路使码元时钟信号与所述接收信号匹配，所述定时回路被配置为提供频率跟踪和相位跟踪，
其中，如果所述波特率低于所述预定速率，则所述波特率检测器抑制所述频率跟踪。
22.如权利要求16所述的数据恢复和重新调制设备，进一步包括：
码元时钟信号发生器，无论检测到的波特率如何，所述码元时钟信号发生器都以最高支持波特率生成码元时钟，
其中，所述发射器使用所述码元时钟信号以重传所述数据流。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US17/107,886 | 2020-11-30 | ||
| US17/107,886 US11356302B1 (en) | 2020-11-30 | 2020-11-30 | Equalizer training during link speed negotiation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114584256A true CN114584256A (zh) | 2022-06-03 |
Family
ID=81751639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111104695.4A Pending CN114584256A (zh) | 2020-11-30 | 2021-09-18 | 链路速度协商期间的均衡器训练 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US11356302B1 (zh) |
| CN (1) | CN114584256A (zh) |
Families Citing this family (1)
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination |