CN114448286A - 单级隔离双向ac-dc变换器拓扑结构及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及电力电子变换器技术领域，提供了一种单级隔离双向AC‑DC变换器拓扑结构及其控制方法。其中，单级隔离双向AC‑DC变换器拓扑结构，包括：交流侧滤波器；交流侧变换器，所述交流侧变换器由两个反向串联的H半桥组成，每一所述H半桥由两个同向或共阴极反向串联的功率开关器件组成；高频变压器；直流侧变换器；直流侧滤波器。本发明给出的单级隔离双向AC‑DC变换器拓扑结构，实现了低成本、高功率密度以及高性能的双向AC‑DC的功率变换。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构及其控制方法。
背景技术
随着储能技术的发展，以锂电池、超级电容等储能元件为基础的便携式消费应用，对具有高性价比、高功率密度、电气隔离、双向功率变换的AC-DC(交流-直流)功率变换器产生了巨大的需求。
目前，针对单相AC-DC功率变换应用，典型的双向隔离AC-DC功率变换器包含工频隔离和高频隔离两种技术路线。其中，高频隔离技术，采用高频交流链实现电气隔离，无源器件体积重量小，具有功率密度高的显著优势，很适合在便携式消费场合应用。
现有技术中，基于高频隔离的双向AC-DC功率变换器，通常采用AC-DC-DC两级功率变换拓扑结构和基于矩阵结构的AC-DC单级功率变换拓扑结构。
AC-DC-DC两级功率变换拓扑结构，前级采用AC-DC实现工频交流和中间直流之间的双向功率变换，后级DC-DC采用高频交流链路实现电气隔离，并实现中间直流和目标直流之间的双向功率变换，整个AC-DC-DC功率变换器包含两级功率变换，所需功率开关器件数量多，成本高，损耗高，整机效率偏低。
基于矩阵结构的AC-DC单级功率变换拓扑结构，AC端采用矩阵变换器电路结构，通过高频变压器实现电气隔离，直流侧采用H桥结构，具有单级功率变换和功率变换损耗低的优势，但开关器件数量相比AC-DC-DC两级功率变换拓扑结构并未减少，整机硬件成本偏高，且控制复杂度增加。
发明内容
本发明提供一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构及其控制方法，用以解决现有技术中高频隔离的双向AC-DC功率变换器的成本高、整机效率偏低的缺陷，实现低成本、高功率密度以及高性能的双向AC-DC的功率变换。
本发明提供一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，包括：
交流侧滤波器，所述交流侧滤波器的一端连接于交流电源或负载；
交流侧变换器，所述交流侧变换器由两个反向串联的H半桥组成，每一所述H半桥由两个同向或共阴极反向串联的功率开关器件组成，两所述H半桥的其中一功率开关器件的阳极端为所述交流侧变换器的工频输出端，所述交流侧变换器的工频输出端与所述交流侧滤波器的另一端连接，两所述H半桥的两个串联的功率开关器件之间的连接端为所述交流侧变换器的高频输出端；
高频变压器，所述高频变压器的原边连接于交流侧交流链路，所述高频变压器的副边连接于直流侧交流链路，所述交流侧交流链路与两所述交流侧变换器的高频输出端连接；
直流侧变换器，所述直流侧变换器的一端与直流侧交流链路连接；
直流侧滤波器，所述直流侧滤波器的一端与所述直流侧变换器的另一端连接，所述直流侧滤波器的另一端连接于直流电源。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，所述交流侧交流链路和/或所述直流侧交流链路上还串联有低频隔离电容，所述低频隔离电容用于从所述交流侧变换器产生的高低频混合脉冲电能波形中分离出直流分量、工频分量以及相关的低频分量，使得通过所述高频变压器的仅有高频脉冲电能。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，所述交流侧交流链路还串联有高频电感，和/或，所述直流侧交流链路还串联有高频电感。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，所述功率开关器件为IGBT功率开关器件、IEGT功率开关器件或MOSFET功率开关器件中的一种。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，交流侧滤波器为LC型滤波器、CLC型滤波器或RLC型滤波器中的一种。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，所述直流侧变换器由H全桥组成。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，所述直流侧滤波器为C型滤波器、LC型滤波器或LRC型滤波器中的一种。
本发明还提供一种基于上述任一种所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，包括：
通过双向功率变换控制，实现所述单级隔离双向AC-DC变换器功率大小的调整和功率流动方向的控制；
其中，所述交流侧变换器的功率开关器件和所述直流侧变换器的功率开关器件采用相同的高频开关频率；所述交流侧变换器根据交流调制比指令采用高频斩波的方式，将工频交流电斩波成占空比可调的高低频混合脉冲电能，高低频混合脉冲电能经所述低频隔离电容后，仅剩余高频脉冲电能通过所述高频变压器；所述直流侧变换器根据直流调制比指令，将直流电变换为占空比可调的高频脉冲电能。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，所述双向功率变换控制包括：
根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差，实现功率大小的调整和功率流动方向的控制；
和/或，改变所述交流调制比指令和直流调制比指令，实现功率大小的调整。
根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，所述根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差的步骤，包括：
在所述交流侧变换器的工频交流连接点的工频电压过零时，控制原副边移相角指令反相，或，控制所述直流侧变换器的输出脉冲反相。
本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构及其控制方法，实现了低成本、高功率密度以及高性能的双向AC-DC的功率变换。
附图说明
为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见的，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的电路原理图；
图2是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的H半桥结构示意图，其中，(a)为功率开关器件的结构示意图；(b)为两个功率开关器件同向串联的H半桥结构示意图；(c)为两个功率开关器件共阴极反向串联的H半桥结构示意图；
图3是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的交流侧变换器产生的高低频混合脉冲电能波形示意图；
图4是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的直流侧变换器产生的高频脉冲电能波形示意图；
图5是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的低频隔离电容工作波形示意图；
图6是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法的移相控制波形示意图；
图7是本发明提供的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的***控制装置的结构框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
下面结合图1-图7描述本发明的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构及其控制方法。
请结合参阅图1，本发明实施例中，单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，包括：
交流侧滤波器，所述交流侧滤波器的一端连接于交流电源或负载；
交流侧变换器，所述交流侧变换器由两个反向串联的H半桥组成，每一所述H半桥由两个同向或共阴极反向串联的功率开关器件组成，两所述H半桥的其中一功率开关器件的阳极端为所述交流侧变换器的工频输出端，所述交流侧变换器的工频输出端与所述交流侧滤波器的另一端连接，两所述H半桥的两个串联的功率开关器件之间的连接端为所述交流侧变换器的高频输出端；
高频变压器，所述高频变压器的原边连接于交流侧交流链路，所述高频变压器的副边连接于直流侧交流链路，所述交流侧交流链路与两所述交流侧变换器的高频输出端连接；
直流侧变换器，所述直流侧变换器的一端与直流侧交流链路连接；
直流侧滤波器，所述直流侧滤波器的一端与所述直流侧变换器的另一端连接，所述直流侧滤波器的另一端连接于直流电源。
上述电路结构中，交流侧滤波器用于滤除交流侧电压和电流中的谐波，以提高交流电能质量。交流侧滤波器可以但不限于为电感、电容和电阻组成的LC型滤波器、CLC型滤波器或RLC型滤波器，本发明实施例中所给的交流侧滤波器由电感Lac和Cac组成，电容Cac在实现滤波的同时，可作为交流侧变换器的功率开关器件的吸收电容，降低功率开关器件的关断电压尖峰。
请结合参阅图1和图2，另外，交流侧变换器由功率开关器件组成，通过功率开关器件有序的高频开关动作(高频相对工频而言)，将工频交流波形斩波成高低频混合脉冲波形，实现工频交流和高频交流之间的双向功率变换。本发明实施例中，其中一H半桥由两个集成反并联二极管的功率开关器件T1和T2同向或共阴极反向串联组成，另一H半桥由两个集成反并联二极管的功率开关器件T3和T4同向或共阴极反向串联组成，也即功率开关器件T2和T3是反向串联的；每个H半桥包含三个连接点，分别为正极A点、负极B点以及输出极C点，在两个H半桥反向串联时，两个H半桥的B点直接相连，两个H半桥的A点即为工频输出端，分别连接交流侧滤波器的另一端的两个连接端，两个H半桥的C点即为高频输出端，分别连接交流侧交流链路回路的两端，输出高低频混合脉冲波形。
本发明实施例中，所述功率开关器件可以但不限于为IGBT功率开关器件、IEGT功率开关器件或MOSFET功率开关器件。其中，功率开关器件为IGBT功率开关器件时，IGBT集电极定为阳极，IGBT发射极定为阴极；功率开关器件为MOSFET功率开关器件时，MOSFET漏极定为阳极，MOSFET源极定为阴极。
本发明给出的交流侧变换器的拓扑结构，采用两个H半桥反向串联构成工频交流和高频交流之间的双向功率变换器，相比常规的矩阵型变换器和双级变换器拓扑结构，具有开关器件数量少、控制简单、成本低的显著优势。
请结合参阅图1，本发明实施例中，高频变压器构成的交流链路主要用于传输交流电能分量，其原边连接于交流侧交流链路，副边连接于直流侧交流链路，此处所说的高频变压器仅为变压器两个端口的称谓，可互换。
所述交流侧交流链路和/或所述直流侧交流链路上还串联有低频隔离电容，所述低频隔离电容用于从所述交流侧变换器产生的高低频混合脉冲电能波形中分离出直流分量、工频分量以及相关的低频分量，使得通过所述高频变压器的仅有高频脉冲电能。
这样，从而避免高频变压器因交流链路中的直流分量和低频分量导致高频变压器磁饱和。本实施例中，低频隔离电容的容值，应保证工频容抗远大于高频容抗，且高频容抗尽量小、低频容抗尽量大，以保证交流链路中的高频脉冲电能分量以较小的代价通过，而低频脉冲电能分量基本无法通过，从而实现低频分量的隔离。相比常规双向直流变换器中利用电容仅分离直流分量以防止变压器磁饱和的拓扑结构而言，本发明利用低频隔离电容分离交流链路中的直流和低频交流分量，保证通过高频变压器的仅有高频分量，从而实现高频脉冲电能传输，由此，高频变压器采用高频设计，减小了整体的体积和重量。
另外，所述交流侧交流链路还串联有高频电感，和/或，所述直流侧交流链路还串联有高频电感。
高频电感串联在交流链路中，用于调节传输功率的大小。本发明中，高频电感可采用独立电感的形式，也可和变压器集成设计，或可直接用变压器的漏感进行代替。并且，高频电感可串联在交流侧交流链路回路中，也可串联在直流侧交流链路回路中，或同时串联在两个交流链路回路中。在特定应用场合下，高频电感可取消。
具体的，本实施例中，交流侧交流链路回路由高频电感、高频变压器原边和低频隔离电容串联而成，直流侧交流链路回路由高频变压器副边构成。高频变压器的工作频率为高频，其原、副边分别与交流侧变换器和直流侧变换器进行电连接。变压器原副边绕组的匝比根据交流电压和直流电压的幅值进行设计，以实现交直流电压的匹配，提高功率变换效率；变压器在实现交流侧和直流侧电气隔离的同时，传输高频交流双向功率；变压器的漏感可等效为高频电感的一部分，或可替代高频电感。
请结合参阅图1，此外，本发明实施例中，所述直流侧变换器由H全桥组成。
H全桥的中点作为高频输出端连接直流侧交流链路回路，直流侧变换器的功率开关器件以高频开关动作，将直流变换为高频脉冲电能，实现高频交流和直流的双向功率变换。具体的，本实施例中，H全桥由集成反并联二极管的功率开关器件S1、S2、S3、S4组成，其中，功率开关器件可以但不限于为IGBT功率开关器件、IEGT功率开关器件或MOSFET功率开关器件。
直流侧滤波器用于滤除直流电压和电流中的纹波，所述直流侧滤波器可以但不限于为电容、电感、电阻组成C型滤波器、LC型滤波器或LRC型滤波器中的一种。
这样，基于上述实施例，相较于现有的高频隔离的双向AC-DC功率变换器的拓扑结构而言，本发明给出的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，实现了低成本、高功率密度以及高性能的双向AC-DC的功率变换。
请结合参阅图3至图6，本发明还提供一种基于上述的单级隔离双向AC-DC变换器的控制方法，包括：
通过双向功率变换控制，实现所述单级隔离双向AC-DC变换器功率大小的调整和功率流动方向的控制；
其中，所述交流侧变换器的功率开关器件和所述直流侧变换器的功率开关器件采用相同的高频开关频率；所述交流侧变换器根据交流调制比指令采用高频斩波的方式，将工频交流电斩波成占空比可调的高低频混合脉冲电能，高低频混合脉冲电能经所述低频隔离电容后，仅剩余高频脉冲电能通过所述高频变压器；所述直流侧变换器根据直流调制比指令，将直流电变换为占空比可调的高频脉冲电能。
具体的，请结合参阅图3，交流侧变换器的四个功率开关器件T1～T4以高频开关动作，将工频交流波形斩波成占空比可调的高低频混合脉冲电能波形。
在交流侧电压为正(uac>0)时，功率开关器件T3和T4恒导通，功率开关器件T1和T2以开关频率Fs高频开关切换、互补导通。在T1导通、T2关断的状态，交流侧变换器高频输出端uAB输出正电平“1”；在T1关断、T2导通的状态，交流侧变换器高频输出端uAB输出零电平“0”。
在交流侧电压为负(uac<0)时，功率开关器件T1和T2恒导通，功率开关器件T3和T4以开关频率Fs高频开关切换、互补导通。在T4导通、T3关断的状态，交流侧变换器高频输出端uAB输出负电平“-1”；在T4关断、T3导通的状态，交流侧变换器高频输出端uAB输出零电平“0”。
每个开关周期Ts中，正电平“1”或负电平“-1”持续时间占整个开关周期的比例，即为交流占空比dac或交流调制比指令。通过调整每个开关周期的交流调制比指令，也即，在uac>0工况下，调整T1导通T2关断的交流占空比dac，或，在uac<0工况下，调整T4导通T3关断的交流占空比dac，可改变每个开关周期Ts中uAB输出高频脉冲的宽度，从而调整每个高频脉冲的能量，最终实现传输功率大小的调整。需知的是，开关周期Ts为开关频率Fs的倒数。
另外，请结合参阅图4，直流侧变换器的四个功率开关器件S1～S4以高频开关动作，将直流电变换成占空比可调的高频脉冲电能。
在S1～S4以开关频率Fs高频开关切换时，S1和S2互补导通，S3和S4互补导通。在S1和S4同时导通时，直流侧变换器高频输出端us输出正电平“1”；在S2和S3同时导通时，直流侧变换器高频输出端us输出负电平“-1”；在S1和S3或者S2和S4同时导通时，直流侧变换器高频输出端us输出零电平“0”。通过S1～S4开关器件的有序开关动作，如采用移相调制或PWM调制方式产生S1～S4开关控制脉冲，直流侧变换器高频输出端us输出矩形脉冲波形。
在直流侧变换器每个开关周期Ts中，正电平“1”或负电平“-1”持续时间占半个开关周期的比例，定义为直流占空比dac或直流调制比指令。正电平“1”的占空比和负电平“-1”的占空比可以相同，也可以不同。通过调整每个开关周期的直流调制比指令，也即，调整S1、S4、S2以及S3的导通时间，改变每个开关周期中us输出矩形脉冲正负电平的宽度，从而调整每个高频脉冲的能量，最终实现传输功率大小的调整，并可实现变压器直流偏磁的控制。
在实际应用中，为防止互补导通的两个功率开关器件因开关速度不一致等非理性因素，导致两个功率开关器件瞬时同时导通而造成短路，互补导通的功率开关器件控制脉冲间增加死区时间。处于死区时间期间时，互补导通的功率开关器件均处于关断状态。
请结合参阅图5，在前述低频隔离电容串联在交流侧交流链路回路中时，低频隔离电容可将交流侧变换器产生的高低频混合脉冲电能波形uAB中的直流分量、工频分量以及相关的低频分量分离出来，使得交流侧交流链路中通过高频变压器的仅有高频电能分量up。其中，低频隔离电容两端的电压uc包含直流分量、工频分量以及相关的低频分量。
请结合参阅图6，根据本发明提供的一种单级隔离双向AC-DC变换器的控制方法，所述双向功率变换控制包括：
根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差，实现功率大小的调整和功率流动方向的控制；
通过调整交流侧变换器各功率开关器件的控制脉冲的参考相位和直流侧变换器各功率开关器件的控制脉冲参考相位之间的相位差，即可控制交流侧变换器产生的高频脉冲电能和直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差，实现功率大小的调整和功率流动方向的控制。
和/或，改变所述交流调制比指令和直流调制比指令，实现功率大小的调整。
通过改变交流调制比指令和直流调制比指令，分别调整交流侧变换器高频输出端输出的正负电平的脉冲宽度，和直流侧变换器高频输出端输出的正负电平的脉冲宽度，从而实现功率大小的调整。
具体的，所述根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差的步骤，包括：
在所述交流侧变换器的工频交流连接点的工频电压过零时，控制原副边移相角指令反相，或，控制所述直流侧变换器的输出脉冲反相。
由于一个工频周期中，工频电压在过零点处相位反相，也即电压幅值由正变负或由负变正，为实现正向或反向的单向功率变换，在交流侧变换器工频交流连接点的工频电压uAB过零时，控制原副边移相角指令反相，使得移相角指令由正变负或由负变正，或，者控制直流侧变换器输出脉冲us反相，使得直流侧变换器高频输出脉冲反相180°，从而保证单个工频周期中，交流链路中up的相位始终超前或滞后us的相位，电能传输的方向不变，功率单向变换。在up和us的共同作用下，交流链路中产生高频交流电流ip，实现高频功率变换。
此外，请结合参阅图7，本发明还给出了一种***控制装置。该***控制装置包括交流侧采集端20、直流侧采集端30、脉冲产生端40以及主控端10，主控端10分别与交流侧采集端20、直流侧采集端30、脉冲产生端40连接。
交流侧采集端20采集交流侧的电压和电流，直流侧采集端30采集直流侧的电压和电流，并将电压电流反馈至主控端10，主控端10按照控制算法计算得到控制指令，控制指令包含交流调制比指令、直流调制比指令和原副边移相角指令，***控制装置根据控制指令，产生交流侧变换器的功率开关器件和直流侧变换器的功率开关器件的控制脉冲，从而实现功率变换控制。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (10)
1.一种单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，包括：
交流侧滤波器，所述交流侧滤波器的一端连接于交流电源或负载；
交流侧变换器，所述交流侧变换器由两个反向串联的H半桥组成，每一所述H半桥由两个同向或共阴极反向串联的功率开关器件组成，两所述H半桥的其中一功率开关器件的阳极端为所述交流侧变换器的工频输出端，所述交流侧变换器的工频输出端与所述交流侧滤波器的另一端连接，两所述H半桥的两个串联的功率开关器件之间的连接端为所述交流侧变换器的高频输出端；
高频变压器，所述高频变压器的原边连接于交流侧交流链路，所述高频变压器的副边连接于直流侧交流链路，所述交流侧交流链路与两所述交流侧变换器的高频输出端连接；
直流侧变换器，所述直流侧变换器的一端与直流侧交流链路连接；
直流侧滤波器，所述直流侧滤波器的一端与所述直流侧变换器的另一端连接，所述直流侧滤波器的另一端连接于直流电源。
2.根据权利要求1所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述交流侧交流链路和/或所述直流侧交流链路上还串联有低频隔离电容，所述低频隔离电容用于从所述交流侧变换器产生的高低频混合脉冲电能波形中分离出直流分量、工频分量以及相关的低频分量，使得通过所述高频变压器的仅有高频脉冲电能。
3.根据权利要求2所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述交流侧交流链路还串联有高频电感，和/或，所述直流侧交流链路还串联有高频电感。
4.根据权利要求1至3任意一项所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述功率开关器件为IGBT功率开关器件、IEGT功率开关器件或MOSFET功率开关器件中的一种。
5.根据权利要求1至3任意一项所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，交流侧滤波器为LC型滤波器、CLC型滤波器或RLC型滤波器中的一种。
6.根据权利要求1至3任意一项所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述直流侧变换器由H全桥组成。
7.根据权利要求1至3任意一项所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构，其特征在于，所述直流侧滤波器为C型滤波器、LC型滤波器或LRC型滤波器中的一种。
8.一种基于权利要求2所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，包括：
通过双向功率变换控制，实现所述单级隔离双向AC-DC变换器功率大小的调整和功率流动方向的控制；
其中，所述交流侧变换器的功率开关器件和所述直流侧变换器的功率开关器件采用相同的高频开关频率；所述交流侧变换器根据交流调制比指令采用高频斩波的方式，将工频交流电斩波成占空比可调的高低频混合脉冲电能，高低频混合脉冲电能经所述低频隔离电容后，仅剩余高频脉冲电能通过所述高频变压器；所述直流侧变换器根据直流调制比指令，将直流电变换为占空比可调的高频脉冲电能。
9.根据权利要求8所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述双向功率变换控制包括：
根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差，实现功率大小的调整和功率流动方向的控制；
和/或，改变所述交流调制比指令和直流调制比指令，实现功率大小的调整。
10.根据权利要求9所述的单级隔离双向AC-DC变换器拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述根据原副边移相角指令，控制所述交流侧变换器产生的高频脉冲电能和所述直流侧变换器产生的高频脉冲电能之间的相位差的步骤，包括：
在所述交流侧变换器的工频交流连接点的工频电压过零时，控制原副边移相角指令反相，或，控制所述直流侧变换器的输出脉冲反相。
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| CN117240111B (zh) * | 2023-09-15 | 2024-04-26 | 江南大学 | 中间无直流环节高功率因数高频谐振隔离式ac/dc变换器 |
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| CN103595274A (zh) * | 2013-11-27 | 2014-02-19 | 东南大学 | 一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法 |
| CN112564525A (zh) * | 2020-11-23 | 2021-03-26 | 南京南瑞继保电气有限公司 | 一种适用于中高压场合的多电平变换器拓扑及控制方法 |
| CN112910272A (zh) * | 2021-02-24 | 2021-06-04 | 北京晶电科技有限公司 | 一种隔离变压装置 |
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2022
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