CN114400994B - 基于电容自举升压的nmos高侧开关控制电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路及方法，包括微控器、定时器、开关控制电路，开关控制电路包括方波电平、第三快速二极管、第三小信号开关NMOS管、小信号PNP型三极管、自举电容、第一开关NMOS管、第二开关NMOS管、小信号NPN型三极管、第一旁路电容、第一快速二极管、第二快速二极管以及直流稳压源。本发明利用微控器输出方波控制电平，控制电容自举升压，使第一开关NMOS管的栅极电位大于源极电位与门阀值电压VGS(th)之和并持续。本发明解决了同类基于电容自举升压NMOS饱和导通不能持续及使用专用集成电路或升压变压器带来的电路设计复杂，生产制造成本高的技术问题。

Description

基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路及方法
技术领域
本发明涉及一种NMOS高侧驱动电路的技术领域，特别涉及一种直流电子***中基于电容自举升压的NMOS高侧开、关控制电路及方法。
背景技术
电子***中，通常需要对负载供电进行开、关控制，以实现控制负载启动或停止工作。MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)采用压控多数载流子导电且电阻率低，是开、关控制的理想选择。按沟道类型可分为NMOS和PMOS。NMOS多数载流子为电子，PMOS多数载流子为空穴，电子迁移率为空穴迁移率的2到3倍，进而NMOS具有更低的导通阻抗，相同导通电流下，功耗更低，电流承载能力更大。所以选取NMOS作为开关控制元件具有更大的优势。
NMOS用于高侧电路开、关控制，即漏极(D极)接电源正极，源极S(S极)接负载正极，栅极(G极)接控制信号。饱和导通时，源极S电压近似等于漏极电压，即等于电源电压，根据NMOS的饱和导通条件可知，栅极电位需大于源极S电位与门阀值电压VGS(th)之和，才能饱和导通。在现有技术中大多采用专用的NMOS高侧驱动集成电路或使用升压变压器产生栅极控制电压，而这样设计大大增加了电路设计的复杂性、生产制造成本以及维护成本，故此需要改进。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路及方法，以解决上述背景技术中提出的电路设计的复杂性、生产制造成本以及维护成本的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，包括微控器以及定时器，在微控器上连接有开关控制电路，所述的开关控制电路包括由微控器通过定时器定时设置输出的方波电平V2、第三快速二极管D3、第三小信号开关NMOS管M3、小信号PNP型三极管Q1、自举电容C1、第一开关NMOS管M1、第二开关NMOS管M2、小信号NPN型三极管Q2、第一旁路电容C2、第一快速二极管D1、第二快速二极管D2以及为微控器、开关NMOS管、负载及各分立元件工作提供稳压电能的直流稳压源V1，其中，所述的方波电平V2的输出端正极通过第三快速二极管D3连接第三开关NMOS管M3的栅极G，所述的方波电平V2的输出端正极还通过第四电阻R4连接小信号NPN型三极管Q2的基极，所述小信号NPN型三极管Q2的集电极通过第一电阻R1连接所述直流稳压源V1的正极端，所述小信号NPN型三极管Q2的集电极与小信号PNP型三极管Q1的基极连接，所述小信号PNP型三极管Q1的发射极与所述直流稳压源V1的正极端连接，所述第一快速二极管D1、自举电容C1和第五电阻R5串联在所述直流稳压源V1的正极端与接地端GND之间，所述第一快速二极管D1、自举电容C1的公共端通过串联的第二快速二极管D2、限流电阻R3与第一开关NMOS管M1的栅极G连接，自举电容C1和第五电阻R5的公共端与所述小信号PNP型三极管Q1的集电极连接，第二快速二极管D2、限流电阻R3的公共端与接地端GND之间连接有所述第一旁路电容C2，所述第一开关NMOS管M1的漏极D连接所述直流稳压源V1的正极端，第二开关NMOS管M2的漏极D连接所述第一开关NMOS管M1的栅极G，第二开关NMOS管M2的栅极G通过第二电阻R2连接所述直流稳压源V1的正极端，第二开关NMOS管M2的栅极G还与第三小信号开关NMOS管M3的漏极D连接，第一开关NMOS管M1的源极S与接地端GND之间连接有第六电阻R6，所述的第三小信号开关NMOS管M3和第二开关NMOS管M2的源极S均连接接地端GND，所述第一开关NMOS管M1的源极S作为负载输出。
作为优选，所述的自举电容C1能够根据小信号PNP型三极管Q1的状态进行降压充电及升压放电，当小信号PNP型三极管Q1处于饱和导通时，自举电容C1升压放电，当小信号PNP型三极管Q1处于截止时，自举电容C1降压充电。
作为优选，所述的第一旁路电容C2为第一开关NMOS管M1饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当小信号PNP型三极管Q1饱和导通时，第一旁路电容C2在自举电容C1正极电位升高时充电；当小信号PNP型三极管Q1截止时，第一旁路电容C2在自举电容C1正极电位回落时放电。
作为优选，在第三开关NMOS管M3的栅极G与接地端GND之间连接有第二旁路电容C3，所述第二旁路电容C3为第三开关NMOS管M3饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当方波电平V2处于高电平时，第二旁路电容C3进行充电，当方波电平V2处于低电平时，第二旁路电容C3进行放电。
作为优选，所述第一快速二极管D1能够在小信号PNP型三极管Q1饱和导通时防止自举电容C1升压放电过程中，电流倒灌至直流稳压源V1，当小信号PNP型三极管Q1截止时为自举电容C1建立充电回路信号，所述第二快速二极管D2在小信号PNP型三极管Q1饱和导通时，对第一旁路电容C2进行充电，当小信号PNP型三极管Q1截止时，防止第一旁路电容C2对前级电路反向放电。
本发明还公开了一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制方法，具体包括以下步骤：
S1、由微控器1输出方波控制电平V2，控制小信号PNP型三极管Q1交替饱和导通与截止，当饱和导通时，抬升自举电容C1负极电位，且自举电容C1正极电位也随之升高，并大于第一开关NMOS管M1的源极S的电位、第一开关NMOS管M1的门阀值电压VGS(th)以及自举电容C1正极至第一开关NMOS管M1的栅极G间电压之和，使第一开关NMOS管M1饱和导通，直流稳压源V1正极经第一开关NMOS管M1的漏极D，至第一开关NMOS管M1的源极S为负载进行供电；当截止时，直流稳压源V1正极通过快速二极管D1对自举电容C1充电，后级的第一旁路电容C2通过限流电阻R3对第一开关NMOS管M1的栅极G进行放电，并维持第一开关NMOS管M1处于饱和导通，此时直流稳压源V1为负载供电得以持续；
S2、当微控器停止方波控制电平V2输出时，第三小信号开关NMOS管M3的栅极G、源极S渐渐失去正向偏置电压，从饱和导通状态转变为截止状态，此时第二开关NMOS管M2的栅极G经第二电阻R2上拉至电源电压，第二开关NMOS管M2的栅极G、源极S获得正向偏置电压，从截止状态转变为饱和导通状态，第一开关NMOS管M1的栅极G电压经第二开关NMOS管M2的漏极D拉接地端GND，使第一开关NMOS管M1从饱和导通状态转变为截止状态，此时直流稳压源V1因供电回路被第一开关NMOS管M1切断，停止为负载供电。
进一步，所述方波电平V2由微控器1产生，其幅值为0-5V，且与第四电阻R4相连，通过小信号NPN型三极管Q2控制另一只小信号PNP型三极管Q1，使小信号PNP型三极管Q1在方波控制电平高电平时饱和导通，抬升自举电容C1负极电位，并保证自举电容C1负极电压等于电源电压减去小信号PNP型三极管Q1的发射极与集电极的导通压降。
作为优选，所述微控器通过定时器产生方波的频率的范围是：当自举电容C1在单位充放电周期内，使后级第一旁路电容C2的电能维持第一开关NMOS管M1导通，任意时刻第一旁路电容C2的正极电位应大于限流电阻R3压降、第一开关NMOS管M1门阀值电压VGS(th)及导通后源极S电压之和，即Vc2≥VR3+VGS(th)+V1。
本发明得到的一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路及方法的技术效果如下：
本发明利用微控器输出方波控制电平，控制电容自举升压，使NMOS栅极电位大于源极S电位与门阀值电压VGS(th)之和并持续，进一步NMOS饱和导通得以持续，即开关闭合，微控器停止输出方波控制电平时，NMOS栅极电位为零，进一步NMOS截止，即开关断开，解决了同类基于电容自举升压NMOS饱和导通不能持续，及使用专用集成电路或升压变压器带来的电路设计复杂，生产制造成本高的技术问题，整个电路结构简单，生产制造成本低，容易维护，具有更高的经济价值，其方波控制电平也可通过全分立元件获得，不受外部势力对中国半导体行业实施技术封锁或卡脖子的影响，自主可控，安全性更高。
附图说明
图1为一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路的原理图；
图2为开关控制电路的电路原理图；
图3为自举电容C1两极电位与方波控制电平关系图；
图4为自举电容C1正极电位与旁路电容C2正极电位关系图；
图5为方波控制电平V2与旁路电容C3正极电位关系图。
图6为方波控制电平V2输出时第一开关NMOS管M1源极S电位图一；
图7为方波控制电平V2停止输出时第一开关NMOS管M1源极S电位图二。
图中：微控器1、定时器2、开关控制电路3。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例1：
请参阅图1-图2，本实施例提供了一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，包括微控器1以及定时器2，在微控器1上连接有开关控制电路3，所述的开关控制电路3包括由微控器1通过定时器2定时设置输出的方波电平V2、第三快速二极管D3、第三小信号开关NMOS管M3、小信号PNP型三极管Q1、自举电容C1、第一开关NMOS管M1、第二开关NMOS管M2、小信号NPN型三极管Q2、第一旁路电容C2、第一快速二极管D1、第二快速二极管D2以及为微控器1、开关NMOS管、负载及各分立元件工作提供稳压电能的直流稳压源V1，其中，所述的方波电平V2的输出端正极通过第三快速二极管D3连接第三开关NMOS管M3的栅极G，所述的方波电平V2的输出端正极还通过第四电阻R4连接小信号NPN型三极管Q2的基极，所述小信号NPN型三极管Q2的集电极通过第一电阻R1连接所述直流稳压源V1的正极端，所述小信号NPN型三极管Q2的集电极与小信号PNP型三极管Q1的基极连接，所述小信号PNP型三极管Q1的发射极与所述直流稳压源V1的正极端连接，所述第一快速二极管D1、自举电容C1和第五电阻R5串联在所述直流稳压源V1的正极端与接地端GND之间，所述第一快速二极管D1、自举电容C1的公共端通过串联的第二快速二极管D2、限流电阻R3与第一开关NMOS管M1的栅极G连接，自举电容C1和第五电阻R5的公共端与所述小信号PNP型三极管Q1的集电极连接，第二快速二极管D2、限流电阻R3的公共端与接地端GND之间连接有所述第一旁路电容C2，所述第一开关NMOS管M1的漏极D连接所述直流稳压源V1的正极端，第二开关NMOS管M2的漏极D连接所述第一开关NMOS管M1的栅极G，第二开关NMOS管M2的栅极G通过第二电阻R2连接所述直流稳压源V1的正极端，第二开关NMOS管M2的栅极G还与第三小信号开关NMOS管M3的漏极D连接，第一开关NMOS管M1的源极S与接地端GND之间连接有第六电阻R6，所述的第三小信号开关NMOS管M3和第二开关NMOS管M2的源极S均连接接地端GND，所述第一开关NMOS管M1的源极S作为负载输出。
作为优选，所述的自举电容C1能够根据小信号PNP型三极管Q1的状态进行降压充电及升压放电，当小信号PNP型三极管Q1处于饱和导通时，自举电容C1升压放电，当小信号PNP型三极管Q1处于截止时，自举电容C1降压充电。
作为优选，所述的第一旁路电容C2为第一开关NMOS管M1饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当小信号PNP型三极管Q1饱和导通时，第一旁路电容C2在自举电容C1正极电位升高时充电；当小信号PNP型三极管Q1截止时，第一旁路电容C2在自举电容C1正极电位回落时放电。
作为优选，在第三开关NMOS管M3的栅极G与接地端GND之间连接有第二旁路电容C3，所述第二旁路电容C3为第三开关NMOS管M3饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当方波电平V2处于高电平时，第二旁路电容C3进行充电，当方波电平V2处于低电平时，第二旁路电容C3进行放电。
作为优选，所述第一快速二极管D1能够在小信号PNP型三极管Q1饱和导通时防止自举电容C1升压放电过程中，电流倒灌至直流稳压源V1，当小信号PNP型三极管Q1截止时为自举电容C1建立充电回路信号，所述第二快速二极管D2在小信号PNP型三极管Q1饱和导通时，对第一旁路电容C2进行充电，当小信号PNP型三极管Q1截止时，防止第一旁路电容C2对前级电路反向放电。
如图3-图7所示，在图3中，符号‘×’标注的实线为方波控制电平V2；符号‘□’标注的次粗线为自举电容C1负极电位；符号‘◇’标注的粗线为自举电容C1正极电位；在图4中，符号‘◇’标注的实线为自举电容C1正极电位；符号‘△’标注的次粗线为旁路电容C2正极电位；在图5中，符号‘×’标注的实线为方波控制电平V2；符号‘▽’标注的次粗线为旁路电容C3正极电位；在图6中，符号‘×’标注的实线为方波控制电平V2；符号‘○’标注的次粗线为第一开关NMOS管M1源极S极电位，在图7中，符号‘×’标注的实线为方波控制电平V2；符号‘○’标注的次粗线为第一开关NMOS管M1源极S极电位，本实施例还公开了一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制方法，具体包括以下步骤：
S1、由微控器1输出方波控制电平V2，控制小信号PNP型三极管Q1交替饱和导通与截止，当饱和导通时，抬升自举电容C1负极电位，且自举电容C1正极电位也随之升高，并大于第一开关NMOS管M1的源极S的电位、第一开关NMOS管M1的门阀值电压VGS(th)以及自举电容C1正极至第一开关NMOS管M1的栅极G间电压之和，使第一开关NMOS管M1饱和导通，直流稳压源V1正极经第一开关NMOS管M1的漏极D，至第一开关NMOS管M1的源极S为负载进行供电；当截止时，直流稳压源V1正极通过快速二极管D1对自举电容C1充电，后级的第一旁路电容C2通过限流电阻R3对第一开关NMOS管M1的栅极G进行放电，并维持第一开关NMOS管M1处于饱和导通，此时直流稳压源V1为负载供电得以持续；
S2、当微控器停止方波控制电平V2输出时，第三小信号开关NMOS管M3的栅极G、源极S渐渐失去正向偏置电压，从饱和导通状态转变为截止状态，此时第二开关NMOS管M2的栅极G经第二电阻R2上拉至电源电压，第二开关NMOS管M2的栅极G、源极S获得正向偏置电压，从截止状态转变为饱和导通状态，第一开关NMOS管M1的栅极G电压经第二开关NMOS管M2的漏极D拉接地端GND，使第一开关NMOS管M1从饱和导通状态转变为截止状态，此时直流稳压源V1因供电回路被第一开关NMOS管M1切断，停止为负载供电。
需要说明的是：本实施例中的门阀值电压VGS(th)即为M1导通开启电压,当且仅当MOS的G、S极电压差大于门阀值电压VGS(th)值时，MOS管的D、S极才会处于导通状态，且门阀值电压VGS(th)值由MOS的物理物性及制造工艺决定，NMOS即M1一般为2-4V。
进一步，所述方波电平V2由微控器1产生，其幅值为0-5V，且与第四电阻R4相连，通过小信号NPN型三极管Q2控制另一只小信号PNP型三极管Q1，使小信号PNP型三极管Q1在方波控制电平高电平时饱和导通，抬升自举电容C1负极电位，并保证自举电容C1负极电压等于电源电压减去小信号PNP型三极管Q1的发射极与集电极的导通压降。
作为优选，所述微控器1通过定时器2产生方波的频率的范围是：当自举电容C1在单位充放电周期内，使后级第一旁路电容C2的电能维持第一开关NMOS管M1导通，任意时刻第一旁路电容C2的正极电位应大于限流电阻R3压降、第一开关NMOS管M1门阀值电压VGS(th)及导通后源极S电压之和，即Vc2≥VR3+VGS(th)+V1，在本实施例中如果从自举电容C1的正极电位看，其自举升压时，该点对地电压Vc1≥Vd2+Vc2才能使第一开关M1的D、S极导通，其中Vd2为快速二极D2正向导通压降，如果从第一旁路电容C2的正极电位来看，其对地电压在自举电容C1升降压周期内都应满足Vc2≥VR3+VGS(th)+V1才能第一开关M1的D、S极导通。
工作原理：
利用微控器1输出方波控制电平，控制PNP型三极管Q1交替饱和导通与截止，使自举电容C1交替升、降压。进一步升压时对后级第一旁路电容C2充电，并为第一开关NMOS管M1的栅、源极S提供正向偏置电压，使其饱和导通；降压时由直流稳压电源V1对自举电容C1充电，第一旁路电容C2持续为第一开关NMOS管M1饱和导通提供正向偏置电压，维持饱和导通状态不受自举电容降压影响。
利用微控器1停止方波控制电平输出，使得自举电容C1仅充电无法升压。同时通过上拉第二电阻R2控制第二开关NMOS管M2饱和导通，拉低第一开关NMOS管M1的栅电位，使其栅、源极S失去正向偏置电压而截止。
工作过程：
首先微控器1输出方波控制电平V2。
高电平时，小信号PNP型三极管Q1与小信号NPN型三极管Q2均饱和导通，自举电容C1负极电位抬升，由于电容两端电压不能突变，自举电容C1正极电位也随之升高，并通过快速二极管(D2)对后级第一旁路电容C2充电，再经过限流电阻R3为第一开关NMOS管M1栅、源极S提供正向偏置并使其饱和导通，进一步，第一开关NMOS管M1漏、源极S为直流稳压源V1建立供电回路，直流稳压源V1为负载供电。
低电平时，小信号PNP型三极管Q1与小信号NPN型三极管Q2均截止，自举电容C1正、负极电位下降，直流稳压源V1通过快速二极管对自举电容C1充电，后级第一旁路电容C2经过限流电阻R3继续为第一开关NMOS管M1栅、源极S提供正向偏置，维持其饱和导通状态，进一步，直流稳压源V1为负载供电得以持续；
微控器1停止输出方波控制电平V2，自举电容C1不再自举升压，进而第一开关NMOS管M1的栅、源极S失去正向偏置电压，另一路，第三小信号开关NMOS管M3因失去正向偏置电压而截止，第二开关NMOS管M2栅极在上拉第二电阻R2作用下，获得正常偏置电压而饱和导通，将第一开关NMOS管M1的栅极电位拉至公共地，即0V，进一步，第一开关NMOS管M1截止，直流稳压源V1失去供电回路，无法为负载提供供电。
因此本发明利用微控器1输出方波控制电平，控制电容自举升压，使NMOS栅极(G极)电位大于源极S电位与门阀值电压VGS(th)之和并持续，进一步NMOS饱和导通得以持续，即开关闭合。微控器1停止输出方波控制电平时，NMOS栅极(G极)电位为零，进一步NMOS截止，即开关断开。解决了同类基于电容自举升压NMOS饱和导通不能持续，及使用专用集成电路或升压变压器带来的电路设计复杂，生产制造成本高的技术问题，本发明的电容自举升压为NMOS高侧开、关控制提供持续可靠的栅、源正向偏置，电路结构简单，生产制造成本低，容易维护，具有更高的经济价值，其方波控制电平亦可通过全分立元件获得，不受外部势力对中国半导体行业实施技术封锁或卡脖子的影响，自主可控，安全性更高。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (8)

1.一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，包括微控器(1)以及定时器(2)，其特征在于：在微控器(1)上连接有开关控制电路(3)，所述的开关控制电路(3)包括由微控器(1)通过定时器(2)定时设置输出的方波电平(V2)、第三快速二极管(D3)、第三小信号开关NMOS管(M3)、小信号PNP型三极管(Q1)、自举电容(C1)、第一开关NMOS管(M1)、第二开关NMOS管(M2)、小信号NPN型三极管(Q2)、第一旁路电容(C2)、第一快速二极管(D1)、第二快速二极管(D2)以及为微控器(1)、开关NMOS管、负载及各分立元件工作提供稳压电能的直流稳压源(V1)，其中，所述的方波电平(V2)的输出端正极通过第三快速二极管(D3)连接第三开关NMOS管(M3)的栅极G，所述的方波电平(V2)的输出端正极还通过第四电阻(R4)连接小信号NPN型三极管(Q2)的基极，所述小信号NPN型三极管(Q2)的集电极通过第一电阻(R1)连接所述直流稳压源(V1)的正极端，所述小信号NPN型三极管(Q2)的集电极与小信号PNP型三极管(Q1)的基极连接，所述小信号PNP型三极管(Q1)的发射极与所述直流稳压源(V1)的正极端连接，所述第一快速二极管(D1)、自举电容(C1)和第五电阻(R5)串联在所述直流稳压源(V1)的正极端与接地端(GND)之间，所述第一快速二极管(D1)、自举电容(C1)的公共端通过串联的第二快速二极管(D2)、限流电阻(R3)与第一开关NMOS管(M1)的栅极G连接，自举电容(C1)和第五电阻(R5)的公共端与所述小信号PNP型三极管(Q1)的集电极连接，第二快速二极管(D2)、限流电阻(R3)的公共端与接地端(GND)之间连接有所述第一旁路电容(C2)，所述第一开关NMOS管(M1)的漏极D连接所述直流稳压源(V1)的正极端，第二开关NMOS管(M2)的漏极D连接所述第一开关NMOS管(M1)的栅极G，第二开关NMOS管(M2)的栅极G通过第二电阻(R2)连接所述直流稳压源(V1)的正极端，第二开关NMOS管(M2)的栅极G还与第三小信号开关NMOS管(M3)的漏极D连接，第一开关NMOS管(M1)的源极S与接地端(GND)之间连接有第六电阻(R6)，所述的第三小信号开关NMOS管(M3)和第二开关NMOS管(M2)的源极S均连接接地端(GND)，所述第一开关NMOS管(M1)的源极S作为负载输出。
2.根据权利要求1所述的基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，其特征在于：所述的自举电容(C1)能够根据小信号PNP型三极管(Q1)的状态进行降压充电及升压放电，当小信号PNP型三极管(Q1)处于饱和导通时，自举电容(C1)升压放电，当小信号PNP型三极管(Q1)处于截止时，自举电容(C1)降压充电。
3.根据权利要求2所述的基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，其特征在于：所述的第一旁路电容(C2)为第一开关NMOS管(M1)饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当小信号PNP型三极管(Q1)饱和导通时，第一旁路电容(C2)在自举电容(C1)正极电位升高时充电；当小信号PNP型三极管(Q1)截止时，第一旁路电容(C2)在自举电容(C1)正极电位回落时放电。
4.根据权利要求3所述的基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，其特征在于：在第三开关NMOS管(M3)的栅极G与接地端GND之间连接有第二旁路电容(C3)，所述第二旁路电容(C3)为第三开关NMOS管(M3)饱和导通提供持续稳定的正向偏置电压，当方波电平(V2)处于高电平时，第二旁路电容(C3)进行充电，当方波电平(V2)处于低电平时，第二旁路电容(C3)进行放电。
5.根据权利要求3所述的基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，其特征在于：所述第一快速二极管(D1)能够在小信号PNP型三极管(Q1)饱和导通时防止自举电容(C1)升压放电过程中，电流倒灌至直流稳压源(V1)，当小信号PNP型三极管(Q1)截止时为自举电容(C1)建立充电回路信号，所述第二快速二极管(D2)在小信号PNP型三极管(Q1)饱和导通时，对第一旁路电容(C2)进行充电，当小信号PNP型三极管(Q1)截止时，防止第一旁路电容(C2)对前级电路反向放电。
6.一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制方法，包括采用1-5中任意一项权利要求所述的一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制电路，具体包括以下步骤：
S1、由微控器(1)输出方波控制电平(V2)，控制小信号PNP型三极管(Q1)交替饱和导通与截止，当饱和导通时，抬升自举电容(C1)负极电位，且自举电容(C1)正极电位也随之升高，并大于第一开关NMOS管(M1)的源极S的电位、第一开关NMOS管(M1)的门阀值电压VGS(th)以及自举电容(C1)正极至第一开关NMOS管(M1)的栅极G间电压之和，使第一开关NMOS管(M1)饱和导通，直流稳压源(V1)正极经第一开关NMOS管(M1)的漏极D，至第一开关NMOS管(M1)的源极S为负载进行供电；当截止时，直流稳压源(V1)正极通过快速二极管(D1)对自举电容(C1)充电，后级的第一旁路电容(C2)通过限流电阻(R3)对第一开关NMOS管(M1)的栅极G进行放电，并维持第一开关NMOS管(M1)处于饱和导通，此时直流稳压源(V1)为负载供电得以持续；
S2、当微控器(1)停止方波控制电平(V2)输出时，第三小信号开关NMOS管(M3)的栅极G、源极S渐渐失去正向偏置电压，从饱和导通状态转变为截止状态，此时第二开关NMOS管(M2)的栅极G经第二电阻(R2)上拉至电源电压，第二开关NMOS管(M2)的栅极G、源极S获得正向偏置电压，从截止状态转变为饱和导通状态，第一开关NMOS管(M1)的栅极G电压经第二开关NMOS管(M2)的漏极D拉接地端(GND)，使第一开关NMOS管(M1)从饱和导通状态转变为截止状态，此时直流稳压源(V1)因供电回路被第一开关NMOS管(M1)切断，停止为负载供电。
7.根据权利要求6所述的一种基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制方法，其特征在于：所述方波电平(V2)由微控器(1)产生，其幅值为0-5V，且与第四电阻(R4)相连，通过小信号NPN型三极管(Q2)控制另一只小信号PNP型三极管(Q1)，使小信号PNP型三极管(Q1)在方波控制电平高电平时饱和导通，抬升自举电容(C1)负极电位，并保证自举电容(C1)负极电压等于电源电压减去小信号PNP型三极管(Q1)的发射极与集电极的导通压降。
8.根据权利要求6所述的基于电容自举升压的NMOS高侧开关控制方法，其特征在于：所述微控器(1)通过定时器(2)产生方波的频率的范围是：当自举电容(C1)在单位充放电周期内，使后级第一旁路电容(C2)的电能维持第一开关NMOS管(M1)导通，任意时刻第一旁路电容(C2)的正极电位应大于限流电阻R3压降、第一开关NMOS管(M1)门阀值电压VGS(th)及导通后源极S电压之和，即Vc2≥VR3+VGS(th)+V1。
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