CN114440753B - 一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，采用DDS作为电压激励源，分成两路进入线圈电感变化检测电路，检测电路的功能是将线圈阻抗变化量转变为输出电压与激励电压的相移，形成两路具有相位差的正弦波，接着两路正弦波电压分别通过高通滤波后进入过零比较器，利用过零比较器，排除了电压随线圈阻抗变化而幅值改变的影响，形成两路宽度不同，即占空比不同但幅值相同的方波电压，再一起送入一个双输入与门后，输出一个宽度随线圈阻抗变化，即随传感器探头与待测目标之间位移变化量的方波，最后通过低通滤波输出一个直流电压，实现了位移量到电压模拟量的转换。

Description

一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置
技术领域
本发明属于电涡流位移传感器技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置。
背景技术
在现代众多测量技术中，传感器发挥着不可或缺的重要作用，渗透到了诸如工业生产、环境保护、医学诊断、生物工程等许多领域，并且逐渐成为了现代化生产的根基。在基于传感器的测量中，测量位移、厚度是一个范围很广的应用。测量位移的传感器可分为接触式传感器和非接触式传感器两大类，其中非接触式传感器由于与被测目标没有直接的物理连接，测量的整个过程基本无磨损，可靠性较高且寿命很长，因而获得了越来越广泛的应用。激光位移传感器、电容式位移传感器、电涡流位移传感器和超声波位移传感器是几种使用广泛的高精度非接触传感器，其中电涡流位移传感器在测量对象是金属时，凭借其灵敏度高，频率响应宽，抗恶劣环境能力强的特点，广泛应用于诸如产品质量检测、状态检测和运动耦合等方面。
电涡流位移传感器不像电容式传感器一样容易受到环境污染物的影响，对于最常见的空气介质来说，当空气的湿度、温度、压力发生变化，尤其是当空气中引入灰尘、油污等杂质时，其介电常数会随之发生变化，将直接影响电容传感器的基准电容值和电容变化量，对位移测量结果引入误差，而电涡流传感器则能在此条件下实现高精度的可靠测量。
线圈在高频交流激励下的阻抗改变总是由电阻变化量和电感变化量两部分组成，线圈的电感随位移增大而增大，而电阻随位移的增大而减小，两者都是非线性且呈相反的变化趋势，变化率随位移增大而减小，如果将两者结合在一起测量会对结果的分辨率、量程和精度带来影响，因此将两者分离测量变得很有必要。又因为电阻自身受温度影响明显，而变化率降低到同样程度时电感量程范围比电阻更大，如果能单独将电感变化和位移大小联系起来，不仅能提高传感器测量范围，还能提高测量的稳定性，故尽量减小电阻对测量结果影响的同时增大电感对结果的影响就十分有意义。
目前针对电感变化量的测量方法大致有四种：
(1)、谐振频率法：是最简单最常用的涡流传感器信号处理方法，主要通过探头与一个并联的电容构成谐振电路和频率测量电路构成，当传感器探头(线圈)与待测目标之间的距离改变时，电路的谐振频率随之改变，通过测量电路的谐振频率，就可以转换成相应的位移变化量。该方法频率测量电路通常较为复杂，但精度很高，且容易实现数字化测量，目前TI公司已经有相应功能的电感-数字转换芯片在售。
(2)、幅值法：通过检测电路电压的幅值并放大检波进行测量，该方法会受到电阻和电感同时变化的影响，非线性误差较大，但测量电路简单，成本低适应性广。
(3)、相位法：采用固定激励频率，特点是低噪声高分辨率、高线性度，国外有产品采用了基于PWM的相位检测原理，对运放噪声不敏感且准静态分辨率达到了nm级别，但价格昂贵，应用在多采样点测量的场合成本太高。
(4)、交流电桥法：利用电桥平衡条件，在一个桥臂放置探头，另一桥臂设置参考线圈，去除了电阻和电感的静态量，仅放大其变化量，因此具有更高的分辨率。中国科学技术大学的王洪波提出了在微位移测量时采用锁定放大的原理可以实现将电阻和电感变化量分开。
为了实现在复杂的工业环境中，对一定长度范围内多个点的毫米级位移测量，比如钢轨表面平直度的测量等，现有研究成果或装置不足以解决关键问题，其主要原因是现有测量装置采用的多为电容式传感器，受环境因素影响较大；其次，装置量程范围或者分辨率不满足应用要求。现有电涡流传感器产品大多不能同时满足这两方面需求，部分传感器量程够但精度不够，部分精度过高伴随着价格昂贵，不适合对多个点的测量。
因此，针对电涡流传感器探头线圈电感变化量的检测方法开展研究具有重大意义。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，由于电感受温度影响比电阻小，通过相位法与PWM脉宽调制原理设计了探头线圈电感变化检测电路，实现了位移量到电压转换的同时减小了线圈阻抗变化中电阻的影响，有利于提升测量装置的可靠性。
为实现上述发明目的，本发明一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，其特征在于，包括：高频正弦波电压激励源、线圈电感变化检测电路、高通滤波器、过零比较器、与门和低通滤波器；
所述高频激励源采用直接数字频率合成器DDS，利用MCU驱动可输出MHz级频率稳定的高频激励电压Ui；
所述线圈电感变化检测电路包括：运算放大器、探头线圈、反馈电阻R1、输入电阻R2和采样电阻R0，探头线圈又包括线圈电阻R和线圈电感L；
其中，运算放大器的正输入端为：DDS输出的高频激励电压Ui串联探头线圈，再与一个对地的采样电阻R0并联，其负输入端为：DDS输出的高频激励电压串联输入电阻R2；运算放大器的输出端通过反馈电阻R1接至负输入端；
线圈电感变化检测电路基于相位法和PWM脉宽调制原理确定线圈电感变化检测电路中R0以及R1/R2的比值a，从而确定出电感变化检测电路结构；DDS输出的高频激励电压Ui经过线圈电感变化检测电路后得到两路具有相位差的正弦波电压；
所述高通滤波器与过零比较器串联，两路正弦波电压分别输入至一组由高通滤波器与过零比较器串联组成的支路；在每一条支路中，先通过高通滤波器滤除正弦波电压中的直流分量，再通过过零比较器将正弦波转变成方波，处理完成后，两路方波的幅值相同但占空比不同；
所述与门为双输入逻辑门，将幅值相同但占空比不同两路方波输入至与门，经过和运算后，与门输出的一个随位移x变化的方波电压；
所述低通滤波器滤除与门输出的方波电压中的交流分量，输出一个随位移x变化的直流电压U(x)，从而将位移量与电压量关联了起来，实现了对位移的测量。
本发明的发明目的是这样实现的：
本发明一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，采用DDS作为电压激励源，分成两路进入线圈电感变化检测电路，检测电路的功能是将线圈阻抗变化量转变为输出电压与激励电压的相移，形成两路具有相位差的正弦波，接着两路正弦波电压分别通过高通滤波后进入过零比较器，利用过零比较器，排除了电压随线圈阻抗变化而幅值改变的影响，形成两路宽度不同，即占空比不同但幅值相同的方波电压，再一起送入一个双输入与门后，输出一个宽度随线圈阻抗变化，即随传感器探头与待测目标之间位移变化量的方波，最后通过低通滤波输出一个直流电压，实现了位移量到电压模拟量的转换。
同时，本发明一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置还具有以下有益效果：
(1)、通过对线圈电感变化检测电路中的运算放大器引入负反馈，相比于无反馈的电路结构，输出电压与激励电压的相位差范围更大，因此测量装置在相同量程下的灵敏度更高；
(2)、使用电阻R0进行采样，相较电容和电感采样，探头线圈电阻变化对结果的影响更小，电感变化引起的输出电压与激励电压的相位差越接近实际变化的相位差，在不使用相敏检波方法的同时也实现了对线圈电阻和电感分离检测的效果，方案更简便成本更低；
(3)、给出了对电路结构中采样电阻、负输入电阻和反馈电阻优化取值的方法，通过对一阶导数、相位差的对比，选取效果最佳的采样电阻值和反馈电阻与负输入电阻的比例系数，进一步减小线圈电阻变化的影响，提升相输出电压与激励电压的相位差变化范围，提高测量灵敏度。
附图说明
图1是本发明基于电涡流原理的非接触式位移测量装置的原理图；
图2是图1所示的线圈电感变化检测电路结构图；
图3是不同电阻值采样下相位差对线圈电阻/电感的一阶导数绝对值，其中，(a)相位差对电阻一阶导数的绝对值；(b)相位差对电感一阶导数的绝对值；
图4是不同电阻值采样下位移变化的输入输出电压相位差曲线；
图5是不同R1/R2的比值a下相位差对线圈电感/电阻一阶导数，其中，(a)相位差对电感一阶导数的绝对值；(b)相位差对电阻一阶导数的绝对值。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。
实施例
图1是本发明基于电涡流原理的非接触式位移测量装置的原理图。
在本实施例中，如图1所示，本发明一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，包括：高频正弦波电压激励源、线圈电感变化检测电路、高通滤波器、过零比较器、与门和低通滤波器；
高频激励源采用DDS(Direct Digital Synthesizer，直接数字频率合成器)；利用MCU(Microcontroller Unit，微控制器)驱动可输出MHz级频率稳定的高频激励电压Ui；
在本实施例中，根据电涡流效应的原理，需要一个高频(100kHz-10MHz)的交流电压作为激励源，使得探头线圈周围产生交变磁场，在待测目标表面产生感应电流，再产生与线圈磁场相反的涡流磁场，随着探头线圈和待测目标之间的间距改变影响线圈自身阻抗变化；
如图2所示，线圈电感变化检测电路包括：运算放大器、探头线圈、反馈电阻R1、输入电阻R2和采样电阻R0，探头线圈又包括线圈电阻R和线圈电感L；
其中，运算放大器的正输入端为：DDS输出的高频激励电压Ui串联探头线圈，再与一个对地的采样电阻R0并联，其负输入端为：DDS输出的高频激励电压串联输入电阻R2；运算放大器的输出端通过反馈电阻R1接至负输入端；
线圈电感变化检测电路基于相位法和PWM脉宽调制原理确定线圈电感变化检测电路中R0以及R1/R2的比值a，从而确定出电感变化检测电路结构；DDS输出的高频激励电压Ui经过线圈电感变化检测电路后得到两路具有相位差的正弦波电压；
下面我们对R0以及R1/R2的比值a的确定过程进行详细描述，具体如下：
(1)、采样电阻R0的确定方法为：
先取R1＝R2，然后计算出运放输出电压U0与高频激励电压Ui的关系：
Figure BDA0003518494850000051
其中，R为探头线圈中的线圈电阻值，L为探头线圈中的线圈电感值，ω＝2πf，f为高频激励电压的频率；
计算运放输出电压U0与高频激励电压Ui的相位差θ：
Figure BDA0003518494850000061
分别对式(2)中的R和L分别求一阶导数，其中，对R求一阶导数得到：
Figure BDA0003518494850000062
对L求一阶导数得到：
Figure BDA0003518494850000063
探头线圈的电阻R和L随着与待测目标的位移x变化而改变，在装置量程范围内，一个位移值x对应一组R和L值，设位移最小时的x对应线圈电阻为Ra和La，位移最大时的x对应Rb和Lb；
在已知R和L的前提下，对式(3)和(4)中的R0取n组不同的值进行计算，得到相应的n组R和L的导数值，再以探头线圈不同位移下的R和L值为横坐标，导数值为纵坐标，将n条电阻导数-电阻和n条电感导数-电感曲线绘制于两幅图上，对比找出k组电阻导数小而电感导数大的R0值；
先将k组R0中第一组R0代入(2)式，R取Ra，L取La，得到线圈实际工作时的输出电压与输入电压的相位差θa，再将R取Rb，L取Lb得到θb，计算出相位差的差值Δθ＝θa-θb，以此方法可以得到k个Δθ值；
然后将线圈电感L设置为量程范围的中值，同样将线圈电阻R取Ra和Rb，将k组R0代入(2)式，可以得到k组相位差的差值ΔθR；
再将R设置为量程范围的中值，线圈电感L取La和Lb，将k组R0代入(2)式，也可以得到k组相位差的差值ΔθL；
最后将每组电阻变化时的ΔθR、电感变化时的ΔθL和实际工作时电阻电感同时变化的Δθ两两进行比较，选取ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于10％，且ΔθL与Δθ的比值大于90％小于110％时，Δθ最大的R0值作为R0最优取值。
(2)、R1/R2的比值a的确定方法为：
确定了R0的取值后，设R1＝aR2；然后重新计算出运放输出电压U0与高频激励电压Ui的关系：
Figure BDA0003518494850000071
重新计算运放输出电压U0与高频激励电压Ui的相位差θ：
Figure BDA0003518494850000072
分别对式(6)中的R和L分别求一阶导数，其中，对R求一阶导数得到：
Figure BDA0003518494850000073
对L求一阶导数得到：
Figure BDA0003518494850000074
在已知R和L的前提下，对式(7)和(8)中的a取n组不同的值进行计算，得到相应的n组R和L的导数值，再以探头线圈不同位移下的R和L值为横坐标，导数值为纵坐标，将n条电阻导数-电阻和n条电感导数-电感曲线绘制于两幅图上，对比找出k组电阻导数小而电感导数大的a值；
先将k组a中第一组a代入(6)式，R取Ra，L取La，得到线圈实际工作时的输出电压与输入电压的相位差θa，再将R取Rb，L取Lb得到θb，计算出相位差的差值Δθ＝θa-θb，以此方法可以得到k个Δθ值；
然后将线圈电感设置为L变化范围内与前后两项差值最大的固定值，同样将线圈电阻R取Ra和Rb，将k组a代入(6)式，可以得到k组相位差的差值ΔθR；
再将线圈电阻设置为R变化范围内与前后两项差值最大的固定值，线圈电感L取La和Lb，将k组a代入(6)式，也可以得到k组相位差的差值ΔθL；
最后将每组电感变化时的ΔθL和实际工作时电阻电感同时变化的Δθ两两进行比较，选取ΔθL与Δθ的比值大于90％小于120％时，且ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于50％的m组a值；
再对电路建模仿真，对m组a值，R取Ra，L取La，观察输出波形同一波峰的时间差Ta，再将R取Rb，L取Lb得到Tb，ΔT＝Tb-Ta越大，则相位差范围越大，测量装置的量程越大，选取ΔT最大时的a值为最优取值；如果ΔT最大时对应有多个a值，则将线圈电感设置为L变化范围内与前后两项差值最大的固定值，此时电阻变化对时间差的影响最明显，R分别取Ra和Rb，再选取ΔT最小时的a为最优取值，此时电阻变化造成的影响最小。
在本实施例中，首先给出一种对线圈建模的设计参数，以及仿真得到的位移x与电感L和电阻R的数据范围，如表1所示，其中，x采样间隔为0.2mm，得到共26个点的数据。
表1 线圈电阻电感随位移的变化范围
Figure BDA0003518494850000081
首先确定R0的大小：结合表1中线圈电阻的变化范围，对式(3)和(4)中的R0取不同的值进行计算并绘图，不同电阻值采样下相位差对线圈电阻的一阶导数绝对值如图3(a)所示，对线圈电感的一阶导数绝对值如图3(b)所示。电阻值R0越大，线圈电阻R的导数值越小，电阻变化的影响越低，R0为500Ω时，线圈电感L的导数值最大，其次是200Ω，但200Ω时的电阻导数值最大，电阻变化的影响最大。
然后根据(2)式，对线圈探头与待测目标之间距离变化时，输出电压相位差变化进行计算，如图4所示，不同电阻值采样下位移变化的输入输出电压相位差曲线，电阻R0为10Ω、100Ω和200Ω时相位差变化很小或者只在一小段量程范围内变化很大，不符合设计目标，R0为500Ω、1kΩ和2kΩ时变化比较平坦，阻值越大变化范围越小，同时线圈电阻变化的影响也越小。因此，最终得到电阻导数小、电感导数大且输出相位差变化范围较大的三个R0值：500Ω、1kΩ和2kΩ。
接着对这三个值的线圈电感L和电阻R单独变化时的相位差进行研究，分别将线圈电感和电阻设置为量其程范围的中值，即线圈电感L固定为76.75uH，电阻R固定为16.4Ω，只改变另一变量，计算最大值和最小值相位差的差值大小，与实际工作中同时改变时的真实相位差值进行比较，确定电感和电阻的影响大小，如表2所示。
表2 不同采样电阻下单一线圈变量的相位差变化范围
Figure BDA0003518494850000091
可以发现表2中的三组数据均满足：ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于10％，ΔθL与Δθ的比值大于90％小于110％的要求，为了体现检测电路相位差范围更大的优势，故选取Δθ最大的R0，取R0为500Ω。
接着确定a的大小：根据式(7)和(8)对比值a分别取0.5、0.8、1、1.2、1.5和2时的两个导数绝对值的变化进行计算分析。首先通过画图对比电感和电阻导数，不同a值的相位差对线圈电阻的一阶导数绝对值如图5(a)所示，对线圈电感的一阶导数绝对值如图5(b)所示。可以看出a＝2时，电阻导数变大的而电感导数变小，故排除取a＝2这个取值，1附近的a值电感导数大而电阻导数小，符合设计目标，为了更精确对比，a取0.5、0.7、0.8、0.9、1、1.1、1.2和1.5共8组值。结合(6)式计算线圈电阻、电感单独变化和电感电阻同时变化三种情况下量程范围两端点值的相位差，为了对比效果明显，电阻和电感取各自变化范围内与前后两项差值最大的固定值，R固定值取40Ω，L固定值取62uH，结果如3所示。
表3 三种变化情况的两端点相位差
Figure BDA0003518494850000092
由表3可以看出，随着比值a的增大，线圈电感L变化的影响逐渐增大，电阻变化应该逐渐变小，但整体相位差变化范围呈现先增后减的规律。将每组电感变化时的ΔθL和实际工作时电阻电感同时变化的Δθ两两进行比较，选取ΔθL与Δθ的比值大于90％小于120％，且ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于50％的a值。根据以上分析，取a＝0.7至1.1共五组值，对电路建模仿真，找出位移x分别为0mm和5mm时输入输出电压波形同一波峰的时间差，计算时间差范围大小，如结果如表4所示。
表4 不同a值时仿真波形的时间差
Figure BDA0003518494850000101
从表4结果可以看出，在比值a为0.7和0.8时，ΔT最大且结果一样，无法确定哪种取值最优，故继续仿真线圈电感L固定为62uH，电阻R单独变化时的影响，结果如下表：
表5 不同a值电阻单独变化时波形的时间差
Figure BDA0003518494850000102
从表5结果可以看出，a取0.8时ΔT比a为0.7时小，电阻R变化对ΔT的影响几乎为0，得出结论为a取0.8时，时间差范围最大且电阻影响最小。
经过上述设计的检测电路后，两路正弦波电压分别输入至一组由高通滤波器与过零比较器串联组成的支路，如图1所示，上支路由高通滤波器1与过零比较器1串联组成，下支路由高通滤波器2与过零比较器2串联组成；在每一条支路中，先通过高通滤波器滤除正弦波电压中的直流分量，再通过过零比较器将正弦波转变成方波，处理完成后，两路方波的幅值相同但占空比不同；
与门为双输入逻辑门，将幅值相同但占空比不同两路方波输入至与门，经过和运算后，与门输出一个随位移x变化的方波电压；
低通滤波器滤除与门输出的方波电压中的交流分量，输出一个随位移x变化的直流电压U(x)，从而将位移量与电压量关联了起来，实现了对位移的测量。
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (3)

1.一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，其特征在于，包括：高频正弦波电压激励源、线圈电感变化检测电路、高通滤波器、过零比较器、AND与门和低通滤波器；
所述高频正弦波电压激励源采用直接数字频率合成器DDS，利用MCU驱动可输出MHz级频率稳定的高频激励电压Ui；
所述线圈电感变化检测电路包括：运算放大器、探头线圈、反馈电阻R1、输入电阻R2和采样电阻R0，探头线圈又包括线圈电阻R和线圈电感L；
其中，运算放大器的正输入端为：DDS输出的高频激励电压Ui串联探头线圈，再与一个对地的采样电阻R0并联，其负输入端为：DDS输出的高频激励电压串联输入电阻R2；运算放大器的输出端通过反馈电阻R1接至负输入端；
线圈电感变化检测电路基于相位法和PWM脉宽调制原理确定线圈电感变化检测电路中R0以及R1/R2的比值a，从而确定出电感变化检测电路结构；DDS输出的高频激励电压Ui经过线圈电感变化检测电路后得到两路具有相位差的正弦波电压；
所述高通滤波器与过零比较器串联，两路正弦波电压分别输入至一组由高通滤波器与过零比较器串联组成的支路；在每一条支路中，先通过高通滤波器滤除正弦波电压中的直流分量，再通过过零比较器将正弦波转变成方波，处理完成后，两路方波的幅值相同但占空比不同；
所述AND与门为双输入逻辑门，将幅值相同但占空比不同两路方波输入至AND与门，经过AND运算后，AND与门输出的一个随位移x变化的方波电压；
所述低通滤波器滤除AND与门输出的方波电压中的交流分量，输出一个随位移x变化的直流电压U(x)，从而将位移量与电压量关联了起来，实现了对位移的测量。
2.根据权利要求1所述的一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，其特征在于，所述采样电阻R0的确定方法为：
先取R1＝R2，然后计算出运放输出电压U0与高频激励电压Ui的关系：
Figure FDA0003812821750000011
其中，R为探头线圈中的线圈电阻值，L为探头线圈中的线圈电感值，ω＝2πf，f为高频激励电压的频率；
计算运放输出电压U0与高频激励电压Ui的相位差θ：
Figure FDA0003812821750000021
分别对式(2)中的R和L分别求一阶导数，其中，对R求一阶导数得到：
Figure FDA0003812821750000022
对L求一阶导数得到：
Figure FDA0003812821750000023
探头线圈的电阻R和L随着与待测目标的位移x变化而改变，在装置量程范围内，一个位移值x对应一组R和L值，设位移最小时的x对应线圈电阻为Ra和La，位移最大时的x对应Rb和Lb；
在已知R和L的前提下，对式(3)和(4)中的R0取n组不同的值进行计算，得到相应的n组R和L的导数值，再以探头线圈不同位移下的R和L值为横坐标，导数值为纵坐标，将n条电阻导数-电阻和n条电感导数-电感曲线绘制于两幅图上，对比找出k组电阻导数小而电感导数大的R0值；
先将k组R0中第一组R0代入(2)式，R取Ra，L取La，得到线圈实际工作时的输出电压与输入电压的相位差θa，再将R取Rb，L取Lb得到θb，计算出相位差的差值Δθ＝θa-θb，以此方法可以得到k个Δθ值；
然后将线圈电感L设置为量程范围的中值，同样将线圈电阻R取Ra和Rb，将k组R0代入(2)式，可以得到k组相位差的差值ΔθR；
再将R设置为量程范围的中值，线圈电感L取La和Lb，将k组R0代入(2)式，也可以得到k组相位差的差值ΔθL；
最后将每组电阻变化时的ΔθR、电感变化时的ΔθL和实际工作时电阻电感同时变化的Δθ两两进行比较，选取ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于10％，ΔθL与Δθ的比值大于90％小于110％时，Δθ最大的R0值作为R0最优取值。
3.根据权利要求1所述的一种基于电涡流原理的非接触式位移测量装置，其特征在于，所述R1/R2的比值a的确定方法为：
确定了R0的取值后，设R1＝aR2；然后重新计算出运放输出电压U0与高频激励电压Ui的关系：
Figure FDA0003812821750000031
重新计算运放输出电压U0与高频激励电压Ui的相位差θ：
Figure FDA0003812821750000032
分别对式(6)中的R和L分别求一阶导数，其中，对R求一阶导数得到：
Figure FDA0003812821750000033
对L求一阶导数得到：
Figure FDA0003812821750000034
在已知R和L的前提下，对式(7)和(8)中的a取n组不同的值进行计算，得到相应的n组R和L的导数值，再以探头线圈不同位移下的R和L值为横坐标，导数值为纵坐标，将n条电阻导数-电阻和n条电感导数-电感曲线绘制于两幅图上，对比找出k组电阻导数小而电感导数大的a值；
先将k组a中第一组a代入(6)式，R取Ra，L取La，得到线圈实际工作时的输出电压与输入电压的相位差θa，再将R取Rb，L取Lb得到θb，计算出相位差的差值Δθ＝θa-θb，以此方法可以得到k个Δθ值；
然后将线圈电感设置为L变化范围内与前后两项差值最大的固定值，同样将线圈电阻R取Ra和Rb，将k组a代入(6)式，可以得到k组相位差的差值ΔθR；
再将线圈电阻设置为R变化范围内与前后两项差值最大的固定值，线圈电感L取La和Lb，将k组a代入(6)式，也可以得到k组相位差的差值ΔθL；
最后将每组电感变化时的ΔθL和实际工作时电阻电感同时变化的Δθ两两进行比较，选取ΔθL与Δθ的比值大于90％小于120％，且ΔθR与ΔθL的比值和ΔθR比Δθ的比值均小于50％的m组a值；
再对电路建模仿真，对m组a值，R取Ra，L取La，观察输出波形同一波峰的时间差Ta，再将R取Rb，L取Lb得到Tb，ΔT＝Tb-Ta越大，则相位差范围越大，测量装置的量程越大，选取ΔT最大时的a值为最优取值；如果ΔT最大时对应有多个a值，则再将线圈电感设置为L变化范围内与前后两项差值最大的固定值，R分别取Ra和Rb，再选取ΔT最小时的a为最优取值。
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