CN114172575A - 一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法 - Google Patents

一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法，应用于DCO‑OFDM***，所述方法利用最大似然法构建出一个接收端直流偏置估计信号，并根据最大似然原则构建代价函数，当代价函数最小时，直流信号能量正好被消除，此时可得到采样时间偏移和信道估计。本发明的方法在不使用导频的情况下得出较为准确的采样时间偏移和可见光信道冲激响应，具有较高的频谱利用率，同时具有对LED限制带宽的鲁棒性。

Description

一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法。
背景技术
可见光通信作为传统射频无线通信的备选替代方案，使用免授权、大带宽的可见光波段进行传输，能够有效解决通信频段的拥挤占用问题。DCO-OFDM技术在可见光通信领域中被广泛运，用于抗ISI。但是DCO-OFDM***对同步极其敏感，任何微小的同步误差都可能导致***性能恶化。因此，光OFDM***中采样时间偏移的存在会影响可见光通信***的误码率性能，是当下亟需解决的问题。同时，在大部分情况下，可见光信道在接收端也是未知的，对其的错误补偿也会导致***性能下降。
采样时间偏移作为同步问题中的一部分，目前业界对此的研究大多集中于基于导频的估计算法，即使用导频先验的进行信道信息的获取，在此基础上进行采样时间偏移的估计。
但是，基于导频的估计算法使用导频占用了***的频谱资源，从而使***频谱利用率下降，且大多数已有的估计算法不具有对LED限制带宽的鲁棒性。
发明内容
为了解决现有技术中的问题，本发明面向业界使用最为广泛的DCO-OFDM***，提出了一种基于直流偏置的采样时间偏移和可见光信道的联合盲估计算法，在不使用导频的情况下得出较为准确的采样时间偏移和可见光信道冲激响应，具有较高的频谱利用率，同时具有对LED限制带宽的鲁棒性。本发明具体通过如下技术方案实现：
一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法，所述方法应用于DCO-OFDM***，其特征在于，所述方法包括：
在接收端接收经过自由空间可见光链路传输并且去除循环前缀后的光信号：
y＝G(τ)σDC1N×Lh+G(τ)Xh+w
其中，G(τ)σDC1N×Lh为接收到的已知直流偏置信号，式中G(τ)已经去除了循环前缀部分，G(τ)Xh为接收到的需要解调得到的有用信息，w为加性高斯白噪声，G(τ)表示接收端和发射端的均方根升余弦滚降滤波器的总等效升余弦滚降滤波器，
Figure BDA0003387241270000021
w(n)为独立同分布的均值为0方差为σ2的高斯随机变量，σDC为直流偏压，1N×L表示一个大小为N×L的全1矩阵，X为原始数据信号，h表示一个大小为L×1的矩阵，矩阵的每一个元素表示一个可见光自由链路信道的归一化时域冲激响应大小；
利用最大似然法构建出一个接收端直流偏置估计信号
Figure BDA0003387241270000022
Figure BDA0003387241270000023
和
Figure BDA0003387241270000024
为试验值，信道试验值各元素表达式如下：
Figure BDA0003387241270000025
其中，
Figure BDA0003387241270000026
表示LED 3-dB限制带宽的试验值，ts表示符号采样间隔；
由于LoS信道只影响整体衰减幅值，矩阵
Figure BDA0003387241270000027
中所有元素的总和由矩阵
Figure BDA0003387241270000028
的各元素之和求得，以得到一个确定的试验值，(·)+表示广义逆；
构建代价函数：
Figure BDA0003387241270000029
其中，
Figure BDA00033872412700000210
表示Frobenius范数；
当代价函数最小时，直流信号能量正好被消除，此时
Figure BDA00033872412700000211
和
Figure BDA00033872412700000212
的取值如下：
Figure BDA00033872412700000213
其中，C表示fb所有可能的取值范围。
作为本发明的进一步改进，所述方法引入了干扰迭代消除用于最大限度地降低有用信号对同步算法性能造成的影响，具体为：
当算法第一次进行估计后，得到了一个粗略估计的采样时间偏移和信道冲激响应估计初值；对有用信号进行解调，能够得出一个解调后的有用信号X1；在接收端的接收信号将解调后的有用信号予以消去。
作为本发明的进一步改进，所述迭代进行若干次，每一次迭代均使用原接收信号消去估计得到的有用信号。
本发明的有益效果是：本发明使用DCO-OFDM***中必要的直流偏置分量进行采样时间偏移和信道的联合估计，不使用导频信号，从而提高了***的频谱利用率。由于在算法过程中同时进行了信道的估计，所以不需要信道先验信息，能够实现盲估计。考虑了LED限制带宽低通特性对算法性能造成的影响，使算法对LED限制带宽具有鲁棒性。
附图说明
图1是本发明的方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图说明及具体实施方式对本发明进一步说明。
本发明主要面向DCO-OFDM***，使用***中不可或缺的使发射信号满足非负性的直流偏置信号进行采样时间偏移和信道估计。
首先我们对DCO-OFDM***进行建模。定义每一个DCO-OFDM块中使用的子载波数目为N，且***使用M-QAM作为有效数据的调制方法，则每一次发射中，全部的N个子载波总共能够表示(N-2)log2M/2位二进制数据。定义
Figure BDA0003387241270000031
为经过星座图调制后的信号，为使IFFT后的信号为实信号，需要使进行IFFT的信号满足赫米特对称条件，为此构建出的赫米特对称信号如式(1)：
s＝[0,x(0),...,x(N/2-2),0,x*(N/2-2),...,x*(0)]T (1)
为使用矩阵乘法替代信号时域卷积过程，需要将信号转为循环矩阵形式，此后的矩阵乘法运算便可看作时域信号卷积。赫米特对称信号经过IFFT并转换为循环矩阵形式得到的时域信号矩阵S如式(2)：
S＝FHdiag{s}F(1:L) (2)
其中，F表示一个大小为N×N的DFT矩阵，其(u,v)项表示为式(3)：
Figure BDA0003387241270000032
diag{s}表示一个行列数均与向量s的长度相等的对角矩阵，其对角线元素是向量s中的每一个元素，L表示信道时域冲激响应离散长度，F(1:L)为F的一个子矩阵，其行数与F一致，只取F的第1列至第L列，时域信号矩阵中第n个子载波上的时域符号可以表示为式(3)：
Figure BDA0003387241270000033
通常情况下，直流偏压σDC的大小是根据发射信号x(n)的平均能量得出，其定义如式(5)：
Figure BDA0003387241270000041
其中，K为直流偏压比。在实际使用中，发射机信号发射功率往往是恒定的，每次发射的信号都具有相同的平均能量，所以在本发明中将直流偏压σDC重新定义为一个恒定常数，其大小设置在本发明中不进行讨论。
理论上，正常运行的DCO-OFDM***中，添加过直流偏置的时域信号大部分都变为非负信号，但当σDC取值较小时，可能依然会存在一部分负信号。在DCO-OFDM***的发射机，剩余的负信号幅值会被截断为零，故引入裁切噪声wclip(n)用于表示这一过程，裁切噪声定义如式(6)：
Figure BDA0003387241270000042
此时，经过DCO-OFDM***发射端处理后的发射信号矩阵可以表示为式(7)：
Figure BDA0003387241270000043
其中，1N×L表示一个大小为N×L的全1矩阵，
Figure BDA0003387241270000044
Figure BDA0003387241270000045
为解决多径效应造成的信号拖尾带来的ISI问题，从而阻止其对***性能造成影响，通常需要对信号添加循环前缀CP用作保护间隔。为保证循环前缀能够有效提高***可靠性，其长度应至少设置为LCP＞L-1。添加循环前缀后的信号可以表示为式(8)：
Figure BDA0003387241270000046
式中，
Figure BDA0003387241270000047
表示一个大小为LCP×L的矩阵，其各元素与
Figure BDA0003387241270000048
倒数LCP行对应元素完全相同。
为将数字信号转换为模拟信号用于在实际信道中传输，并且在接收端将模拟信号重新转换为数字信号，信号在发射端和接收端需要分别使用两个完全相同的均方根升余弦滚降滤波器进行采样，完全相同的目的是使收发端满足匹配滤波条件。因为热噪声和散粒噪声都属于加性高斯白噪声AWGN，所以使用加性高斯白噪声对环境噪声进行建模。在接收端完全帧检测的条件下，接收到的采样信号矩阵可以建模为式(9)：
Figure BDA0003387241270000051
其中，τ表示对符号持续时间T进行归一化的采样时间偏移大小，并且满足τ∈(-0.5，0.5)；h表示一个大小为L×1的矩阵，矩阵的每一个元素表示一个可见光自由链路信道的归一化时域冲激响应大小，各相邻信道时延为T，其表达式如式(10)和式(11)：
h(n)＝hLoS*hLED(n) (10)
h＝[h(0),h(1),...,h(L-1)]T (11)
式中hLoS为LoS信道归一化增益，hLED(n)为LED限制带宽造成的在时延为nT时的增益，*表示线性卷积运算。
定义
Figure BDA0003387241270000052
w(n)为独立同分布的均值为0方差为σ2的高斯随机变量；G(τ)表示接收端和发射端的均方根升余弦滚降滤波器的总等效升余弦滚降滤波器，其定义如式(12)、(13)和(14)：
Figure BDA0003387241270000053
Figure BDA0003387241270000054
Figure BDA0003387241270000055
式中Q为过采样率，用于增加采样点数以保证***的可靠性；Ts为过采样间隔，其大小为Ts＝T/Q，α为滤波器滚降系数。
本发明提出的算法的整体流程框图如图1所示。
在接收端，根据式(7)和式(9)，经过自由空间可见光链路传输并且去除循环前缀后的光信号可以分解为式(15)表示的形式：
Figure BDA0003387241270000056
可见，信号主要由三部分组成：第一部分为接收到的已知直流偏置信号，式中G(τ)已经去除了循环前缀部分；第二部分为接收到的需要解调得到的有用信息；第三部分为加性高斯白噪声。其中，直流偏置信号是已知信号，有用信息和噪声均属于未知随机信号，当使用已知直流偏置信息进行估计时，有用信号实际上在同步过程中作为干扰信号存在。
最大似然检测的基本原理是计算接收信号矩阵与试验信号矩阵间的欧几里得距离的平方，选取其值最小的对应的试验信号矩阵作为估计信号矩阵。由于信道信息可以在试验值确定时进行估计，所以每一个确定的试验值都对应一个确定的信道估计。设
Figure BDA0003387241270000061
为当前接收端采样时间偏移的试验值，其取值范围为(-0.5,0.5)，可以通过最大似然法构建出一个接收端直流偏置估计信号
Figure BDA0003387241270000062
并用实际接收端接收到的信号与其相减，得到式(16)：
Figure BDA0003387241270000063
式(16)中可见，第二部分有用信号和第三部分加性高斯白噪声均不受影响，其能量不变。当试验信号被引入到式中后，若
Figure BDA0003387241270000064
则第一部分直流偏置信号能量归零，而
Figure BDA0003387241270000065
时，由于直流偏置信号矩阵和信道冲激响应矩阵均包含非0元素，其能量必然大于零。故构建代价函数如式(17)：
Figure BDA0003387241270000066
式中，
Figure BDA0003387241270000067
表示Frobenius范数，其定义为矩阵中各项元素的绝对值平方的总和。
但是实际上，试验信道信息并不完全相等于实际信道信息，所以在使用这一代价函数前需要对信道进行一个高精度的估计从而保证代价函数的准确，由于使用最大似然估计作为直流偏置信号的估计方法，在取每一个试验值
Figure BDA00033872412700000611
时，接收端理想接收信号如式(18)：
Figure BDA0003387241270000068
由于有用信号此时算作干扰信号，故理想情况下，发射端发射的信号应全为直流偏置信号，此时干扰最小，理想接收信号此时变为式(19)：
Figure BDA0003387241270000069
此时，代价函数变为式(20)：
Figure BDA00033872412700000610
由于信道通常呈现指数下降形式，可以构造相应的试验值进行搜索，信道试验值各元素表达式如式(21)：
Figure BDA0003387241270000071
其中，
Figure BDA0003387241270000072
表示LED 3-dB限制带宽的试验值，ts表示符号采样间隔；
由于LoS信道只影响整体衰减幅值，矩阵
Figure BDA0003387241270000073
中所有元素的总和可以由矩阵
Figure BDA0003387241270000074
的各元素之和求得，以得到一个确定的试验值，(·)+表示广义逆；
当代价函数最小时，直流信号能量正好被消除，此时
Figure BDA0003387241270000075
并且
Figure BDA0003387241270000076
则
Figure BDA0003387241270000077
和
Figure BDA0003387241270000078
的取值如式(22)：
Figure BDA0003387241270000079
其中，C表示fb所有可能的取值范围；至此，信道和采样时间偏移被联合估计得出。
有用信号的存在会导致干扰信号能量过大，当干扰信号对代价函数曲线造成的影响大于采样时间偏移试验值搜索改变的代价函数大小时，代价函数的最低点可能与不存在干扰条件下的最低点有较大的偏差，进而导致采样时间偏移和信道的估计精度大大降低。为解决这一问题，算法中引入了干扰迭代消除用于最大限度地降低有用信号对同步算法性能造成的影响。
当算法第一次进行估计后，得到了一个粗略估计的采样时间偏移和信道冲激响应估计初值，在这种情况下对有用信号进行解调，能够得出一个解调后的有用信号X1，虽然粗略估计会导致其误码率较大，但仍有较多信号被准确解调，与真正的有用信号具有一定相关性，故在接收端的接收信号将解调后的有用信号予以消去，表达如式(23)：
Figure BDA00033872412700000710
从式(27)中可以看出，有用信号的能量被大大削弱，对同步算法性能造成的影响也大大降低。此时，将算法中的y替换为
Figure BDA00033872412700000711
得出的采样时间偏移和信道估计受干扰信号的干扰更小，估计的更为准确，相较于不使用干扰迭代消除，消除干扰信号能够有效提高***误码率性能。在此基础上，为达到更好的算法效果，可以进一步迭代地消去有用信号，直至算法性能达到收敛。第i次迭代时，用于替换y的yi表达式如式(24)：
Figure BDA0003387241270000081
式中
Figure BDA0003387241270000082
为第i-1次迭代估计出的采样时间偏移，
Figure BDA0003387241270000083
为第i-1次迭代估计出的信道冲激响应矩阵，Xi-1为第i-1次迭代根据前两项估计解调出的有用信号。
需要注意的是，每一次迭代均使用原接收信号消去有用信号，并非使用前一次迭代消去有用信号后的信号，否则会造成干扰消除失效。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种基于直流偏置的采样时间偏移和信道联合盲估计方法，所述方法应用于DCO-OFDM***，其特征在于，所述方法包括：
在接收端接收经过自由空间可见光链路传输并且去除循环前缀后的光信号：
y＝G(τ)σDC1N×Lh+G(τ)Xh+w
其中，G(τ)σDC1N×Lh为接收到的已知直流偏置信号，式中G(τ)已经去除了循环前缀部分，G(τ)Xh为接收到的需要解调得到的有用信息，w为加性高斯白噪声，G(τ)表示接收端和发射端的均方根升余弦滚降滤波器的总等效升余弦滚降滤波器，
Figure FDA0003387241260000011
w(n)为独立同分布的均值为0方差为σ2的高斯随机变量，σDC为直流偏压，1N×L表示一个大小为N×L的全1矩阵，X为原始数据信号，h表示一个大小为L×1的矩阵，矩阵的每一个元素表示一个可见光自由链路信道的归一化时域冲激响应大小；
利用最大似然法构建出一个接收端直流偏置估计信号
Figure FDA0003387241260000012
Figure FDA0003387241260000013
和
Figure FDA0003387241260000014
为试验值，信道试验值各元素表达式如下：
Figure FDA0003387241260000015
其中，
Figure FDA0003387241260000016
表示LED 3-dB限制带宽的试验值，ts表示符号采样间隔；
由于LoS信道只影响整体衰减幅值，矩阵
Figure FDA0003387241260000017
中所有元素的总和由矩阵
Figure FDA0003387241260000018
的各元素之和求得，以得到一个确定的试验值，(·)+表示广义逆；
构建代价函数：
Figure FDA0003387241260000019
其中，
Figure FDA00033872412600000110
表示Frobenius范数；
当代价函数最小时，直流信号能量正好被消除，此时采样时间偏移的估计值
Figure FDA00033872412600000111
和信道估计
Figure FDA00033872412600000112
的取值如下：
Figure FDA00033872412600000113
其中，C表示fb所有可能的取值范围。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法引入了干扰迭代消除用于最大限度地降低有用信号对同步算法性能造成的影响，具体为：当算法第一次进行估计后，得到了一个粗略估计的采样时间偏移和信道冲激响应估计初值；对有用信号进行解调，能够得出一个解调后的有用信号X1；在接收端的接收信号将解调后的有用信号予以消去。
3.作根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述迭代进行若干次，每一次迭代均使用原接收信号消去估计得到的有用信号。
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