CN114362753A

CN114362753A - 信号处理电路及电子设备

Info

Publication number: CN114362753A
Application number: CN202210050576.3A
Authority: CN
Inventors: 朱建林
Original assignee: Ruijie Networks Co Ltd
Current assignee: Ruijie Networks Co Ltd
Priority date: 2022-01-17
Filing date: 2022-01-17
Publication date: 2022-04-15

Abstract

本申请实施例提供一种信号处理电路及电子设备。其中，信号处理电路包括：电荷放大电路，用于接收传感器输出的差分电荷信号；对差分电荷信号进行放大转换处理，输出第一电压信号；同相放大电路，与电荷放大电路连接，用于接收第一电压信号；对第一电压信号进行放大处理，输出第二电压信号；压控滤波电路，与同相放大电路连接，用于接收第二电压信号，对第二电压信号进行放大滤波处理，输出第三电压信号；滞回比较电路，与压控滤波电路连接，用于接收第三电压信号，并对第三电压信号进行比较处理，得到稳定的方波信号。采用本申请实施例提供的方案，能较好的抑制共模噪声信号、响应速度快、受电路阻抗影响小，方波信号输出效果较好。

Description

信号处理电路及电子设备

技术领域

本申请涉及低频模拟技术领域，尤其涉及一种信号处理电路及电子设备。

背景技术

随着智能化技术的发展，各种智能设备得到了普及。设备智能化功能的实现主要依靠各种传感器，通过各种传感器检测自然界中的如光、电、压力、温度等信号，以将这些信号转换成计算机可处理的数字信号(或称方波信号)。

现有方案，在搭建用于处理传感器输出的信号电路时，多采用专用芯片，成本高；或者，基于单端电荷放大原理、无源电容充放原理等进行搭建，这易致使电路中存在诸如较大共模噪声等，转换效果欠佳。

发明内容

鉴于上述问题，本申请提供一种解决上述问题或至少部分地解决上述问题的信号处理电路及电子设备。

在本申请的一个实施例中，提供了一种信号处理电路。该信号处理电路包括：

电荷放大电路，用于接收传感器输出的差分电荷信号；对所述差分电荷信号进行放大转换处理，输出第一电压信号；

同相放大电路，与所述电荷放大电路连接，用于接收所述第一电压信号；对所述第一电压信号进行放大处理，输出第二电压信号；

压控滤波电路，与所述同相放大电路连接，用于接收所述第二电压信号，对所述第二电压信号进行放大滤波处理，输出第三电压信号；

滞回比较电路，与所述压控滤波电路连接，用于接收所述第三电压信号，并对所述第三电压信号进行比较处理，得到稳定的方波信号。

可选地，所述电荷放大电路包括：

第一运放器，其反相输入端和同相输入端，分别用于接收所述差分电荷信号中的正电荷信号、负电荷信号；所述第一运放器的输出端接所述同相放大电路的输入端，以输出所述第一电压信号至所述同相放大电路；

第一反馈单元，其连接在所述第一运放器的输出端和反相输入端之间，用于基于所述第一电压信号，向所述第一运放器的反相输入端提供反馈；

第二反馈单元，其一端接所述第一运放器的同相输入端，以接收所述负电荷信号，将所述负电荷信号转换成第四电压信号后从另一端输出；

基准电压单元，与所述第二反馈单元的另一端连接，用于提供基准电压。

可选地，所述第一反馈单元由并联连接的第一反馈电容和第一反馈电阻组成；所述第二反馈单元由并联连接的第二反馈电容和第二反馈电阻组成；其中，所述第一反馈电容与所述第二反馈电容具有相同的容抗，所述第一反馈电阻与所述第二反馈电阻具有相同的阻值；

所述基准电压单元，包括第二运放器、第一电阻和第二电阻；所述第一电阻的一端接电压源，另一端与所述第二电阻的一端共接点连接所述第二运放器的同相输入端；所述第二电阻的另一端接地；所述第二运放器的反相输入端与所述第二运放器的输出端及所述第二反馈单元的另一端均连接；所述第一电阻与所述第二电阻具有相同的阻值。

可选地，所述电荷放大电路还包括：第一滤波电容、第二滤波电容及稳定电阻；所述第一滤波电容的一端接所述第一运放器的反相输入端，另一端用于接入所述正电荷信号；所述第一滤波电容用于将所述正电荷信号滤波后传输至所述第一放电器的反相输入端；所述第二滤波电容的一端接所述第一运放器的同相输入端，另一端用于接入所述负电荷信号；所述第二滤波电容用于将所述负电荷信号滤波后传输至所述第一运放器的同相输入端；

所述稳定电阻的两端分别与所述第一滤波电容的另一端、所述第二滤波电容的另一端连接；所述稳定电阻，用于稳定输入的所述正电荷信号和所述负电荷信号，以使所述正电荷信号和所述负电荷信号保持在极性相反、大小相同的状态；其中，所述第一滤波电容与所述第二滤波电容具有相同的容抗。

可选地，所述同相放大电路包括：第三运放器和第三反馈单元；

所述第三运放器的同相输入端和反相输入端，分别接所述第一运放器的输出端、所述第三反馈单元的一端；所述第三运放器的输出端接所述压控滤波电路的输入端，以输出所述第二电压信号至所述压控滤波电路；

所述第三反馈单元的另一端与所述第三运放器的输出端连接，用于基于所述第二电压信号，向所述第三运放器的反相输入端提供反馈；

其中，所述第三反馈单元单元由并联连接的第三反馈电容和第三反馈电阻组成。

可选地，所述同相放大电路还包括：调节单元，其一端与所述第三运放器的反相输入端及所述第三反馈单元的一端均连接，另一端与所述压控滤波电路的输入端连接；所述调节单元，用于将所述第三运放器的反相输入端的电压信号调节为所述基准电压后输出至所述压控滤波电路；其中，所述调节单元由第一电阻和第一可调电阻组成。

可选地，所述压控滤波电路包括：有源压控滤波单元，其输入端和输出端，分别接所述第三运放器的输出端、所述滞回比较电路的输入端，用于对所述第二电压信号进行放大滤波处理，输出所述第三电压信号至所述滞回比较电路；限幅单元，其两端分别接所述有源压控滤波单元的输入端和输出端，用于对所述第三电压信号进行限幅，以使所述第三电压信号的幅度大小保持在适配的范围内。

可选地，所述有源压控滤波单元包括：第四运放器、第二电阻、第三电阻、第三电容和第四反馈单元；所述第四运放器的反相输入端通过串联的第二电阻和第三电阻与所述第三运放器的输出端连接；所述第二电阻和所述第三电阻的共接点连接所述第三电容的一端，所述第三电容的另一端与所述第四运放器的同相输入端连接；所述第四运放器的输出端接所述滞回比较电路的输入端，以将所述第三电压信号输出至所述滞回比较电路；

所述第四反馈单元的一端接所述第四运放器的反相输入端与所述第三电阻的共接点，另一端接所述第四运放器的输出端，用于基于所述第三电压信号，向所述第四运放器的反相输入端提供反馈；其中，所述第四反馈单元由并联连接的第四反馈电阻和第四反馈电容组成。

可选地，所述限幅单元包括：第一二极管、第二二极管及第四电阻；

所述第一二极管的阳极与所述第二二极管的阴极共接点连接所述第四运放器的输出端，所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阳极、所述第四电阻的一端共接点连接；所述第四电阻的另一端接所述第二电阻、所述第三电阻及所述第三电容的共接点。

可选地，所述滞回比较电路包括：第五运放器、门限调节单元及第五反馈电阻；所述门限调节单元的一端接所述第二运放器的输出端，另一端接所述第五运放器的同相输入端；所述第五运放器的反相输入端，用于接入所述第四运放器的输出端输出的所述第三电压信号；

所述第五反馈电阻的一端接所述第五运放器的输出端，另一端接所述第五运放器的同相输入端与所述门限调节单元的共接点；所述第五反馈电阻用于基于所述第五运放器的输出端输出的所述方波信号，向所述第五运放器的同相输入端提供反馈，以便所述第五运放器基于反馈信息确定适配的门限电压，并基于所述门限电压对所述第三电压信号进行比较处理，得到所述方波信号；其中，所述门限电压是所述第五运放器基于所述门限调节单元接入的所述第二运放器的输出端输出的所述基准电压、所述门限单元对应的阻值、所述第五反馈电阻的阻值及电压源确定。

在本申请的另一实施例中，提供了一种电子设备。该电子设备包括本申请实施例所提供的所述信号处理电路。

本申请实施例提供的技术方案，信号处理电路包括电荷放大电路、同相放大电路、压控滤波电路和滞回比较电路。对接收到传感器输出的差分电荷信号，是先经电荷放大电路进行放大转换处理成为可采集的第一电压信号；此时第一电压信号仍是相对较弱，为此，进一步地还会将第一电压信号经同相放大电路进行放大处理得到相应的第二电压信号并输出至压控滤波电路，由压控滤波电路对第二电压进行放大滤波处理，得到相应的第三电压信号并输出至滞回比较电路，以由滞回比较电路对第三电压信号进行比较处理，得到稳定的方波信号。采用本申请实施例提供的方案，能较好的抑制共模噪声信号、响应速度快、受电路阻抗影响小，方波信号输出效果较好。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要利用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1a示出了本申请一实施例提供的理想运算放大器的结构示意图；

图1b示出了本申请一实施例提供的运算放大器的电压传输特性原理性示意图；

图2a示出了本申请一实施例提供的信号处理电路的结构示意图；

图2b为图2a示出的信号处理电路的详尽结构示意图；

图3a示出了本申请一实施例提供的现有电荷放大电路的结构示意图；

图3b示出了本申请一实施例提供的电荷放大电路的结构示意图；

图4a示出了本申请一实施例提供的现有同相放大器的结构示意图；

图4b示出了本申请一实施例提供的同相放大器的结构示意图；

图5示出了本申请一实施例提供的压控滤波电路的结构示意图；

图6示出了本申请一实施例提供的滞回比较电路的结构示意图；

图7a示出了本申请一实施例提供的滞回比较电路的输入信号与输出信号的关系的原理性示意图；

图7b示出了本申请另一实施例提供的滞回比较电路的输入信号与输出信号的关系的原理性示意图。

具体实施方式

目前，在实现设备智能化功能过程中，因自然界中的诸如光、电、温度、压力等并无法直接通过计算机来进行运算处理，为此常利用传感器(如压力传感器、光电传感器、温度传感器等)来检测自然界中的如光、电、温度、压力等信息。一般地，传感器是将检测到的光、电、压力等信息转换成电荷信号输出，但是传感器输出的电荷信号是微弱信号，为此需将微弱电荷信号进行放大并转换成模拟电压信号(后续均简称电压信号)后，再对电压信号进行滤波、模数转换等处理，以最终输出方波信号供后续工作模块处理。

利用现有信号处理电路在对传感器输出的微弱电荷信号进行放大、转换、滤波等处理时，正如背景技术中提到的，存在成本高、转换中存在较大共模噪声等问题。为此，本申请方案针对现有信号处理电路，从电路的结构、阻抗匹配、响应速度、频率、负载等方向进行优化，提供了一种新的信号处理电路及电子设备。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

在本申请的说明书、权利要求书及上述附图中描述的一些流程中，包含了按照特定顺序出现的多个操作，这些操作可以不按照其在本文中出现的顺序来执行或并行执行。操作的序号如101、102等，仅仅是用于区分各个不同的操作，序号本身不代表任何的执行顺序。另外，这些流程可以包括更多或更少的操作，并且这些操作可以按顺序执行或并行执行。需要说明的是，本文中的“第一”、“第二”等描述，是用于区分不同的消息、设备、模块等，不代表先后顺序，也不限定“第一”和“第二”是不同的类型。而本申请中术语“或/和”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如：A或/和B，表示可以单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况；本申请中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”关系。还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的商品或者***不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种商品或者***所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的商品或者***中还存在另外的相同要素。此外，下述的各实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在介绍本申请各实施例提供的技术方案之前，先对运算放大器的基本结构进行简要介绍。具体地，

运算放大器(Operational Amplifier，OPA)是一种双端输入(或称为差模输入、差动模式输入)、单端输出的具有高增益电压放大倍数，高输入阻抗、低输出阻抗的直接耦合放大器。最初主要用来实现如加法、乘法等模拟运算功能，后来逐渐成为通用增益器件，广泛应用于模拟电子线路的各个领域。参见图1a示出的理想状态下的运算放大器(以下简称理想运算放大器)的结构示意图不难得知，运算放大器一般为多端器件，其包含同相输入端(端口3)、反相输入端(端口2)、输出端(端口1)及电源连接端(即端口4和端口5)，其可将检测到两个输入端(即端口3和端口2)所施加信号之间的差异u_id，以其运放的本征增益Av为倍数放大后，传输至输出端(即端口1)，即u_out＝Av*u_id＝A_V*(u₊-u_-)。其中，u+与u-分别为运算放大器的同相输入端、反相输入端的端电压。运算放大器的两电源连接端，用于连接运算放大器工作时加的正、负直流电压源(即Vcc+、Vcc-)。运算放大器除了包含图1a中示出的端口外，还可包含接调零电位器端、闲置端等等，此处不作限定，关于运算放大器可包括的具体端口可参见现有内容。

图1a中示出的理想运算放大器满足以下特性：无限大的差模输入阻抗(即Z_i＝∞)、等于零的开环输出阻抗(即Zo＝0)、无限大的开环电压增益(或称为开环电压放大倍数，Av＝∞)、无限大的共模抑制比KCMR(KCMR＝∞，图中未示出)、无限大的开环带宽(即BW＝∞，图中未示出)。

进一步地，运算放大器的特性还包括电压传输特性，电压传输特性是指表示运算放大器的输出电压与输入电压之间关系的曲线。对于采用双电压源(即正、负两路直流电压源)供电的运算放大器，其电压传输特性如图1b所示，图1b中的左侧及右侧分别示出了运算放大器在理想状态下、实际状态下的电压传输特性。由图1b右侧示出的实际状态下的电压传输特性可见，电压传输特性分为线性区(图中斜线部分)和非线性区(图中斜线以外的部分)；在线性区，输出电压u_out随输入电压u_id的变化而变化，换句话也就是说，输出电压u_out与输入电压u_id之间存在线性放大关系；在非线性区，输出电压u_out只有两种可能，即+U_OH或-U_OL，其中，+U_OH表示正饱和电压(接近正电源电压V_CC+)，-U_OL表示负饱和电压(接近负电源电压V_CC-)。关于理想运算放大器的电压传输特性(如图1b左侧所示)中的线性区及非线性区，可参见上述对图1b右侧示出的实际状态下的电压传输特性的描述内容。

基于对运算放大器的电压传输特征描述可获知，运算放大器可工作在线性区，也可工作在非线性区。

具体地，参见图1b左侧示出的理想运算放大器的电压传输特性，当理想运算放大器工作在线性区时，由于理想运算放大器是电压放大倍数Av为无限大、输出电压为有限值，而u₊-u_-＝u_out/Av＝0，为此，此时运算放大器的两个输入端的端电压相等，即u₊＝u_-。这种在理想状态下，运算放大器的两输入端的端电压相等现象，称为运算放大器的“虚短”现象。此外，因理想状态下的运算放大器的输入阻抗Z_i曲线于无限大，为此，此时运算放大器的两输入端的输入电流i_b为零(即i_b+＝i_b-＝0)。这种在理想状状态下，运算放大器的两输入端的输入电流为零的现象，称为运算放大器的“虚断”现象。相应地，在运算放大器在线性区工作时，运算放大器的输出电压为：u_out＝A_V(u₊-u_-)。

当理想运算放大器工作在非线性区时，输出电压并不再随输入电压线性增长，而是达到饱和(即接近电源电压)。为此，理想状态下的运算放大器工作在非线性区时，具有如下两个特性：当运算放大器的u₊≠u_-时，其输出电压达到饱和值，具体地为：当u₊>u_-时，运算放大器工作在正向饱和区，输出电压为正饱和电压+U_OH，即u_out＝+U_OH；当u₊<u_-时，运算放大器工作在负向饱和区，输出电压为负饱和电压值-U_OL，即u_out＝-U_OL；u₊＝u_-只是上述两种工作状态可能的转换点。另外，当理想运算放大器工作在非线性区时，u₊≠u_-，故不存在“虚短”现象，但存在“虚断”现象，即理想运算放大器的两个输入端的输入电流为零(即i_b+＝i_b-＝0)。

基于上述对理想状态下的运算放大器特性介绍，也不难推理出实际状态下的运算放大器特性。关于实际状态下的运算放大器特性的具体介绍，可参见现有内容，或类比理想状态下的运算放大器的性，此处不再作赘述。

通常，在将运算放大器应用于工作电路中时，实现信号放大、滤波等功能时，是保证运算放大器工作于线性区；而在实现比较功能(如模数转换)时，是保证运算放大器工作于非线性区。关于如何使运算放大器工作于线性区、非线性区的具体实现，可参见现有内容。在本申请提供的技术方案中，将基于运算放大器的特性，结合一些电阻、电容等来构建包含电荷放大电路、同相放电电路、压控滤波电路及滞回比较电路的信号处理电路，以用于处理传感器输出的电荷信号。为便于描述，下文将运算放大器均简称为运放器；另外，下文中出现的电压信号(如第一电压信号、第二电压信号等)，在未具体指明类型的情况下，均指的是模拟电压信号。

下面对本申请提供的信号处理电路进行介绍说明。

图2a及图2b示出了本申请一实施例提供的信号处理电路的结构示意图。如图2a及图2b所示，本申请提供的信号处理电路包括：电荷放大电路100、同相放大电路200、压控滤波电路300及滞回比较电路400。其中，

电荷放大电路100，用于接收传感器输出的差分电荷信号；对所述差分电荷信号进行放大转换处理，输出第一电压信号；

同相放大电路200，与所述电荷放大电路连接，用于接收所述第一电压信号；对所述第一电压信号进行放大处理，输出第二电压信号；

压控滤波电路300，与所述同相放大电路连接，用于接收所述第二电压信号，对所述第二电压信号进行放大滤波处理，输出第三电压信号；

滞回比较电路400，与所述压控滤波电路连接，用于接收所述第三电压信号，并对所述第三电压信号进行比较处理，得到稳定的方波信号。

上述中，电荷放大电路100所接收的差分电荷信号，是由传感器输出的。传感器可以为但不限于压力传感器(如压电式冲击传感器)、光电传感器、温度传感器等。传感器具有晶体压电效应，其在检测到如压力、温度、光等自然信号时，自身内部晶体会产生极化现象并在晶体表面产生极性相反的电荷，从而将如压力、温度、光等自然信号转换为电荷信号；当外部自然信号去除后，能重新回复到不带电点状态。关于传感器将自然信号转换为电荷信号的具体原理介绍，可参见现有内容，此处不作赘述。

因传感器输出的往往是微弱电荷信号，难以直接显示记录，为此需对传感器输出的微弱电荷信号，先利用前置的电荷放大电路对电荷信号进行放大并转换为电压信号。电荷放大电路中的运放器是一个具有深度电容负反馈的放大器、其输出电压与输入电荷成比例关系。电荷放大电路在对电荷信号进行放大转换过程中，实质并非是将电荷信号放大，而是把一个高内阻的电荷源转换成一个低内阻的电压源，可认为是一个阻抗变换过程。

现有方案，将电荷信号转换为电压信号，多是采用如图3a示出的单端转换方向的电荷放大电路实现。从该图3a中可知，输入电荷信号在运放器A的反相输入端通过反馈电容C_f传输至输出端，运用运放器工作在线性区的“虚断”特性，可以得到以下等式：

其中，R_Cs，R_Cf分别表示电容C_s和电容C_f的容抗；u_o为运放器A的输出电压，u_A-为运放器A的反相输入端的端电压；u_s和电容C_s分别为传感器的等效电压源及等效电容。

进一步地，运用运放器的“虚短”(即u_A+＝u_A-，因运放器A的同相输入端接地，故u_A+＝0)及结合电容的容抗R_C＝1/(jwC)，变换上式(1)，可得该电荷放大电路的输出电压uo为：

式中，Q_S表示传感器输出的电荷量。

结合上述示出的电荷放大电路的输出电压式(2)传递函数即可见，因运放器A具有较高的输入阻抗使得其两输入端的几乎无输入电流(即i_b+＝i_b-≈0)，传感器输出的电荷Q_S只对反馈电容C_f充电，反馈电容C_f两端压降约等于运放器A的输出电压，即u_o＝-Q_S/C_f。需说明的是：图3a示出的现有电荷放大电路中，电容C表示电路中电子元件之间或电路模块之间，由于相互靠近形成的寄生电容。寄生电容C会使得运放器的高频噪声增益很大，可能引起电荷放大电路不稳定。这里，寄生电容C被短路，能降低寄生电容C对电荷放大电路的影响，利用提高电路转换精度。

上述中，现有方案采用单端输入的电荷放大电路对传感器输出的电荷信号进行处理，虽可降低寄生电容C对电荷放大电路影响，但因是单端输入，现有电荷放大电路并无法抑制共模噪声，共模噪声的存在将会拉低电路转换精度。为此，本实施例提供的方案，采用双端输入、差分结构形式的电荷放大电路来实现电荷信号的放大转换处理。

图3b示出了本实施例提供的电荷放大电路100的结构示意图。如图3b(或图2b)所示，该电荷放大电路100包括：电荷放大单元101和基准电压单元102；其中，

电荷放大单元101，具有两个输入端及一个输出端；电荷放大单元101的两个输入端一个用于接收所述差分电荷信号中的正电荷信号，另一个用于接收所述差分电荷信号中的负电荷信号；电荷放大单元101的输出端与同相放大电路200的输入端连接，以在电荷放大单元101对接收输入的差分电荷信号进行放大转换处理后，经由输出端输出至同相放大电路200。

基准电压单元102，与电荷放大单元101的一输入端连接，用于提供基准电压。该基准电压单元102可将从电荷放大电路100的一输入端接收到的第四电压信号，抬高为所述基准电压后输出。

上述中，差分电荷信号中的正电荷信号和负电荷信号为极性相反、大小相同的电荷信号，关于对差分电荷信号的具体介绍可参见现有内容，此处不作赘述。具体实施时，考虑到传感器在采集差分电荷信号过程中，因受温度等多种环境因素影响，差分电荷信号中往往也会掺杂一些共模噪声电荷信号，共模噪声电荷信号输入至电荷放大单元101两输入端的电荷信号的极性相同、大小相等。为保证电荷放大单元101具有较好的放大差分电荷信号、抑制共模信号，本实施例提供的电荷放大单元101具体包括：第一运放器A1、第一反馈单元1011及第二反馈单元1012。其中，

第一运放器A1的反相输入端和同相输入端，分别用于接收所述差分电荷信号中的正电荷信号、负电荷信号；第一运放器A1的输出端接同相放大电路200的输入端，以输出第一电压信号至同相放大电路200；

第一反馈单元1011，其连接在第一运放器A1的输出端和反相输入端之间，用于基于所述第一电压信号，向第一运放器A1的反相输入端提供反馈；

第二反馈单元1012的一端接第一运放器A1的同相输入端，以接收所述负电荷信号，将所述负电荷信号转换成第四电压信号后从另一端输出；

具体实施时，参见图3b所示，上述第一反馈单元1011在实现反馈功能时，是从第一放大器A1的输出端所输出的第一电压信号Uout1中取出部分或全部作为反馈信号(图中未示出)，反馈至第一放大器A1的反相输入端以与原输入正电荷信号V_S+叠加(如相加或相减)后再作用到第一放大器A1的反相输入端。这里，从第一电压信号Uout1中取出部分或全部，是指对第一电压信号Uout1按一定反馈系数进行处理以得到反馈信号，换句话也就是说，反馈信号与第一电压信号Uout1成比例，即：若将反馈信号、第一反馈单元1011对应的反馈系数分别记为U_f和F，则U_f＝F*Uout1；而原第一电压信号Uout1会继续传输至下一级同相放大电路200。有关对上述反馈系数的具体介绍及计算可参见现有内容，此处就不再作具体赘述。同理，第二反馈单元1012在实现反馈功能时，则是从其另一端输出的第四电压信号Uout4取出部分或全部作为反馈信号，反馈至第一放大器A1的同相输入端以与原输入的负电荷信号V_S-叠加；而原第四电压信号Uout4将传输至基准电压单元102，经基准电压单元102抬高后输出至相应的电路，比如图2b或图6中示出的滞回比较电路400等，以便相应的电路可利用。

在搭构第一反馈单元1011及第二反馈单元1022时，是令并联连接的第一反馈电容C14和第一反馈电阻R13组成第一反馈单元1011，令并联连接的第二反馈电容C13和第二反馈电阻R12组成第二反馈单元1012。因本实施例提供的电荷放大电路无“虚地”，在第一运放器A1的选型上需保证第一运放器具有较高共模抑制比。另外，为保证该电荷放大单元101具有较好的共模噪声抑制效果，本实施例提供的电荷放大单元101采用完全对称式结构设计，令第一反馈单元1011中的电容和电阻与第二反馈单元1012中对应的电容和电阻相同。具体地即：第一反馈电容C14与第二反馈电容C13具有相同的容抗，第一反馈电阻R13与第二反馈电阻R12具有相同的阻值。

由上述内容可见，本实施例提供的电荷放大电路100中的电荷放大单元101是采用电容反馈(如第一反馈单元1011为电容负反馈、第二反馈单元1012为电容正反馈)，因电容反馈对直流工作电相当于开路，对电缆噪声等会比较敏感，第一运放器A1存在较大零漂，易致使电路产生误差。为减小零漂，使第一运放器A1工作稳定，上述第一反馈单元1011及第二反馈单元1012中的电阻需具有较高阻值。而为保证较好电容反馈，对于第一反馈单元1011及第二反馈单元1012中的电容，需具有较小容抗。为此，在选取第一反馈单元1011及第二反馈单元1012中的电阻、电容时，本实施例优选选取了容抗为180pf的电容、阻值为6.4M的电阻，即第一反馈电容C14和第二反馈电容C13的容抗为180pf，第一反馈电阻R13和第二反馈电阻R12的阻值为6.8M。上述对述第一反馈单元1011及第二反馈单元1012中的电阻、电容的选值，也能够保证第一运放器A1具有较好的共模抑制比。关于运放器的共模抑制比的具体介绍可参见现有内容，本实施例对此不作介绍。

这里需补充说明的是，在上述第一反馈单元1011及第二反馈单元1012中，为电容并联一个电阻(如为第一反馈电容C14并联一个第一反馈电阻R13)，还能起到保护第一运放器A1的作用，原因在于：在高频情况下，电容容抗趋向于零时，若未为电容并联一个电阻，电容所在支路将出现短路，致使第一运放器A1无法正常工作。另外，在选取第一运放器A1时，除了要保证第一运放器A1能具有较高抑制比外，因输入电信号通常变化比较块，对运放器输出要求较高，为此还应保证第一运放器A1具有较高的压摆率。压摆率指的是运算器输出电压的转换速率。

对于上述基准电压单元102，其与电荷放大单元101的一输入端连接是通过第二反馈单元1012实现的。在一具体可实现技术方案中，基准电压单元102包括第二运放器A2、第一电阻R15和第二电阻R16；第一电阻R15的一端接电压源，另一端与第二电阻R16的一端共接点(如图3b中示出的接点a)连接第二运放器A2的同相输入端；第二电阻R16的另一端接地；第二运放器A2的反相输入端与第二运放器A2的输出端及第二反馈单元1012的另一端均连接；第一电阻R15与第二电阻R16具有相同的阻值。

具体实施时，上述第一电阻R15与第二电阻R16的阻值、第一电阻R15的一端所接的电压源的电压大小等可根据实际情况灵活确定。比如，电压源的大小可以为3V、5V、8V等，本实施例优选选取电压源的电压大小为5V；第一电阻R15与第二电阻R16的阻值可以为但不限于154M等。

通过引入基准电压单元102，可避免因运放器因接地而使低于地电位的有用电压信号丢失。另外，在该基准电压单元102中，进一步地通过串联连接的第一电阻R15和第二电阻R16引入一个直流电压，以提供给第二运放器A2，可有效避免电压信号在传输过程中被削波。此外，该基准电压单元102还可为为本实施例提供的信号处理电路提供电压标准，便于精确测量未知电压、输出标准电压等。且该基准电压单元102还起到了抬高第二反馈单元1012输出的第四电压信号幅值作用。

进一步地，考虑到因受温度等环境因素影响，传感器针对所检测到的如压力、光等信号产生电荷信号时，无可避免的会存在一些干扰噪声信号，为滤波干扰噪声信号，在本实施例提供的电荷放大电路100中，还可包括：第一滤波电容C11、第二滤波电容C12及还可包括稳定电阻R11。其中，

第一滤波电容C11的一端接第一运放器A1的反相输入端，另一端用于接入所述正电荷信号；第一滤波电容C11用于将所述正电荷信号滤波后传输至所述第一放电器A11的反相输入端；

第二滤波电容C12的一端接第一运放器A1的同相输入端，另一端用于接入所述负电荷信号；第二滤波电容C12用于将所述负电荷信号滤波后传输至所述第一运放器A1的同相输入端；

稳定电阻R11的两端分别与第一滤波电容C11的另一端、第二滤波电容C12的另一端连接；稳定电阻R11，可用于稳定输入的所述正电荷信号和所述负电荷信号，以使所述正电荷信号和所述负电荷信号保持在极性相反、大小相同的状态；

上述中，第一滤波电容C11与第二滤波电容C12具有相同的容抗。具体地，第一滤波电容C11与第二滤波电容C12的容抗可根据实际情况灵活确定，如第一滤波电容C11与第二滤波电容C12的容抗可以为但不限于82nf。对于稳定电阻R11，因本实施例提供的电荷放大电路为差分结构，为保证电荷放大电路中的第一运放器A1的两输入端电荷信号处于大小相等、极性相反的平衡状态，稳定电阻R11应选取阻值精度较高和温漂系数较低的电阻。稳定电阻R11的取值，同样是根据实际情况灵活确定的，本实施例提供的方案取稳定电阻R11的阻值为6.8M。

基于上述描述的电荷放大电路相关内容，结合运放器的“虚短”和“虚断”特性，针对如图2b或图4b所示出的本实施例提供的电荷放大电路100，可得该电荷放大电路100对应的输出电压U_out1为：

式中，R_总1011、R_总1012分别表示第一反馈单元1011和第二反馈单元1012的总阻抗，Rc₁₁、Rc₁₂分别表示第一滤波电容和第二滤波电容的容抗，Uref为基准电压提供单元提供的基准电压，V_S+、V_S-分别为第一运放器A1的两输入端接收到的正、负电荷信号，U_out1为第一运放器A1的输出端输出的第一电压信号。由上文知，本实施例提供的电荷放大电路100中，R_总1011＝R_总1012且Rc₁₁＝Rc₁₂，简化式(3)简化即可得：

由式(4)明显可见，电荷放大电路100是对差分电荷信号V_id(V_id＝V_S+-V_S-)进行放大处理。

当传感器的微弱电荷信号经上述电荷放大电路100初步处理而转换成第一电压信号后，此时得到的第一电压信号仍是比较弱的，需再进一步的进行放大处理以便之后使用。由于电荷放大电路100在低频段输出阻抗比较大，故再搭建用于对第一电压信号进一步放电处理的放大电路时，需考虑阻抗匹配。因同相放大器具有输入阻抗无穷大，输出阻抗较小特性，为此本实施例提供的技术方案，利用同相放大电路对第一电压信号进行进一步的放大处理。

图4b示出了本实施例提供的同相放大电路200的结构示意图。具体地，如图4b及图2b所示，该同相放大电路200包括：第三运放器A3和第三反馈单元201。其中，

第三运放器A3的同相输入端和反相输入端，分别接第一运放器A1的输出端、第三反馈单元201的一端；第三运放器的输出端接压控滤波电路200的输入端，以输出所述第二电压信号U_out2至压控滤波电路200；

第三反馈单元201的另一端与第三运放器A3的输出端连接，用于基于所述第二电压信号U_out2，向第三运放器A3的反相输入端提供反馈。

现有方案中，如图4a示出的现有同相放大电路，现有同相放大电路中的反馈单元常采用单一反馈电阻(如反馈电阻R_f)组成，由于反馈单元为一个滞后环节，与运放器的滞后环节相叠加以满足自激振荡条件，单纯采用单一反馈电阻构成反馈单元，易使电路不稳定。为提高电路稳定性，本实施例提供的方案是，为反馈电阻并联上一个容抗较小的反馈电容，以起到相位补偿作用，从而提供电路稳定性。即本实施例提供的方案，同相放大电路200中的第三反馈单元201是由并联连接的第三反馈电容C21和第三反馈电阻R21组成。具体实施时，第三反馈电容C21及第三反馈电阻R21的取值可根据实际应用灵活确定，此处不作限定。具体地，如图2b及图4b所示，第三反馈电容C21的取值可为1nf，第三反馈电阻的取值可为304Ω。关于第三反馈单元201反馈功能的具体实现，可参见上述第一反馈单元1011等反馈功能的实现描述，此处不再作赘述。需说明的是：在选取第三运放器A3时，仍要求第三运放器A3具有较高的共模抑制比。

进一步地，上述同相放大电路200还可包括：调节单元202，其一端与第三运放器A3的反相输入端及第三反馈单元201的一端均连接，另一端与压控滤波电路300的输入端连接；所述调节单元202，用于将第三运放器A1的反相输入端的电压信号调节为所述基准电压后输出至压控滤波电路300；其中，所述调节单元202由第一电阻R22和第一可调电阻W21组成。

进一步地，在一些实施例中，上述同相放大电路200还可包括第三滤波电容C22。所述第三滤波电容C22的一端接第三运放器A3的输出端，另一端接压控滤波电路300的输出端；第三运放器A3的输出端输出的第二电压信号Uout2经由第三滤波电容C22滤波后输出至压控滤波电路300。例如，如图4b所示，第三滤波电容C22对第二电压信号Uout2滤波处理后，输出滤波后的第二电压信号Uout2’至压控滤波电路300。

基于上述描述的同相放大电路200相关内容，结合运放器的“虚短”和“虚断”特性，针对如图2b即图4b示出的同相放大电路200，可得该同相放大电路200对应的输出电压Uout2为：

式中，U_i1表示第三运放器A3的同相输入端接入的第一电压信号U_out1，U_out2表示第三运放器A3的输出端输出的第二电压信号；R₂₂、Rw₂₁、R₂₁及R_C21分别表示第一电阻R22、第一可调电阻W21、第三反馈电阻R21、第三反馈电容C21的阻值。

经由同相放大电路200完成对第一电压信号的一次放大处理，输出得到第二电压信号后，因此时的第二电压信号一般是参差不齐的，且第二电压信号可能还会含有一些无用高频噪声信号等，为此，进一步地还需对第二电压信号进行滤波处理，以得到所需特定频段的有用电压信号。换句话也就是说，需对同相放大电路200输出的第二电压信号进行滤波处理，使其在通频带内电压信号能够保持稳定(即有用频率信号通过)，在通频带以外能够迅速衰减(即抑制无用频率信号)，从而得到所需特定频段的电压信号。

目前，常使用的滤波方式包括有源滤波(Active Power Filter，APF)与无源滤波(FC)。无源滤波FC，是根据电容电阻固有的阻抗特性，对某一特定频率的谐波呈低阻抗，为负载谐波电流提供较低的阻抗通道，与***阻抗形成并联分流关系，使大部分该特定频率的谐波成份从滤波***中流过，从而达到滤波作用。有源滤波APF，则是利用电力电子器件主动产生和***谐波大小相等、相位相反的谐波，以“抵消”***谐波，使其成为如正弦波形；有源滤波除了滤除谐波外，同时还可动态补偿无功功率。由此可见，无源滤波FC属于并联分流，有源滤波APF是主动抵消。虽然，无源滤波电路结构简单，易设计，但通带放大倍数及截止频率都随负载而变化，难以适用于信号处理要求高的场合。而有源滤波电路的负载不会影响电路滤波特性，常应用于信号处理要求高的场合。不过，因有源滤波电路一般由运放器、电阻、电容等组成，故必须在合适的直流电源供电的情况下才能使用，同时还具有放大信号作用。

通过上述对有源滤波和无源滤波的特性分析，本实施例提供的技术方案中，优先选取了有源滤波方式对第二电压信号U_out2进行放大滤波处理，已得到稳定性较好、属于所需特定频率的第三电压信号。该第三电压信号可以为但不限于正弦波信号。具体实现时，考虑到有源的压控滤波电路具有电路性能稳定、增益易调节等特点，为此搭建了一个压控滤波电路来实现对第二电压信号的放电滤波处理。图5示出了本实施例提供的压控滤波电路300的结构示意图。如图5及图2所示，压控滤波电路300包括：有源压控滤波单元301及限幅单元302。其中，

有源压控滤波单元301，其输入端和输出端，分别接第三运放器A3的输出端、滞回比较电路400的输入端，用于对所述第二电压信号进行放大滤波处理，输出所述第三电压信号Uout3至所述滞回比较电路；

限幅单元302，其两端分别接有源压控滤波单元301的输入端和输出端，用于对所述第三电压信号进行限幅，以使所述第三电压信号的幅度大小保持在适配的范围内。

具体实施时，若上述第三运放器A3的输出端接有第三滤波电容C22，输入至有源压控滤波单元301中的第二电压信号即为经第三滤波电容C22滤波处理后的第二电压信号(即如图4b及图2b中示出的第二电压信号Uout2’)；反之，若第三运放器的输出端未接第三滤波电容C22，则输入至有源压控滤波单元301的第二电压信号即为直接从第三运放器A3的输出端输出的第二电压信号Uout2。

在一具体实现技术方案中，上述有源压控滤波单元301具有二阶滤波网络结构。具体地，该有源压控滤波单元可具体包括：第四运放器A4、第二电阻R30、第三电阻R31、第三电容C31和第四反馈单元3011；其中，

第四运放器A4的反相输入端通过串联的第二电阻R30和第三电阻R31与第三运放器A4的输出端连接；第二电阻R30和第三电阻R31的共接点(如图中示出的接点b)连接第三电容C31的一端，第三电容C31的另一端与第四运放器A4的同相输入端连接；第四运放器A4的输出端接滞回比较电路400的输入端，以将第三电压信号输出至滞回比较电路400；

第四反馈单元3011的一端接第四运放器A4的反相输入端与第三电阻R31的共接点，另一端接第四运放器A4的输出端，用于基于第三电压信号，向第四运放器A4的反相输入端提供反馈；其中，第四反馈单元3011由并联连接的第四反馈电阻R35和第四反馈电容C33组成。

上述中，有源压控滤波单元301中的第二电阻R30、第三电阻R31与第三电容C31及第四反馈单元3011组成二阶滤波网络。同样的，关于第四反馈单元3011的反馈功能实现，可参见如电荷放大电路中的第一反馈单元1011的反馈功能实现描述，此处不再作赘述。

进一步地，对于上述的限幅单元302，可具体包括：第一二极管D31、第二二极管D32及第四电阻R32；其中，

所述第一二极管D31与所述第二二极管D32并联连接，且所述第一二极管D31的阳极与所述第二二极管D32的阴极共接点连接第四运放器A4的输出端，第一二极管D31的阴极与第二二极管D32的阳极、第四电阻R32的一端共接点连接；第四电阻R32的另一端接第二电阻R30、第三电阻R31及第三电容C31的共接点。

具体实施时，上述第一二极管D31和第二二极管D32的类型可以为但不限于硅二极管、锗二极管等。二极管具有单向导电性，电流只能从二极管的阳极向二极管的阴极移动。在二极管正向导通后，二极管的正向压降基本保持不变(硅二极管压降为0.7V、锗二极管的压降为0.3V)。利用压降基本保持不变这一特性，二极管在电路中可作为限幅元件，用于把信号限幅于一定范围内。基于此，本实施例利用第一二极管和第二二极管来对有源压控滤波单元输出的第三电压信号Uout3实现限幅，以达到改善输出的第三电压信号波形的目的。例如：参见图5并以第二一二极管D31和第二二极管D32均为硅二极管为例，有源压控滤波单元301接收的第二电压信号Uout2’经第四电阻R32加到第一二极管D31和第二二极管D32限幅电路中；有源压控滤波单元301对第二电压信号Uout2’进行放大滤波输出第三电压信号Uout3，当输出的第三电压信号正向增大到高于输入的第二电压信号0.7V或者衰落到低于输入的第二电压信号0.7v时，第一二极管D31或第二二极管D32便会导通，从而开始对第三电压信号双向限幅，原先第三电压信号幅度较高的信号被限幅，而幅度较低的信号得到继续放大，这样也就使得输出波形得到改善，各波的峰值也就均在滞回比较器的门限值之内，从而也就不会发生漏波。关于二极管的具体限幅原理介绍，可参见现有内容。

这里需说明的是，在二极管导通时具有较小电阻，限幅单元对应的支路中有电流通过，上述第四电阻R32在二极管导通时可起到限流作用，保护二极管(如第一二极管D31、第二二极管D32)；而在二极管未导通时，二极管的电阻接近无穷大，此时限幅电路中几乎无电流通过。一般地，限幅单元302中的二极管处于未导通状态。

进一步地，继续参见图5或图2b所示，上述压控滤波电路300还可以包括：第五电阻R40和第四滤波电容C40。第四滤波电容C40的一端接第四运放器A4的输出端，另一端接第五电阻R40的一端及滞回比较电路400的输出端；第五电阻R40的另一端接第一可调电阻w21与第四运放器A4的同相输入端的共接点。上述第五电阻R40和第四滤波电容C40所组成的反馈单元，形成一个增益可控的电压控的电压控制电压源。此外，第五电阻R40和第四滤波电容C40所形成的反馈单元，还可作为一个一阶滤波网络，对第四运放器输出的第三电压信号进行滤波等处理后输出。

基于上述描述的压控滤波电路300相关内容，结合运放器的“虚短”和“虚断”特性、以及二极管的特性，针对如图5或图2所示出的本实施例提供的压控滤波电路300，存在有如下关系：

u_3C+＝U_ref＝2.5V；R_C33＝1/SC₃₃，R_C31＝1/SC₃₁

上式中，S＝jw，w为角频率；U_out3为第四运放器的输出端输出的第三电压信号，R_C33、R_C31分别表示第三电荷C31和第四电容C33的容抗，R30、R31及R35分别表示第二电阻R30、第三电阻R31及第四电阻R35的阻值。化简上述式子，可得压控滤波电路300对应的传递函数为：

式中，截止角频率为：

基于此，也就可得截止频率fc＝w_c/2π。

第二电压信号经由压控滤波电路300处理后，便会变为较平滑的如正弦波信号，即也就是说，压控滤波电路300输出的是第三电压信号为较为平滑的如正弦波信号。进一步地，还需要使用比较电路对第三电压信号进行处理，以将涡街信号取出来，将未滤去的干扰信号去掉，并适当设置域值电压，使之可将第三电压信号转变为数字信号(如标准的方波脉冲信号)。对于此，本实施例提供的方案，是利用如图2及图6示出的滞回比较电路400来实现。具体的，如图2及图6所示，滞回比较电路包括：第五运放器A5、门限调节单元401及第五反馈电阻R41；

门限调节单元401的一端接第二运放器A2的输出端，另一端接第五运放器A5的同相输入端；第五运放器A5的反相输入端，用于接入第四运放器A4的输出端输出的所述第三电压信号；

第五反馈电阻R41的一端接第五运放器A5的输出端，另一端接第五运放器A5的同相输入端与门限调节单元401的共接点；第五反馈电阻R41用于基于第五运放器A5的输出端输出的所述方波信号，向第五运放器A5的同相输入端提供反馈，以便第五运放器A5基于反馈信息确定适配的门限电压，并基于所述门限电压对所述第三电压信号进行比较处理，得到所述方波信号。

其中，所述门限电压是所述第五运放器A5基于所述门限调节单元接入的所述第二运放器的输出端输出的所述基准电压、所述门限单元对应的阻值、所述第五反馈电阻的阻值及电压源确定。

具体实施时，上述门限调节单元401采用可调设计，以便于根据实际情况对电路进行调整，具体地，门限调节单元401是由第二可调电阻W41及第六电阻R22组成。该滞回比较电路400中的第五运放器A5的功能被配置为将接入的模拟第三电压信号与门限电压比较，输出相应的比较结果，该比较结果即为第五运放器A5的输出端输出的方波信号，即第五运放器A5的输出状态仅包括高电平和低电平两种输状态，输出为二值信号。使第五运放器A5的输出产生跃便的输入电压为门限电压。与第五运放器A5的输出状态相对应的，门限电压包括高电平门限电压和低电平门限电压，一个门限电压仅在单一方向起作用。关于门限电压的具体确定，可在本实施例提供的滞回比较电路的基础上，结合现有内容计算确定，此处就不再做赘述。本实施例提供的滞回比较电路400中的门限电压U_T与第五运放器A5的输出电压U_OZ之间的关系为：

U_ref＝2.5V

设定本实施例提供的滞回比较电路400的两门限电压为：高电平门限电压U_TH和低电平门限电压U_TL，其两种输出状态为：高电平输出电压U_ZH和低电平输出电压U_ZL。结合图7a和图7b示出的滞回比较电路400接入的第三电压信号U_i3(为正弦波信号)与输出信号U_OZ的关系，第三电压信号U_i3转换成方波信号(即输出信号U_OZ)的过程如下：

假设U_i3从负无穷正向增大，则初始时刻输出高电平电压为U_ZH，当U_i3＝U_TH时，第五运放器的净输入电压信号的符号由负转变为正，输出电压由U_ZH跳变为U_ZL；若U_i3从正无穷反相减小，则初始时刻输出低电平电压U_ZL，当U_i3＝U_TL时，运算放大器的净输入电压信号的符号由正转变为负，输出电压由U_ZL跳变为U_ZH。由上可见，对于滞回比较电路，只要保证电路中的电阻阻值选取适当，调配出合适的U_T值，便可完成将正弦波信号转换成方波信号。

进一步地，上述滞回比较电路还包括：限流电阻R42，其一端与第五运放器A5的输出端连接，另一端用于连接后级工作模型；限流电阻R42，,用于对第五运放器A5的输出端输出的方波信号进行限流，以避免方波信号以较大电流流入后级工作模块(如处理器)，对后级工作模块造成损伤。

综上所述，本实施例提供的信号处理电路，是由电荷放大电路、同相放大电路、压控滤波电路及滞回比较电路组成。在对传感器输出的差分电荷信号处理时，是先将差分电荷信号经具有差分结构形式的电荷放大电路进行放大转换处理，将差分电荷信号转化为可采集的第一电压电信号，此时第一电压电信号仍比较微弱的，故会再进一步地经一级用运放搭建的同相放大电路进行放大处理，以将第一电压信号的幅度放大到所需幅度大小，从而得到第二电压信号并输出至压控滤波电路；压控滤波电路对第二电压信号进行放大滤波处理，以滤除第二电压信号中的高频噪声保留低频有用信号，从而得到第三电压信号并输出至滞回比较电路，由滞回比较电路对第三电压信号进行比较处理，从而输出方波信号(即高低电平频率信号)，至此也就将传感器输出的电荷信号就转化成可运算的数字信号。本实施例提供的信号处理电路，具有以下有益效果：

1)第一级采用具有差分结构形式电荷放大电路，可有效放大差模信号抑制共模信号；

2)第二级采用运放搭建同相放大电路，不仅可以起到放大作用还可以阻抗匹配。因为同相放大器是输入阻抗高，而输出阻抗低。

3)第三级采用有源压控二阶滤波器，响应速度快，同时相对无源滤波器来说，有源滤波器截至频率不随负载而变化、不受***阻抗影响，不存在谐波放大和共振等。

本申请一实施例还提供了一个电子设备(附图中并未具体示出相应结构图)。该电子设备包括本申请各实施例提供的信号处理电路。关于信号处理电路的具体可参见上述实施例中详述内容，此处不再作赘述。

进一步地，该电子设备还可包括：存储器以及处理器。存储器可以由任何类型的易失性或非易失性存储设备或者它们的组合实现，如静态随机存取存储器(SRAM)，电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)，可擦除可编程只读存储器(EPROM)，可编程只读存储器(PROM)，只读存储器(ROM)，磁存储器，快闪存储器，磁盘或光盘。

再进一步，电子设备还包括：通信组件、电源组件及显示器等其它组件。此处对电子设备的具体结构形式并不限限定，只要确保电子设备中包括本申请实施例提供的信号处理电路即可。

通过以上实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims

1.一种信号处理电路，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的信号处理电路，其特征在于，所述电荷放大电路包括：

3.根据权利要求2所述的信号处理电路，其特征在于，

所述第一反馈单元由并联连接的第一反馈电容和第一反馈电阻组成；所述第二反馈单元由并联连接的第二反馈电容和第二反馈电阻组成；其中，所述第一反馈电容与所述第二反馈电容具有相同的容抗，所述第一反馈电阻与所述第二反馈电阻具有相同的阻值；

4.根据权利要求2所述的信号处理电路，其特征在于，所述电荷放大电路还包括：第一滤波电容、第二滤波电容及稳定电阻；

所述第一滤波电容的一端接所述第一运放器的反相输入端，另一端用于接入所述正电荷信号；所述第一滤波电容用于将所述正电荷信号滤波后传输至所述第一放电器的反相输入端；

所述第二滤波电容的一端接所述第一运放器的同相输入端，另一端用于接入所述负电荷信号；所述第二滤波电容用于将所述负电荷信号滤波后传输至所述第一运放器的同相输入端；

所述稳定电阻的两端分别与所述第一滤波电容的另一端、所述第二滤波电容的另一端连接；所述稳定电阻，用于稳定输入的所述正电荷信号和所述负电荷信号，以使所述正电荷信号和所述负电荷信号保持在极性相反、大小相同的状态；

其中，所述第一滤波电容与所述第二滤波电容具有相同的容抗。

5.根据权利要求3或4所述的信号处理电路，其特征在于，所述同相放大电路包括：第三运放器和第三反馈单元；

6.根据权利要求5所述的信号处理电路，其特征在于，所述同相放大电路还包括：

调节单元，其一端与所述第三运放器的反相输入端及所述第三反馈单元的一端均连接，另一端与所述压控滤波电路的输入端连接；所述调节单元，用于将所述第三运放器的反相输入端的电压信号调节为所述基准电压后输出至所述压控滤波电路；其中，所述调节单元由第一电阻和第一可调电阻组成。

7.根据权利要求5所述的信号处理电路，其特征在于，所述压控滤波电路包括：

有源压控滤波单元，其输入端和输出端，分别接所述第三运放器的输出端、所述滞回比较电路的输入端，用于对所述第二电压信号进行放大滤波处理，输出所述第三电压信号至所述滞回比较电路；

限幅单元，其两端分别接所述有源压控滤波单元的输入端和输出端，用于对所述第三电压信号进行限幅，以使所述第三电压信号的幅度大小保持在适配的范围内。

8.根据权利要求7所述的信号处理电路，其特征在于，所述有源压控滤波单元包括：第四运放器、第二电阻、第三电阻、第三电容和第四反馈单元；

所述第四运放器的反相输入端通过串联的第二电阻和第三电阻与所述第三运放器的输出端连接；所述第二电阻和所述第三电阻的共接点连接所述第三电容的一端，所述第三电容的另一端与所述第四运放器的同相输入端连接；所述第四运放器的输出端接所述滞回比较电路的输入端，以将所述第三电压信号输出至所述滞回比较电路；

9.根据权利要求7所述的信号处理电路，其特征在于，所述限幅单元包括：第一二极管、第二二极管及第四电阻；

10.根据权利要求8或9所述的信号处理电路，其特征在于，包括：所述滞回比较电路包括：第五运放器、门限调节单元及第五反馈电阻；

所述门限调节单元的一端接所述第二运放器的输出端，另一端接所述第五运放器的同相输入端；所述第五运放器的反相输入端，用于接入所述第四运放器的输出端输出的所述第三电压信号；

所述第五反馈电阻的一端接所述第五运放器的输出端，另一端接所述第五运放器的同相输入端与所述门限调节单元的共接点；所述第五反馈电阻用于基于所述第五运放器的输出端输出的所述方波信号，向所述第五运放器的同相输入端提供反馈，以便所述第五运放器基于反馈信息确定适配的门限电压，并基于所述门限电压对所述第三电压信号进行比较处理，得到所述方波信号；

其中，所述门限电压是所述第五运放器基于所述门限调节单元接入的所述第二运放器的输出端输出的所述基准电压、所述门限单元对应的阻值、所述第五反馈电阻的阻值及电压源确定。

11.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1至10中任一项所述的信号处理电路。