CN114553020B - 一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法，涉及供电电力***技术领域，包括：上桥臂、下桥臂和复用电容；所述上桥臂和下桥臂均包括若干个级联的子模块，所述上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口并联，且上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口均并联同一个复用电容，共用复用电容的两个子模块工作状态相反；每相上桥臂的一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，在确保运行可靠性高及控制策略简单的前提下，节省电容装配数量，减小换流站的重量体积和占地面积。

Description

一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法
技术领域
本发明涉及供电电力***技术领域，特别是涉及一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法。
背景技术
模块化多电平换流器（modular multilevel converter,MMC）由多个结构相同的子模块(Sub-module,SM)级联构成，MMC具备高电压质量，高扩展性，低谐波含量和控制灵活等诸多优点，广泛应用于多项柔性直流工程。
相比于传统的两电平、三电平换流器在直流侧并联集中大电容，MMC则是装配了大量分布于子模块里的电容。MMC庞大的子模块数可以提高输出电平数，使输出的电压阶梯波逼近正弦波，但缺点是需要装配大量功率开关器件和电容器等。
电容器在MMC子模块的成本、重量和体积中占比最大，是MMC型换流站建造成本与占地面积的主要来源，也是实现MMC轻型化设计的重要切入点。现存对MMC进行轻型化改造方法主要分为减小子模块电容容值和对MMC拓扑进行优化改造两类。
前者主要通过附加控制方法来降低MMC子模块电容电压纹波幅值，从而降低换流站对子模块电容容值、成本、体积的要求，包括在控制***中附加环流抑制控制器(circulating current suppressingcontroller，CCSC)和三倍频谐波注入法。虽然在工程中较为实用，但降低电容电压波动程度有限。
后者是通过对MMC传统结构进行优化改进，使MMC自身能够抑制子模块电容电压波动，或者直接改造MMC拓扑来减少子模块装配数量或电容装配数量。拓扑改造方法典型代表有：①如图1所示的半桥-全桥混合型MMC拓扑，利用全桥的负电平输出能力，能够实现无闭锁故障穿越，抑制电容电压波动。②如图2所示的由MMC与两电平换流器结合构成的T型桥臂交替多电平换流器拓扑，能够减小电容容值和装配数量。③如图3所示的桥臂复用型MMC拓扑，将MMC每相上、下两桥臂改造为上桥臂、下桥臂和复用桥臂，能够提高子模块利用率，节省25%至50%的子模块数量。但是，部分新型拓扑有各自的参数设计或复杂的控制策略，不适合多种方法之间配合使用。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法，每相上桥臂的一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，在确保运行可靠性高及控制策略简单的前提下，节省电容装配数量，减小换流站的重量体积和占地面积。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
第一方面，本发明提供一种电容复用型模块化多电平换流器，包括：上桥臂、下桥臂和复用电容；所述上桥臂和下桥臂均包括若干个级联的子模块，所述上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口并联，且上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口均并联同一个复用电容，共用复用电容的两个子模块工作状态相反；
所述子模块包括五组带反向并联二极管的IGBT开关单元；其中，第一IGBT开关单元的集电极与第三IGBT开关单元的集电极连接，第三IGBT开关单元的发射极连接复用电容的正极，第一IGBT开关单元的发射极连接第二IGBT开关单元的集电极，第二IGBT开关单元的发射极连接第四IGBT开关单元的集电极，第四IGBT开关单元的发射极连接第五IGBT开关单元的发射极，第五IGBT开关单元的集电极连接复用电容的负极。
作为可选择的实施方式，所述复用电容的数量、上桥臂的子模块数量和下桥臂的子模块数量相同。
作为可选择的实施方式，所述IGBT开关单元包括IGBT开关管和反向并联的二极管；IGBT开关管的集电极与二极管的阴极相连接，IGBT开关管的发射极与二极管的阳极相连接。
作为可选择的实施方式，每个桥臂还包括桥臂电感，在上桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感，第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口，且第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极与下桥臂中第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接。
作为可选择的实施方式，在下桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口，第一个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感。
作为可选择的实施方式，所述第三IGBT开关单元与第一IGBT开关单元反向串联，以在子模块处于切除状态时截断双向电流的流通。
作为可选择的实施方式，所述第四IGBT开关单元和第五IGBT开关单元反向串联连接在复用电容的负极，以在子模块处于投入状态时，截断上桥臂电流由并联支路直接流向下桥臂的通路。
第二方面，本发明提供一种电容复用型模块化多电平换流器的控制方法，采用第一方面所述的电容复用型模块化多电平换流器，包括：根据上桥臂电流和下桥臂电流，确定上桥臂子模块充电或放电，并通过对复用电容按电压排序后，确定上桥臂投入的子模块数量；根据上桥臂投入的子模块确定下桥臂投入的子模块，且保证共用复用电容的两个子模块工作状态相反。
作为可选择的实施方式，令上桥臂电流为i p ，下桥臂电流为i n ，上桥臂投入的子模块数量为N pj，每个桥臂均包括N个子模块；
当
Figure 972528DEST_PATH_IMAGE001
且
Figure 856170DEST_PATH_IMAGE002
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块放电；
当
Figure 798719DEST_PATH_IMAGE001
且
Figure 767812DEST_PATH_IMAGE002
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块充电；
当
Figure 188429DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 192157DEST_PATH_IMAGE003
且
Figure 40027DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个的子模块充电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块充电。
当
Figure 496416DEST_PATH_IMAGE005
且
Figure 720724DEST_PATH_IMAGE003
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块充电；
当
Figure 578959DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 863310DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 806995DEST_PATH_IMAGE007
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块放电；
当
Figure 569414DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 282155DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 268566DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块放电。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明提出了一种电容复用型模块化多电平换流器及其控制方法，使每相上桥臂一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，在确保了运行可靠性高及控制策略简单的前提下，相较于现存MMC拓扑节省了一半的电容装配数量，减小了换流站的重量体积和占地面积。
本发明设计电容电压均衡策略来抑制电容电压波动，能够顺利完成***交流与直流的相互变换，减小电容电压不均衡度和波动率，电容电压偏差更小，具有更高的均衡度，降低对电容容值的设计要求。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为半桥-全桥混合型MMC拓扑图；
图2为T型桥臂交替多电平换流器拓扑图；
图3为桥臂复用型MMC拓扑图；
图4为本发明实施例1提供的电容复用型模块化多电平换流器的拓扑结构图；
图5为本发明实施例1提供的子模块拓扑图；
图6a-图6c为本发明实施例1提供的交流侧A相输出电压的不同情况下的电流通路；
图7为本发明实施例1提供的CM-MMC的等效电路图；
图8为本发明实施例1提供的最近电平逼近调制策略图；
图9为本发明实施例1提供的CM-MMC的电容电压均衡策略图；
图10为本发明实施例1提供的单端HB-MMC/CM-MMC仿真模型图；
图11a为本发明实施例1提供的HB-MMC直流侧输出电流图；
图11b为本发明实施例1提供的CM-MMC直流侧输出电流图；
图11c为本发明实施例1提供的HB-MMC相间环流图；
图11d为本发明实施例1提供的CM-MMC相间环流图；
图12a为本发明实施例1提供的HB-MMC交流侧输出电压图；
图12b为本发明实施例1提供的CM-MMC交流侧输出电压图；
图12c为本发明实施例1提供的HB-MMC交流侧输出电流图；
图12d为本发明实施例1提供的CM-MMC交流侧输出电流图；
图13a为本发明实施例1提供的HB-MMC的A相上桥臂电流图；
图13b为本发明实施例1提供的CM-MMC的A相上桥臂电流图；
图13c为本发明实施例1提供的HB-MMC的A相上桥臂电容电压图；
图13d为本发明实施例1提供的CM-MMC的A相上桥臂电容电压图；
图14a为本发明实施例1提供的HB-MMC的A相下桥臂电流图；
图14b为本发明实施例1提供的CM-MMC的A相下桥臂电流图；
图14c为本发明实施例1提供的HB-MMC的A相下桥臂电容电压图；
图14d为本发明实施例1提供的CM-MMC的A相下桥臂电容电压图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、***、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例1
模块化多电平换流器MMC为三相拓扑结构，且各相拓扑相同，共包括三个结构相同的相单元，即A相相单元、B相相单元和C相相单元，每相相单元均包括上桥臂和下桥臂，则三相换流器一共有6个桥臂，每个桥臂都包括N个子模块，那么每相包括2N个电容。在正常运行时，每一时刻都有N个电容处于充放电状态，剩余N个电容处于切除状态，电容利用率低，仅为50%。所以为了提高电容利用率、减少电容装配数量，本实施例提出了一种电容复用型模块化多电平换流器，使每相上桥臂一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，在确保运行可靠性高及控制策略简单的前提下，相较于现有MMC拓扑节省一半的电容装配数量，减小换流站的重量体积和占地面积。
如图4所示为本实施例所提出的电容复用型模块化多电平换流器（capacitormultiplexing MMC，CM-MMC）的拓扑结构图，包括三个相同的相单元，每个相单元包括上桥臂、下桥臂和复用电容，上桥臂和下桥臂均包括若干个级联的子模块，其中，上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口并联，且上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口均并联同一个复用电容，共用复用电容的两个子模块工作状态相反。
在本实施例中，复用电容的数量、上桥臂的子模块数量和下桥臂的子模块数量均相同。
如图5所示，所述子模块包括五组带反向并联二极管的IGBT开关单元；其中，第一IGBT开关单元的集电极与第三IGBT开关单元的集电极连接，第三IGBT开关单元的发射极连接复用电容的正极，第一IGBT开关单元的发射极连接第二IGBT开关单元的集电极，第二IGBT开关单元的发射极连接第四IGBT开关单元的集电极，第四IGBT开关单元的发射极连接第五IGBT开关单元的发射极，第五IGBT开关单元的集电极连接复用电容的负极。
如图4所示，每个桥臂包括N个子模块SM和一个桥臂电感L 0；以A相相单元为例，在上桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感L 0，第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块中的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口。
在下桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口，且与上桥臂中第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接，第一个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块中的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感L 0。
在本实施例中，五组IGBT开关单元均包括IGBT开关管和反向并联的二极管；IGBT开关管的集电极均与二极管的阴极相连接，IGBT开关管的发射极均与二极管的阳极相连接；
其中，第一IGBT开关单元包括第一IGBT开关管T1和第一二极管D1；第二IGBT开关单元包括第二IGBT开关管T2和第二二极管D2，第三IGBT开关单元包括第三IGBT开关管T3和第三二极管D3，第四IGBT开关单元包括第四IGBT开关管T4和第四二极管D4，第五IGBT开关单元包括第五IGBT开关管T5和第五二极管D5。
在本实施例中，CM-MMC是在半桥型MMC（half bridgeMMC，HB-MMC）的基础上进行改造的拓扑结构。首先，提取半桥子模块的电容作为复用电容，子模块形成直流侧端口；其次，依次将上桥臂第k个子模块直流侧端口与下桥臂对应的第k个子模块直流侧端口进行并联；然后，将复用电容并联在上桥臂或下桥臂子模块的直流侧端口处。
在本实施例中，对半桥子模块同样进行了改进，为了在子模块处于切除状态时能够截断双向电流的流通，引入第三IGBT开关单元，第三IGBT开关单元与第一IGBT开关单元组成反向串联结构；同时，为了防止子模块处于投入状态时，存在上桥臂电流由并联支路直接流向下桥臂所构成的通路，引入第四IGBT开关单元和第五IGBT开关单元反向串联连接在复用电容的负极。
在本实施例中，CM-MMC正常运行时，CM-MMC的子模块具有两种工作状态，可输出0和U c两种电平，如表1所示；
表1 CM-MMC子模块正常运行时的2种工作状态
Figure 168389DEST_PATH_IMAGE008
当IGBT开关管T1、T3、T4、T5都施加关断信号，T2施加导通信号时，子模块输出电压为0，处于切除状态；当IGBT开关管T1、T3、T4、T5都施加导通信号，T2施加关断信号时，子模块输出电压为U c，处于投入状态。
在本实施例中，以N=2为例，CM-MMC交流侧A相输出电压的不同情况如表2所示，电流通路如图6a-图6c所示。当上桥臂第一个子模块切除，第二个子模块投入，对应的下桥臂第一个子模块投入，第二个子模块切除时，CM-MMC的电流通路如图6b所示，此时上桥臂和下桥臂的电压都为U c，交流侧输出电压U va为0。同理，图6a和图6c所示的模式不再赘述。
表2 CM-MMC交流侧输出电压的不同情况(N=2)
Figure 265658DEST_PATH_IMAGE009
可以看出，上桥臂一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，即在同一时刻，连接同一个电容的两个子模块工作状态必定相反，一个处于投入状态，另一个则处于切除状态。因此，任意时刻的任一电容都处于充放电状态。
由上述CM-MMC工作原理可知，每个子模块可输出0和U c两种电平。若将j相上桥臂第k个子模块等效为可控电压源u kj，则j相下桥臂第k个子模块可等效为可控电压源U ckj-u kj，其中，1≤k≤N，j=a,b,c，U ckj为j相第k个电容的电压。CM-MMC的等效电路如图7所示。
当j相上桥臂第k个子模块处于投入状态时，有u kj=U ckj，对应的下桥臂可控电压源大小U ckj-u kj=0；当j相上桥臂第k个子模块处于切除状态时有u kj=0，对应的下桥臂可控电压源大小U ckj-u kj=U ckj；用u pkj和u nkj分别表示上、下桥臂第k个子模块等效电压源大小，则：
Figure 301747DEST_PATH_IMAGE010
。
在更多实施例中，还提供一种电容复用型模块化多电平换流器的控制方法，包括：根据上桥臂电流和下桥臂电流，确定上桥臂子模块充电或放电，并通过对复用电容按电压排序后，确定上桥臂投入的子模块数量；根据上桥臂投入的子模块确定下桥臂投入的子模块，且保证共用复用电容的两个子模块工作状态相反。
在高压直流输电***中，MMC的子模块数较多，通常采用如图8所示的最近电平逼近调制策略(nearest level modulation，NLM)。其中，输出电平数N pj是经四舍五入取整得到的阶梯电平。NLM的原理是采用阶梯波逼近正弦参考波，通过传统冒泡排序法来轮换子模块工作状态，均衡子模块之间的电容电压，提高MMC输出电压特性。
桥臂电感L 0的压降忽略不计，由KVL可得等效上桥臂电压u pj和下桥臂电压u nj分别为：
Figure 459059DEST_PATH_IMAGE011
式中：U dc为直流侧电压，u vj为j相交流侧输出电压。
因此，对交流侧输出电压u vj的调制可转化为对u pj和u nj的调制，则j相上桥臂投入子模块数N pj为：
Figure 846178DEST_PATH_IMAGE012
式中：u pj *为j相上桥臂参考电压，u vj *为j相交流侧输出参考电压，U cn为电容额定电压。
基于CM-MMC的工作原理，为了使CM-MMC在正常工作时电容电压波动率和不平衡度较小，本实施例对电容电压均衡策略进行改进，以满足***运行可靠性高的基本要求。
根据CM-MMC工作原理可知，下桥臂子模块的工作状态与上桥臂对应子模块的工作状态必定相反，因此，下桥臂子模块的触发信号可由上桥臂得到，不需要再进行调制。例如，上桥臂第一个子模块切除（T1、T3、T4、T5都施加关断信号，T2施加导通信号），则对应的下桥臂第一个子模块投入（T1、T3、T4、T5都施加导通信号，T2施加关断信号）。
CM-MMC的电容电压均衡策略如图9所示，i p和i n分别为上桥臂电流、下桥臂电流，上桥臂中投入子模块个数为N pj个，若上桥臂中投入子模块个数N pj不变，则各子模块工作模式保持不变；若变化，则按照下述规则进行投入。
（1）当
Figure 481559DEST_PATH_IMAGE001
且
Figure 637733DEST_PATH_IMAGE002
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块放电；
（2）当
Figure 965947DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 574782DEST_PATH_IMAGE003
且
Figure 279433DEST_PATH_IMAGE007
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块充电；
（3）当
Figure 290115DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 789229DEST_PATH_IMAGE003
且
Figure 885361DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个的子模块充电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块充电。
（4）当
Figure 862544DEST_PATH_IMAGE005
且
Figure 993311DEST_PATH_IMAGE003
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块充电；
（5）当
Figure 663327DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 246755DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 27629DEST_PATH_IMAGE007
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj个子模块放电；
（6）当
Figure 544061DEST_PATH_IMAGE005
、
Figure 853820DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 455703DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj个子模块放电。
MMC在正常工作时，各时刻子模块之间的工作模式不同，因此不同子模块电容电压之间会产生偏差，为了评估电容电压偏差，本实施例引入电容电压不均衡度
Figure 509109DEST_PATH_IMAGE013
和电容电压波动率
Figure 880048DEST_PATH_IMAGE014
：
Figure 360708DEST_PATH_IMAGE015
式中：U ck和U ci分别为同一时刻第k个和第i个电容的电压瞬时值，U c和U cn分别为电容电压瞬时值和额定值，
Figure 184307DEST_PATH_IMAGE014
是相单元内所有电容的电容电压波动率的最大值。
本实施例将
Figure 41405DEST_PATH_IMAGE013
和
Figure 266850DEST_PATH_IMAGE014
作为综合评价电容电压偏差的两个指标，除此之外，电容电压波动与桥臂电流的各次分量密切相关，因此可以通过减小桥臂电流的各次分量来降低子模块电容电压波动。
为了验证所提CM-MMC拓扑的运行性能，本实施例基于MATLAB/Simulink平台分别搭建了单端HB-MMC和CM-MMC仿真模型，如图10所示。HB-MMC和CM-MMC每个桥臂都设置10个子模块，交流侧输出阶梯电平数为11，调制策略采用NLM，模型参数如表3所示。
表3 仿真模型参数
Figure 918411DEST_PATH_IMAGE016
如图11a-图11d所示，可以看出，HB-MMC的直流电流在255~275A附近波动；CM-MMC的直流电流在250~273A附近波动。对比可知，CM-MMC直流侧输出电流与HB-MMC接近，而HB-MMC的相间环流在-33.87~32.43A附近波动，CM-MMC的相间环流在-28.75~28.26A附近波动，CM-MMC的相间环流波动比HB-MMC的相间环流波动略小，而电容电压波动与二倍频相间环流密切相关，因此CM-MMC可进一步降低电容容值。
对比图12a和图12b，HB-MMC和CM-MMC的电压波形相近，对比图12c和图12d，HB-MMC和CM-MMC的电流波形相近，则说明HB-MMC和CM-MMC的电压质量和电流质量相近，说明CM-MMC拓扑的正确性。
对比图13a和图13b，两者的桥臂电流波形接近；对比图13c和13d，显然CM-MMC的电容电压具有更高的均衡度，且在相同时间内，CM-MMC的电容充放电频率约为HB-MMC的两倍。相比于HB-MMC，CM-MMC的电容电压不均衡度和波动率都小很多，因此电容电压偏差更小。
如图14a-图14d所示，由波形可见，与上桥臂仿真结果接近，同样验证了本实施例所提出的电容电压均衡策略的有效性。
通过对桥臂电流进行FFT分析，其谐波成分对比如表4所示；可见，CM-MMC的桥臂电流的直流分量、基频分量和二次环流分量都小于HB-MMC的桥臂电流。因此，相较于HB-MMC，CM-MMC拓扑能够抑制电容电压波动。
表4 桥臂电流谐波成分对比
Figure 494886DEST_PATH_IMAGE017
HB-MMC和CM-MMC的
Figure 890095DEST_PATH_IMAGE013
和
Figure 970046DEST_PATH_IMAGE014
如表5所示；可见，CM-MMC的电容电压不均衡度
Figure 58088DEST_PATH_IMAGE013
和波动率
Figure 856280DEST_PATH_IMAGE014
都明显小于HB-MMC的
Figure 789601DEST_PATH_IMAGE013
和
Figure 989638DEST_PATH_IMAGE014
。而
Figure 248581DEST_PATH_IMAGE018
、
Figure 268490DEST_PATH_IMAGE014
越小，电容电压偏差就越小，降低了MMC对电容容值的要求，因此CM-MMC有利于实现MMC换流站轻型化的目标。
表5
Figure 271081DEST_PATH_IMAGE013
和
Figure 325624DEST_PATH_IMAGE014
对比
Figure 489890DEST_PATH_IMAGE019
相较于HB-MMC，CM-MMC拓扑通过上桥臂一个子模块与下桥臂对应的一个子模块共用同一个电容，在确保运行可靠性高及控制策略简单的前提下，使电容利用率从50%提升至100%，电容装配数量降低50%，降低换流站的重量体积和占地面积，有利于实现MMC换流站轻型化的目标。CM-MMC能够顺利完成***交流与直流的相互变换，且相较于传统MMC，CM-MMC的电容电压不均衡度和波动率都大幅减小，因此电容电压偏差更小，具有更高的均衡度，可以降低对电容容值的设计要求。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (8)

1.一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，包括：上桥臂、下桥臂和复用电容；所述上桥臂和下桥臂均包括若干个级联的子模块，所述上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口并联，且上桥臂的任一子模块的直流侧端口与下桥臂中对应子模块的直流侧端口均并联同一个复用电容，共用复用电容的两个子模块工作状态相反；
所述子模块包括五组带反向并联二极管的IGBT开关单元；其中，第一IGBT开关单元的集电极与第三IGBT开关单元的集电极连接，第三IGBT开关单元的发射极连接复用电容的正极，第一IGBT开关单元的发射极连接第二IGBT开关单元的集电极，第二IGBT开关单元的发射极连接第四IGBT开关单元的集电极，第四IGBT开关单元的发射极连接第五IGBT开关单元的发射极，第五IGBT开关单元的集电极连接复用电容的负极。
2.如权利要求1所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，所述复用电容的数量、上桥臂的子模块数量和下桥臂的子模块数量相同。
3.如权利要求1所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，所述IGBT开关单元包括IGBT开关管和反向并联的二极管；IGBT开关管的集电极与二极管的阴极相连接，IGBT开关管的发射极与二极管的阳极相连接。
4.如权利要求1所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，每个桥臂还包括桥臂电感，在上桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感，第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口，且第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极与下桥臂中第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接。
5.如权利要求4所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，在下桥臂中，第一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极连接交流侧输出端口，第一个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接下一个子模块的第一IGBT开关单元的发射极，依次连接，直至第N个子模块的第二IGBT开关单元的发射极连接桥臂电感。
6.如权利要求1所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，所述第三IGBT开关单元与第一IGBT开关单元反向串联，以在子模块处于切除状态时截断双向电流的流通。
7.如权利要求1所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，其特征在于，所述第四IGBT开关单元和第五IGBT开关单元反向串联连接在复用电容的负极，以在子模块处于投入状态时，截断上桥臂电流由并联支路直接流向下桥臂的通路。
8.一种电容复用型模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于，采用权利要求1-7任一项所述的一种电容复用型模块化多电平换流器，包括：根据上桥臂电流和下桥臂电流，确定上桥臂子模块充电或放电，并通过对复用电容按电压排序后，确定上桥臂投入的子模块数量；根据上桥臂投入的子模块确定下桥臂投入的子模块，且保证共用复用电容的两个子模块工作状态相反；
令上桥臂电流为i p ，下桥臂电流为i n ，上桥臂投入的子模块数量为N pj，每个桥臂均包括N个子模块；
当
Figure 773545DEST_PATH_IMAGE001
且
Figure 708003DEST_PATH_IMAGE002
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj 个子模块放电；
当
Figure 966946DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 252434DEST_PATH_IMAGE003
且
Figure 989445DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块充电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj 个子模块充电；
当
Figure 43989DEST_PATH_IMAGE001
、
Figure 473833DEST_PATH_IMAGE003
且
Figure 981038DEST_PATH_IMAGE005
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个的子模块充电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj 个子模块充电；
当
Figure 521741DEST_PATH_IMAGE006
且
Figure 696370DEST_PATH_IMAGE003
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj 个子模块充电；
当
Figure 31537DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 291617DEST_PATH_IMAGE007
且
Figure 370431DEST_PATH_IMAGE004
时，上桥臂通过升压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过降压排序投入前N-N pj 个子模块放电；
当
Figure 399567DEST_PATH_IMAGE006
、
Figure 905635DEST_PATH_IMAGE007
且
Figure 653011DEST_PATH_IMAGE005
时，上桥臂通过降压排序投入前N pj个子模块放电，下桥臂通过升压排序投入前N-N pj 个子模块放电。
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