CN114362575B - 一种级联h桥型并网变流器启动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种级联H桥型并网变流器启动方法，属于电力电子技术领域。目的是为了解决传统启动方法在启动过程中出现的冲击电压、冲击电流和过调制的问题。该方法利用电流控制使级联H桥型并网变流器呈现出虚拟升压电阻外特性，使H桥模块的直流电容电压平稳升压至期望值。所提的方法只需调整启动过程中虚拟升压电阻的值，即可调整级联H桥型并网变流器从电网吸收的有功功率，具有一定的可行性。

Description

一种级联H桥型并网变流器启动方法

技术领域

本发明涉及一种级联H桥型并网变流器启动方法，属于电力电子技术领域。

技术背景

级联H桥型并网变流器由于其高模块化、高功率容量等优势，广泛用于静止无功补偿器(STATCOM)、有源电力滤波器(APF)等***。级联H桥型并网变流器在启动时应当对H桥模块直流侧电容充电，以提供一定的直流侧电容电压支撑***稳定运行。然而在启动过程中，由于滤波电感的电感值较小且直流侧电容电压与其参考值间的电压差较大，***在直流侧和交流侧将分别产生冲击电压和冲击电流，影响***安全运行。因此研究级联H桥型并网变流器的启动方法具有重要工程意义。

由于级联H桥型并网变流器的各H桥模块直流侧电容之间相互独立，当级联模块数较多时，外加直流电源的他励启动方法将增加***成本。因此从电网取电的自励启动方法成为研究的热点。现有的自励启动方法往往利用基于比例积分调节器的电压电流双闭环自励启动方法升高直流侧电容电压，仍存在着局限性。例如：

1)刘博，贲洪奇和白银龙发表于2018年6月《电工技术学报》第33卷第12期的《一种抑制PWM整流器起动冲击电流的缓给定方法》，该文提出了一种直流侧电容电压缓给定的启动控制方法：将直流侧电容电压参考值平缓地变化到期望值，以限制直流侧电容电压瞬时值大小和变化率，抑制冲击电流。这种启动方法无法有效解决启动过程中***前几个开关周期产生的冲击电流。

2)杨剑锋，王帅和谢延凯发表于2014年2月《电力电子技术》第48卷第2期的《有源电力滤波器电容电压启动控制研究》，该文提出了一种多比例积分控制器的启动控制方法：在启动的不同阶段使用多组不同的比例积分调节器参数，有效控制直流侧电容电压的上升率和超调量。这种启动方法存在参数整定困难和参数切换的时间过度问题。

综上所述，现有的启动方法存在以下问题：

1、当级联H桥型并网变流器的级联模块数较多时，外加直流电源的他励启动方法将增加***成本；

2、现有技术研究的基于比例积分调节器的电压电流双闭环自励启动方法中，减小直流侧电容电压与其参考值间的电压差不能有效抑制***启动初期产生的冲击电流；

3、现有技术研究的基于比例积分调节器的电压电流双闭环自励启动方法中，比例积分调节器参数的修改存在参数整定困难和参数切换的时间过度问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种级联H桥型并网变流器启动方法，利用电流环控制使级联H桥型并网变流器呈现出虚拟升压电阻外特性，通过调整虚拟升压电阻的值调整级联H桥型并网变流器从三相电网吸收的有功功率，以使H桥模块的直流电容电压平稳升压至期望值。该方法通过调整启动过程中虚拟升压电阻与串联的限流电阻间的分压比例避免***过调制，有效抑制了交流侧冲击电流，且根据H桥模块直流侧电容电压的采样值而自适应变化的电流参考值有效抑制了直流侧冲击电压。

本发明的目的是这样实现的。本发明提供了一种级联H桥型并网变流器启动方法，该启动方法涉及的电路的拓扑结构包括级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1、三相限流电阻断路器KM2和三相电网；所述级联H桥型并网变流器为星形连接的三相级联H桥型并网变流器，其中，每相级联H桥型并网变流器包括n个相同的H桥模块和n个相同的直流侧电容，n个H桥模块级联，且每个H桥模块与一个直流侧电容并联；所述三相级联H桥型并网变流器的输出端依次与三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1串联后接入三相电网；所述三相限流电阻断路器KM2与三相限流电阻R并联；

本启动方法包括以下步骤：

步骤1，不控整流

闭合三相并网断路器KM1，且三相限流电阻断路器KM2保持断开状态，三相级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R和三相电网组成的电路等效为三组单相桥式不控整流充电电路，3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容电压在不控整流阶段均升压至稳态；

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容在稳态瞬间的电压进行采样，并将采样值记为初始直流侧电容电压u_dcxk，0，其中，x为相序，x＝a，b，c，k为每个H桥模块在每相级联H桥型并网变流器中的序号，k＝1，2，...，n；

将3n个初始直流侧电容电压u_dcxxk，0的平均值记为初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}，其计算式为：

步骤2，虚拟升压电阻及电流控制

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压、三相滤波电感L的电流、并网电压进行N轮实时采样，并对3n个H桥模块进行控制，以使3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压均平稳升压至设定的期望值其中，N为3n个直流侧电容的电压均达到期望值/>时的实时采样轮数，N为正整数；

其中，一轮实时采样并控制的过程如下：

步骤2.1，记N轮实时采样中的任一轮实时采样为第j轮实时采样，j为实时采样轮数，j＝1，2，...，N；对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j轮实时采样，并将采样值记为直流侧电容电压u_dcxk，j；对三相滤波电感L的电流进行第j轮实时采样，并将采样值记为电感电流i_x，j，对并网电压进行第j轮实时采样，并将采样值记为并网电压u_pccx，j；x＝a，b，c，k＝1，2，...，n；

步骤2.2，根据步骤2.1得到的直流侧电容电压u_dcxk，j，计算3n个直流侧电容电压的平均值并记为直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，计算式如下：

步骤2.3，根据步骤1得到的初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}和步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，通过电流比例积分调节器得到虚拟升压电阻R_vch，j，其计算式如下：

其中，k_p为电流比例积分调节器的比例系数，k_c为虚拟电阻调节系数，R_ch为三相限流电阻R的限流电阻值；

虚拟电阻调节系数k_c和限流电阻值R_ch的取值范围分别如下：

步骤2.4，对步骤2.1中实时采样得到的电感电流i_x，j和并网电压u_pccx，j进行坐标变换得到电网基波频率同步旋转坐标系下的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j；

步骤2.5，根据步骤2.3得到的虚拟升压电阻R_vch，j和步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j，计算得到d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，计算式分别如下：

步骤2.6，根据步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pcq，j，步骤2.5得到的d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，通过电流比例积分调节器得到d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j，其计算式如下：

其中，k_i为电流比例积分调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，ω为并网电压基波角频率，L₀为三相滤波电感L的电感值；

将d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j的上限值设置为1且下限值设置为-1，当d轴调制信号m_d，j、q轴调制信号m_q，j达到上限值或下限值时级联H桥型并网变流器过调制；

步骤2.7，将步骤2.6得到的d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j进行坐标变换得到三相对称静止坐标系下的三相调制信号m_x，j，x＝a，b，c；三相级联H桥型并网变流器在三相调制信号m_x，j的调制下对各个H桥模块进行控制；

步骤3，记N轮实时采样中每轮实时采样的间隔时间为δ，δ时刻后，对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j+1轮实时采样，并将采样值记为第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1，考察3n个第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1是否满足均达到期望值的要求：如满足，进入步骤4；如未满足，返回步骤2.1，进行下一轮实时采样及控制；

步骤4，闭合三相限流电阻断路器KM2以旁路三相限流电阻R。

相对于现有技术，本发明的有益效果如下：

1)本发明不需外加额外的直流电源，从而大大节约了***成本。

2)本发明根据采样得到的H桥模块直流侧电容电压动态调整级联H桥型并网变流器从电网吸收的有功功率，避免了启动控制初始时刻较低的直流侧电容电压导致的***过调制问题，故有效抑制***启动初期产生的冲击电流。

3)本发明根据采样得到的H桥模块直流侧电容电压自适应修改虚拟升压电阻值与电流参考值，从而不需要整定多组调节器参数。

附图说明

图1为本发明启动方法涉及的电路拓扑图。

图2为本发明所涉及的虚拟升压电阻启动策略单相等效电路。

图3为本发明所涉及的级联H桥型并网变流器控制框图。

图4为使用传统启动方法的直流侧电容电压波形图。

图5为使用传统启动方法的电感电流波形图。

图6为使用传统启动方法的d轴调制信号波形图。

图7为使用本发明启动方法的直流侧电容电压波形图。

图8为使用本发明启动方法的电感电流波形图。

图9为使用本发明启动方法的d轴调制信号波形图。

具体实施方式

下面结合附图，以具体实例说明本发明实施方式。

图1为本发明启动方法涉及的电路拓扑图。由图1可见，该启动方法涉及的电路的拓扑结构包括级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1、三相限流电阻断路器KM2和三相电网。所述级联H桥型并网变流器为星形连接的三相级联H桥型并网变流器，其中，每相级联H桥型并网变流器包括n个相同的H桥模块和n个相同的直流侧电容，n个H桥模块级联，且每个H桥模块与一个直流侧电容并联。所述三相级联H桥型并网变流器的输出端依次与三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1串联后接入三相电网；所述三相限流电阻断路器KM2与三相限流电阻R并联。在图1中，C为每个H桥模块并联的直流侧电容。另外由图1可见，在本实施例中，n＝7。

在理想情况下可以认为级联H桥型并网变流器的中性点与并网电压的中性点电位相等，则本发明所涉及的虚拟升压电阻启动策略的单相等效电路如图2所示。其中所述的单相等效电路以三相***中的a相为例。所述的虚拟升压电阻启动策略使级联H桥型并网变流器呈现虚拟升压电阻R_vch的外特性，通过调节虚拟升压电阻R_vch的大小使级联H桥型并网变流器平稳启动。在图2中，u_pcca为a相并网电压的电压值。

图3为本发明所涉及的级联H桥型并网变流器控制框图，包括虚拟升压电阻和电流控制两部分。由图3可见，本启动方法包括以下步骤：

步骤1，不控整流

闭合三相并网断路器KM1，且三相限流电阻断路器KM2保持断开状态，三相级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R和三相电网组成的电路等效为三组单相桥式不控整流充电电路，3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容电压在不控整流阶段均升压至稳态。

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容在稳态瞬间的电压进行采样，并将采样值记为初始直流侧电容电压u_dcxk，0，其中，x为相序，x＝a，b，c，k为每个H桥模块在每相级联H桥型并网变流器中的序号，k＝1，2，...，n。

将3n个初始直流侧电容电压u_dcxk，0的平均值记为初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}，其计算式为：

在本实例中，u_{dc_av0}≈37.7V。

步骤2，虚拟升压电阻及电流控制

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压、三相滤波电感L的电流、并网电压进行N轮实时采样，并对3n个H桥模块进行控制，以使3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压均平稳升压至设定的期望值其中，N为3n个直流侧电容的电压均达到期望值/>时的实时采样轮数，N为正整数。

在本实例中，

其中，一轮实时采样并控制的过程如下：

步骤2.1，记N轮实时采样中的任一轮实时采样为第j轮实时采样，j为实时采样轮数，j＝1，2，...，N。对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j轮实时采样，并将采样值记为直流侧电容电压u_dcxk，j。对三相滤波电感L的电流进行第j轮实时采样，并将采样值记为电感电流i_x，j，对并网电压进行第j轮实时采样，并将采样值记为并网电压u_pccx，j；x＝a，b，c，k＝1，2，...，n。

步骤2.2，根据步骤2.1得到的直流侧电容电压u_dcxk，j，计算3n个直流侧电容电压的平均值并记为直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，计算式如下：

步骤2.3，根据步骤1得到的初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}和步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，通过电流比例积分调节器得到虚拟升压电阻R_vch，j，其计算式如下：

其中，k_p为电流比例积分调节器的比例系数，k_c为虚拟电阻调节系数，R_ch为三相限流电阻R的限流电阻值。

在本实例中，k_p＝5.6，k_c＝2，R_ch＝80Ω。

虚拟电阻调节系数k_c和限流电阻值R_ch的取值范围分别如下：

虚拟电阻调节系数k_c和限流电阻值R_ch的上述取值范围的确定目的是确保了使启动过程中级联H桥型并网变流器不过调制。

步骤2.4，对步骤2.1中实时采样得到的电感电流i_x，j和并网电压u_pccx，j进行坐标变换得到电网基波频率同步旋转坐标系下的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j。

步骤2.5，根据步骤2.3得到的虚拟升压电阻R_vch，j和步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j，计算得到d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，计算式分别如下：

步骤2.6，根据步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j，步骤2.5得到的d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，通过电流比例积分调节器得到d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j，其计算式如下：

其中，k_i为电流比例积分调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，ω为并网电压基波角频率，L₀为三相滤波电感L的电感值。

将d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j的上限值设置为1且下限值设置为-1，当d轴调制信号m_d，j、q轴调制信号m_q，j达到上限值或下限值时级联H桥型并网变流器过调制。

在本实例中，k_i＝10000，L₀＝0.6mH。

步骤2.7，将步骤2.6得到的d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j进行坐标变换得到三相对称静止坐标系下的三相调制信号m_x，j，x＝a，b，c；三相级联H桥型并网变流器在三相调制信号m_x，j的调制下对各个H桥模块进行控制。

在以上步骤中，步骤2.3为虚拟升压电阻控制，步骤2.4-2.7为电流控制。

步骤3，记N轮实时采样中每轮实时采样的间隔时间为δ，δ时刻后，对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j+1轮实时采样，并将采样值记为第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1，考察3n个第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1是否满足均达到期望值的要求：如满足，进入步骤4；如未满足，返回步骤2.1，进行下一轮实时采样及控制。

步骤4，闭合三相限流电阻断路器KM2以旁路三相限流电阻R。

由以上步骤可见，本启动方法通过调制单元控制H桥模块中的开关器件使三相级联H桥型并网变流器平稳吸收有功能量，并使各H桥模块的直流侧电容电压平稳升压至期望值

在本实施例中，间隔时间δ为0.0001秒。

将整个启动过程中的时间统一记为t；将整个启动过程中3n个直流侧电容的电压值统一记为u_dc；将整个启动过程中电感电流值统一记为i；将整个启动过程中d轴调制信号的大小统一记为m_d。

图4为使用传统启动方法的直流侧电容电压波形图，图5为使用传统启动方法的电感电流波形图，图6为使用传统启动方法的d轴调制信号波形图。0.01秒时闭合三相并网断路器KM1，三相限流电阻断路器KM2保持断开状态。各H桥模块对应的直流侧电容电压在不控整流阶段升压至稳态。0.8秒时，闭合三相限流电阻断路器KM2以旁路三相限流电阻R并投入基于比例积分调节器的电压电流双闭环控制算法。从图4看出，在0.8秒投入基于比例积分调节器的电压电流双闭环控制算法后直流侧电容电压出现冲击电压。从图5看出，在0.8秒投入基于比例积分调节器的电压电流双闭环控制算法后电感电流出现冲击电流。从图6看出，在0.8秒投入基于比例积分调节器的电压电流双闭环控制算法后d轴调制信号达到上限值1，级联H桥型并网变流器过调制。

图7为使用本发明启动方法的直流侧电容电压波形图。图8为使用本发明启动方法的电感电流波形图。图9为使用本发明启动方法的d轴调制信号波形图。0.01秒时闭合三相并网断路器KM1，三相限流电阻断路器KM2保持断开状态。各H桥模块对应的直流侧电容电压在不控整流阶段升压至稳态。0.8秒时，投入本发明启动方法涉及的虚拟升压电阻控制算法。1.6秒时，闭合三相限流电阻断路器KM2以旁路三相限流电阻R，***稳定运行。从图7看出，在启动过程中直流侧电容电压平稳升压到期望值。从图8看出，在启动过程中电感电流未出现冲击电流。从图9看出，在启动过程中d轴调制信号没有达到上限值1或下限值-1，级联H桥型并网变流器不过调制。

综上所述，该计算方法实现简单，只需利用电流控制使级联H桥型并网变流器呈现出虚拟升压电阻外特性，即可通过调整虚拟升压电阻的值调整级联H桥型并网变流器从电网吸收的有功功率，以使H桥模块对应的直流电容电压平稳升压至期望值，具有一定的可行性。

Claims (1)

1.一种级联H桥型并网变流器启动方法，该启动方法涉及的电路的拓扑结构包括级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1、三相限流电阻断路器KM2和三相电网；所述级联H桥型并网变流器为星形连接的三相级联H桥型并网变流器，其中，每相级联H桥型并网变流器包括n个相同的H桥模块和n个相同的直流侧电容，n个H桥模块级联，且每个H桥模块与一个直流侧电容并联；所述三相级联H桥型并网变流器的输出端依次与三相滤波电感L、三相限流电阻R、三相并网断路器KM1串联后接入三相电网；所述三相限流电阻断路器KM2与三相限流电阻R并联；

其特征在于，本启动方法包括以下步骤：

步骤1，不控整流

闭合三相并网断路器KM1，且三相限流电阻断路器KM2保持断开状态，三相级联H桥型并网变流器、三相滤波电感L、三相限流电阻R和三相电网组成的电路等效为三组单相桥式不控整流充电电路，3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容电压在不控整流阶段均升压至稳态；

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容在稳态瞬间的电压进行采样，并将采样值记为初始直流侧电容电压u_dcxk，0，其中，x为相序，x＝a，b，c，k为每个H桥模块在每相级联H桥型并网变流器中的序号，k＝1，2，...，n；

将3n个初始直流侧电容电压u_dcxk，0的平均值记为初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}，其计算式为：

步骤2，虚拟升压电阻及电流控制

对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压、三相滤波电感L的电流、并网电压进行N轮实时采样，并对3n个H桥模块进行控制，以使3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压均平稳升压至设定的期望值其中，N为3n个直流侧电容的电压均达到期望值/>时的实时采样轮数，N为正整数；

其中，一轮实时采样并控制的过程如下：

步骤2.1，记N轮实时采样中的任一轮实时采样为第j轮实时采样，j为实时采样轮数，j＝1，2，...，N；对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j轮实时采样，并将采样值记为直流侧电容电压u_dcxk，j；对三相滤波电感L的电流进行第j轮实时采样，并将采样值记为电感电流i_x，j，对并网电压进行第j轮实时采样，并将采样值记为并网电压u_pccx，j；x＝a，b，c，k＝1，2，...，n；

步骤2.2，根据步骤2.1得到的直流侧电容电压u_dcxk，j，计算3n个直流侧电容电压的平均值并记为直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，计算式如下：

步骤2.3，根据步骤1得到的初始直流侧电容电压平均值u_{dc_av0}和步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，通过电流比例积分调节器得到虚拟升压电阻R_vch，j，其计算式如下：

其中，k_p为电流比例积分调节器的比例系数，k_c为虚拟电阻调节系数，R_ch为三相限流电阻R的限流电阻值；

虚拟电阻调节系数k_c和限流电阻值R_ch的取值范围分别如下：

步骤2.4，对步骤2.1中实时采样得到的电感电流i_x，j和并网电压u_pccx，j进行坐标变换得到电网基波频率同步旋转坐标系下的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j；

步骤2.5，根据步骤2.3得到的虚拟升压电阻R_vch，j和步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j，计算得到d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，计算式分别如下：

步骤2.6，根据步骤2.2得到的直流侧电容电压平均值u_{dc_av，j}，步骤2.4得到的d轴电感电流i_d，j、q轴电感电流i_q，j、d轴并网电压u_pccd，j和q轴并网电压u_pccq，j，步骤2.5得到的d轴电感电流参考值q轴电感电流参考值/>和电压前馈系数k_f，j，通过电流比例积分调节器得到d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j，其计算式如下：

其中，k_i为电流比例积分调节器的积分系数，s为拉普拉斯算子，ω为并网电压基波角频率，L₀为三相滤波电感L的电感值；

将d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j的上限值设置为1且下限值设置为-1，当d轴调制信号m_d，j、q轴调制信号m_q，j达到上限值或下限值时级联H桥型并网变流器过调制；

步骤2.7，将步骤2.6得到的d轴调制信号m_d，j和q轴调制信号m_q，j进行坐标变换得到三相对称静止坐标系下的三相调制信号m_x，j，x＝a，b，c；三相级联H桥型并网变流器在三相调制信号m_x，j的调制下对各个H桥模块进行控制；

步骤3，记N轮实时采样中每轮实时采样的间隔时间为δ，δ时刻后，对3n个H桥模块对应的3n个直流侧电容的电压分别进行第j+1轮实时采样，并将采样值记为第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1，考察3n个第j轮调整后的直流侧电容电压u_dcxk，j+1是否满足均达到期望值的要求：如满足，进入步骤4；如未满足，返回步骤2.1，进行下一轮实时采样及控制；

步骤4，闭合三相限流电阻断路器KM2以旁路三相限流电阻R。