CN1141429A - 静电型传感器装置中减少电容分量的回路 - Google Patents

Abstract

驱动电压V由交流驱动功率源5供给至压电振荡器2。在压电振荡器2的电极C处设有回路8，回路中串联着电压放大系数为(N+1)的放大器和静电电容C_s。当静电电容C_s设定为压电振荡器2阻尼电容Cd的1/N时，流过阻尼电容Cd的电流i3被从静电电容C_s来的电流i1代替和分流，这样阻尼电容Cd不会消耗驱动电流i。因此，阻尼电容Cd为极小的条件只决定于静电电容C_s的电容值和放大器7的放大系数，而与频率无关。

Description

静电型传感器装置中减少电容分量的回路

本发明涉及静电型传感器装置的减小电容分量的回路，其中压电振荡器的阻尼电容和静电传感器的电容分量被减小或抵消，从而可以在诸如具有压电振荡器的静电传感器一类的静电型传感器装置中实现有效的驱动和高度灵敏的振动检测，该静电传感器利用压电的变形并具有彼此相对配置，其间有间隙的电极；同时本发明还进一步涉及静电型传感器装置的驱动装置及其检测装置。

静电型传感器装置应用在各种技术领域中。例如，在静电型传感器装置中的静电振荡器在压电变换器中可作为从电气方面发出能量的装置，在压电马达或压电作动器中作为动态地发出能量的装置，在压电陀螺、加速度传感器、超声波传感器、红外线传感器等中作为主要发出信号的装置，在用作频率源的振荡装置中作为发出信号的装置，在滤波器等中作为发出信号的装置使用。类似地，静电传感器可以用于振荡型陀螺、加速度传感器、超声波传感器、红外线传感器等。

图26A至图28表示通常的例子，它是用作静电型传感器装置的压电振荡器。图26A表示压电振荡器1，而图26B所示的等价回路表示在谐振点附近振荡时的压电振荡器2。

在这些图中，由Rm、Cm和Lm组成的串联谐振侧3等价地表示压电振荡器2的谐振。并联谐振侧4中的Cd，与串联谐振侧3一起表示压电振荡器的阻尼电容分量，图27表示压电振荡器2的导纳频率特性。在图27中，fa表示谐振点(谐振频率，串联谐振点)，而fb表示反谐振点(反谐振频率，并联谐振点)。

当压电振荡器被驱动时，流过阻尼电容Cd的电流为无功电流，它不会给压电振荡器的振荡提供能量，因此会增加装置的能量损失。因此，由于要将电流加到这个阻尼电容Cd上，所以除了使压电振荡器振荡所真正必需的能量外，驱动动力源也给阻尼电容Cd供给能量。

图28为通常回路的一个例子，它当压电振荡器在谐振点fa振荡时，等价地抵消了流过阻尼电容Cd的电流。

在图28所示的这个通常例子中，具有电感Ld的线圈6与压

电振荡器2并联。这里，串联谐振侧3的阻抗Zm用式1表示。

(式1)    Zm＝Rm＋j(ωLm＋1/jωCm

图28中的交流功率源5为恒电压的电源，假如加到压电振荡

器2和线圈6上的电压用V表示，则流至压电振荡器2和线圈6的电

流I用式2表示。

(式2)    I＝(1/Zm＋jωCd＋1/jωLd)·V

          ＝{1/Zm＋j(ωCd-1/ωLd)}·V

由式2可知，电流I变为极小的条件为满足式3的条件，并且电流I可用式4表示。

(式3)    ωCd＝1/ωLd

(式4)    I＝(1/Zm)·V

这样，具有用式5表示的电感Ld的线圈与压电振荡器并联，其中式5是由式3对于电感Ld展开得来的，结果，压电振荡器的阻尼电容Cd可以等价地被抵消。

(式5)    Ld＝1/ω²Cd＝1/(2πf)²Cd

等价地抵消流过阻尼电容Cd的电流可以将交流驱动功率源5的功率源容量减小一个被这样抵消的量。

为了使压电振荡器在谐振状态下被驱动，交流驱动功率源的驱动频率必需在谐振点fa或反谐振点fb附近、然而，在压电跃变(PZT)***的陶瓷振荡器等中，压电振荡器的弹性因子等改变，而且由于外界环境的温度变化和振荡器本身产生的热的影响，陶瓷振荡器等的谐振频率会波动。而且，已经知道，驱动电压也会使谐振频率波动。因此，为了经常能在谐振点fa附近驱动压电振荡器，必需检测压电振荡器的谐振频率，并在理想的频率范围内驱动振荡器。于是，可以考虑一个谐振点跟踪式的驱动装置，该装置经常在接近谐振频率的频率处被驱动，并且，在最新的压电马达等中，在该驱动装置中装有检测压电振荡器振荡状态的传感器，这样，根据驱动电流或驱动电压和由传感器测出的电压之间的相位差可以跟踪压电振荡器谐振点的波动。

另一方面，当压电振荡器在振荡型陀螺仪等中用作传感器时，产生一个问题，即因为阻尼电容Cd作用的影响，从压电振荡器获得的检测电压或电流减小，不可能高度灵敏地检测压电振荡器的振荡。由于这个问题，通常的实际作法是将电感Ld与压电振荡器并联，以等价地抵消或减小阻尼电容Cd，并因此而改善其检测灵敏性，这与驱动压电振荡器的情况相似。

另外，由于滤波器的比较带宽受到压电振荡器固有的电气-机械耦合因素的限制，为了扩展滤波器的比较带宽，将电感Ld与输入终端连接。

然而，如式5所示，等价地抵消阻尼电容Cd的电感Ld与(驱动频率f)²×(阻尼电容Cd)成反比。特别是，因为Ld与驱动频率f的平方成反比，当由于温度改变等造成谐振频率改变时，在驱动频率与谐振频率之差增大的情况下，等价地抵消阻尼电容Cd的量将急剧减小。另外，一般电感Ld的尺寸比其他线路元件，诸如电阻R和电容器C的尺寸要大，因此很难使回路尺寸紧凑。此外，为了改善等价抵消作用，电感必需根据压电振荡器来改变和调节。但是，与电阻R和静电电容C比较，电感不适合于改变操作。

谐振点跟踪式驱动装置部分地是通过使用传感器来实现的，该传感器以与通常的压电马达相似的方式来检测压电振荡器的振荡状态。然而，在其他马达中，不存在能够最佳地检测振荡状态的传感器，因此，是通过检测驱动电压，马达温度等来改变驱动频率的，但是，在这种情况下，很难完全跟踪谐振点。

在象振荡型陀螺仪中利用压电振荡器作为传感器的情况下，通过利用电感Ld可以将用作检测目的的压电振荡器的阻尼电容Cd等价地减小或消除。然而，由于等价减小作用为频率的函数，该作用大小受驱动频率影响很大。另外，如已经说明的那样，一般电感很难调整，并且其电子元件的尺寸比其他电子元件尺寸大。

当压电振荡器用作滤波器时，电感Ld与输入-输出终端连接，以达到较宽的带宽。然而，存在着限制条件，即很难使电感线圈做得尺寸较小，并且电感的作用只在一个特定的频率下才有效。

用作静电型传感器装置的静电传感器，即与压电振荡器为同样的东西，它包括若干个平的电极，这些电极彼此相对配置，它们之间有一窄小的间隙。当电压加到电极之间的间隙上时，即进行一个操作，使电极之间的距离改变，相反地，当以一种使电极之间的距离改变的方式施加外力时，则电极之间的电压改变。静电传感器的驱动和操作检测的等价加路与压电振荡器的该回路是一样的。因此，在静电传感器中也存在着与在压电振荡器中同样的问题，即电容分量消耗驱动功率，并且在检测装置中，电容分量降低检测的灵敏度。

考虑到上述缺点，因此本发明的目的是要提供一种减少电容分量的回路，该回路不使用电感可以减少，并进一步抵消与静电型传感器装置的电容分量有关的能量，本发明的目的还要提供一种能以节省能量的方式驱动静电型传感器装置的驱动设备及提供一种能高度灵敏地检测静电型传感器装置的振荡的检测装置。

本发明的另一个目的是要提供一种驱动装置，它能经常地跟踪谐振频率，并且当由于温度改变，驱动电压改变等造成静电型传感器装置的谐振频率波动时也能驱动。

本发明还有一个目的是要建造一个包括静电型传感器装置的自振回路，使得可以在谐振频率或反谐振频率处驱动静电型传感器装置。

根据本发明的减少电容分量回路的特征在于该回路有一放大器，它能将静电型传感器装置一侧的电压放大，并且该回路还有一条通过静电电容将这个放大器的放大输出端与静电型传感器装置的所述一侧连接起来的通道，这样，静电型传感器装置的电容分量可减至极小。

静电型传感器装置例如可以用压电振荡器代表，该振荡器为电致伸缩传感器或静电传感器，其中平的电极彼此相对配置，它们之间有一小间隙等。在压电振荡器情况下，电容分量为阻尼电容，而在静电传感器情况下，电容分量为在彼此相对配置的电极之间的电容分量。

在以上情况中，假如静电电容近似为静电型传感器装置的电容分量的1/N时，则最好使放大器的放大倍数近似地为静电型传感器装置的电容分量的(N＋1)倍。

在这种情况下，假如在静电型传感器装置一侧的电压用V表示，则在放大器输出终端的电压，即加在静电型传感器装置和相互串联的静电电容上的电压为V(N＋1)。

假如静电型传感器装置为压电振荡器，则静电电容可以用构成这个压电振荡器的同样材料制成。

根据本发明，提供了一种驱动装置，它包括：一条驱动功率通过它供给至静电型传感器装置的通道和减少电容分量回路，其中减少电容分量回路中的放大器位于通过所述通道供给至静电型传感器装置的驱动功率被放大的位置。

在这种情况的一个回路布局例子中，如图1所示，建造了一个回路，在此回路中，驱动功率首先供给至静电型传感器装置的C端，然后，通道从所述C端，经过放大器7和静电电容Cs回到所述C端。或者，如图21所示，驱动功率供给至静电型传感器装置C’端的通道与驱动功率通过放大器7和静电电容Cs到达所述C’端的通道连接和并联配置。图1的回路与图21所示的回路本质上是一样的。然而，假如回路作成如图1所示，则当使用频率变高，并且放大器7的放大系数也变高时，可能产生振荡。这样，最好如图22所示，当驱动功率通过它供给至静电型传感器装置的通道与具有放大器和静电电容的通道并联时，则在驱动功率供给侧与静电型传感器装置之间，在驱动功率供给至静电型传感器装置的所述通道中设置有电压保持装置。

另外，还配备有：电流相位检测装置，相位比较器，滤波器和电压控制振荡器；电流相位检测装置用于检测流过静电型传感器装置的电流相位，相位比较器用于比较由所述电流相位检测装置检测到的电流相位和供给至静电型传感器装置的驱动功率的电压相位，滤波器滤掉所述相位比较器的高频分量，电压控制振荡器根据所述滤波器滤波操作后所得到的输出电压可变地控制振荡频率，这样，可根据所述电压控制振荡器的振荡频率来供给驱动功率，并且静电型传感器装置可在谐振频率下被驱动。

在上述情况下，当静电型传感器装置为压电振荡器时，所述电压控制振荡器的振荡频率是以这样一种方式可变控制的，即由所述相位比较器在电流相位与电压相位之间比较得出的相位差为零。

其次，根据本发明的检测装置的特征在于，可以从由外力逼使其振荡的静电型传感器装置获得电气输出，并且在检测装置中配有减小电容分量的回路。

另外，根据本发明的驱动装置具有频率选择回路和放大器；该频率选择回路在静电型传感器装置中包括电容分量和电阻分量，而在放大器中，这个频率选择回路设在正反馈回路中，该驱动装置的特征在于，在由所述频率选择回路决定的频率下进行自振。

在上述情况下，所述频率选择回路由在所述放大器的正反馈回路内串联的第一电阻和第一电容器和并联的，且连接在所述放大器的不可逆输入侧的第二电阻和第二电容器组成，该频率选择回路可以这样构成，即或者是第一电阻和第一电容器，或者是第二电阻和第二电容器与静电型传感器装置的电容分量和电阻分量相适应。

特别是，如图9所示，结构可以是这样的，即第一电容和第一电阻器在放大器的正反馈回路中串联，压电振荡器或诸如静电传感器一类的静电型传感器装置与放大器的不可逆输入侧连接，自振在由所述第一电容器和第一电阻及在谐振点附近变为驱动状态的静电型传感器装置的电容分量和电阻分量所决定的频率处产生。或者，如图11所示，结构可以是这样的，即静电型传感器装置与放大器的正反馈回路连接，彼此并联的第二电容和第二电阻与放大器的不可逆输入侧连接，自振在由在反谐振点附近变为驱动状态的静电型传感器装置的电容分量和电阻分量以及第二电容器和第二电阻所决定的频率处产生。

此外，最好结构是这样的，即电容分量和电阻分量如图9和图11中的C’和R’所示那样与静电型传感器装置连接。

另外，在上述情况下，最好在放大器的负反馈回路中设置一个包括可决定放大器放大系数的电阻的振幅稳定回路。

在根据本发明的减小电容分量回路中，供给至诸如压电振荡器一类的静电型传感器装置一侧的电压或在所述侧产生的电压由放大器放大，使这个放大的电压再加到与静电型传感器装置串联的静电电容上。因此，流过静电电容电流的存在抵消了静电型传感器装置的电容分量，例如压电振荡器的阻尼电容，结果使静电型传感器装置电容分量的工作减至最小。

在上述情况下，当放大器的放大倍数设定近似为(N＋1)，而静电电容近似为静电型传感器装置的电容分量的1/N，亦即当加到静电型传感器装置和静电电容上的电压设定为V(N＋1)，而供给至静电型传感器装置一侧的电压或在所述侧产生的电压定义为V时，静电型传感器装置的电容分量几乎可以完全被抵消。甚至假如静电电容不能与这个值严格匹配，这种减少电容分量的作用也可以达到。

当静电型传感器装置为压电振荡器时，静电电容可以用与压电振荡器的材料相同的材料制成。在这种情况下，压电振荡器和静电电容两者对于诸如温度一类的环境条件是处于等价的状况下，因此，电容分量可以进一步有效地降低。

在根据本发明的驱动装置中，在诸如压电振荡器一类的静电型传感器装置的一侧(电极之一)加有驱动功率。驱动功率从供给所述驱动功率的地方，经过不同通道被放大器放大，而这个放大的电压加到连接在所述侧的静电电容上。利用这个减小电容分量回路，可以使静电型传感器装置的电容分量减至最小或被抵消，这样，电容分量不消耗功率。因此可达到节省能量的驱动操作。

另外，当将驱动功率供给至静电型传感器装置的通道和包含放大器与静电电容的通道彼此并联设置，并放置在驱动功率供给侧和静电型传感器装置之间时，在将驱动功率供给至静电型传感器装置的所述通道中设置诸如电压***一类的电压保持装置可以实现稳定的驱动操作，不会产生振荡。

假如驱动功率的频率是这样可变化控制的，即供给至静电型传感器装置的驱动电压的相位与流入静电型传感器装置的电流的相位比较，电压和电流的相位差为零，例如在压电振荡器的情况下，则静电型传感器装置可以经常在谐振频度或反谐振频率处被驱动。因此，甚至在静电型传感器装置的谐振频率或反谐振频率波动时，驱动功率经常跟踪这个频率的波动。

此外，在根据本发明的静电型传感器装置的驱动装置中，设置有放大器(运算放大器)，并在所述放大器的正反馈回路(正反馈通道)中设置有频率选择回路，同时所述频率选择回路包含静电型传感器装置的电容分量和电阻分量，更具体地说，包含处在谐振(串联谐振)或反谐振(并联谐振)状态下的静电型传感器装置的电容分量和电阻分量，这样，自振可以在静电型传感器装置的谐振点或反谐振点附近进行。

这个驱动装置运用了韦恩(Wien)桥振荡器回路原理。在这个振荡器回路中的频率选择回路，例如可以由彼此串联，包含在放大器的正反馈回路中的第一电容器和第一电阻及彼此并联，连接在放大器的不可逆输入侧的第二电容器和第二电阻构成。这里，还可以建造一个自振回路，其工作频率由静电型传感器装置的电容分量和电阻分量这样决定的，即或者是第一电容器和第一电阻，或者是第二电容器和第二电阻被在谐振点或反谐振点附近驱动的静电型传感器装置代替。

另外，在上述频率选择回路中，第一和第二电容器分别起高通滤波器和低通滤波器作用，以便在放大器的输入和输出之间构造一个带通滤波器，这样自振频率可以决定。这里，可能产生一个情况，即在诸如压电振荡器一类的静电型传感器装置的谐振频率或反谐振频率之间存在差别，并且自振频率由所述频率选择回路决定。这样，如图9或图11所示，附加电容C’和附加电阻R’与静电型传感器装置并联或串联，并且这个附加电容和附加电阻起到调整所述低通滤波器和高通滤波器的截止频率的作用，结果，自振操作可在静电型传感器装置的谐振频率或反谐振频率处进行。

此外，在放大器的负反馈回路中设置决定放大系数的电阻可以稳定自振的振幅。

图1为表示根据本发明的一个实施例的压电振荡器的驱动装置的等价回路图。

图2为一等价的回路图，它表示与图1所示的压电振荡器的阻尼电容分量被等价地抵消的状态。

图3A和图3B为表示图1所示的压电振荡器的电流增益和相位的频率特性的图形。

图4为用于实验目的的通常的压电振荡器驱动装置的等价回路图。

图5为表示通常的压电振荡器驱动装置的实验结果的图形

图6为用于实验目的的根据本发明的压电振荡器驱动装置的等价回路图。

图7为表示根据本发明的压电振荡器驱动装置的实验结果的图形。

图8为表示在本发明中用于实验的压电振荡器结构的侧视图。

图9为根据本发明的一个实施例的自振型压电振荡器的驱动装置的等价回路图。

图10A和图10B为在谐振点附近的图9所示的压电振荡器的等价回路图。

图11为根据本发明的另一实施例的自激振荡型压电振荡器驱动装置的等价回路图。

图12A和图12B为在反谐振点附近的图11所示的压电振荡器的等价回路图。

图13为根据本发明的一个实施例的谐振跟踪式压电振荡器的驱动装置的等价回路图。

图14A和图14B为表示图13所示的压电振荡器供给电流的增益及其相位特性的图形。

图15为根据本发明的一个实施例的压电振荡器检测装置的等价回路图。

图16为一等价回路图，它表示图15所示的压电振荡器的阻尼电容分量被等价地抵消的状态。

图17为用于实验目的的通常的压电振荡器检测装置的等价线路图。

图18为表示通常的压电振荡器检测装置的实验结果的图形

图19为根据本发明的、用于实验目的的压电振荡器的检测装置的等价回路图。

图20为表示根据本发明的压电振荡器检测装置的实验结果的图形。

图21为表示根据本发明的另一结构图的压电振荡器驱动装置的等价回路图。

图22为表示对图21所示的压电振荡器驱动装置进行改进的更好的例子的等价回路图。

图23为一等价回路图，它表示了一个例子，其中图22所示的结构应用到图13所示的谐振跟踪式驱动装置中。

图24A和图24B分别为静电传感器的驱动装置和其等价回路图的结构图。

图25A和图25B分别为使用静电传感器的检测装置和其等价回路图的结构图。

图26A和图26B分别为在谐振点的压电振荡器及其等价回路的回路图。

图27为表示压电振荡器导纳的频率特性的图形。

图28为通常的压电振荡器驱动回路的回路图，其中压电振荡器的阻尼电容分量被等价地抵消了。

压电振荡器或平电极彼此相对配置的静电传感器可以作为静电型传感器装置的例子。在下面的实施例中，将开始以利用压电振荡器作为例子对静电型传感器装置进行说明。

图1为表示根据本发明的一个实施例的压电振荡器的驱动装置的等价回路图。

参见图1，压电振荡器2的一个电极(在等价回路图中表示为处于在谐振点附近振荡的状态)接地，而另一电极(在本发明中为在一侧)与交流驱动功率源5连接。放大器7与另一电极相连接，在放大器7中，加到这个电极上的电压，即由交流驱动功率源5供给的驱动功率电压被放大至增益的(N＋1)倍。在这个放大器7的放大输出端，串联一个静电电容为Cs的电容器，这个静电电容Cs在另一电极处与压电振荡器2串联，而包括这个放大器和Cs的回路8(减小电容分量回路)连接在C点。静电电容Cs的电容值近似为压电振荡器2的阻尼电容Cd的1/N。这个回路8就是根据本发明的减小电容分量(阻尼电容)回路。

在图1中，由交流驱动功率源5供给的供给电流用i表示，流过静电电容Cs的电流用i1表示，压电振荡器2的串联谐振侧3的阻抗用Zm表示，而流过它的电流用i2表示，流过阻尼电容Cd的电流用i3表示，而流过放大器7的电流用i4表示。

由于从交流驱动功率源5来的驱动电压V加在C点，由于放大器7的作用，D点的电位将为(N＋1)V。这样，等于N·V的电压加在点D和C之间(D-C)。因为D-C处的阻抗为1/(jωCs)，因此i1可用式6表示，其中ω为角频率。

(式6)    i1＝jωCs·N·V

类似地，i2和i3可分别用式7和式8表示。

(式7)    i2＝V/Zm

(式8)    i3＝jωCd·V

由于i4为非常小的电流，假如不考虑i4时，则i可用式9表示。

(式9)    i＝i2＋i3－i1

将式6，7和8代入式9可得式10。

(式10)   i＝V/Zm＋jω(Cd－N·Cs)·V

这里，如果式11成立，

(式11)    Cs＝Cd/N

则i将等于式7的右端项，而i等于i2，即只把从交流驱动功率源5供给的供给电流考虑为流入串联谐振侧3的阻抗Zm的量，并且没有电流供给至阻尼电容Cd，该电容就不会对振荡起作用。

由于压电振荡器的阻尼电容Cd分量被等价地抵消，因此，相应于压电振荡器这个状态的等价回路将为只由图2所示的串联谐振侧3所组成的回路。由交流驱动功率源5供给的供给电流i的增益特性用式12表示，谐振点fa用式13表示，相位特性用式14表示。图3A表示供给电流i的增益的频率特性，而图3B表示供给电流i的相位的频率特性。

(式12)   i＝V/Zm＝V/{Rm＋j(ωLm－1/ωCm)} $=V\·{\mathrm{\ϵ}}^{\mathrm{j\θ}}/\left[\sqrt{\{{\mathrm{Rm}}^2+{(\mathrm{\ωLm}-1/\mathrm{\ωCm})}^2\}}\right]$

(式13)            $\mathrm{fa}=1/\left\{2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{Lm}\·\mathrm{Cm})}\right\}$

(式14)  θ＝-tan^-1{(ωLm－1/ωCm)/Rm}

流过阻尼电容Cd的电流被抵消的条件是满足式11，即静电电容Cs为阻尼电容Cd的1/N。这个条件由静电电容Cs和放大器7的增益N的函数给出，并不包括交流驱动功率源5的驱动频率函数。因此，频率依赖关系不包括在抵消阻尼电容Cd的条件中。因为在抵消阻尼电容Cd的过程中，调整静电电容Cs比调整电感L容易得多，因此即使利用变容二极管或微调电容器式的可变静电电容也可做得很紧凑。另外，假如增益N由可变电阻调节，而静电电容Cs固定，也可获得类似的优越效果，这样可以做得更紧凑。当然，可以达到优越的效果，这样即使将要实现的静电电容Cs和放大器7的增益与式11设定的条件不是匹配得很好，阻尼电容Cd的影响也可以减小。

实际的实现静电电容Cs的电子元件可用制造压电振荡器2的同样材料制成。构成压电振荡器的部分材料可以不是极化处理的，并且这一部分可用作静电电容Cs。这样，同一材料的一部分是极化处理的，以便作压电振荡器，而另一部分不是极化处理的，以便作静电电容Cs，这样不再需要特别具备一个元件作为静电电容Cs。因此，不仅达到了成本效率，而且可以减少许多必需的零件，这样装置的尺寸可以做得更紧凑。放大器7为放大电压的装置，放大器7可以由晶体管，运算放大器，变压器等构成。

图5和图7分别表示通常回路和本发明一个实施例的实验结果。

图8表示实验所用的压电振荡器的组成件10。参见图8，电极13，压电材料12和驱动电极11放置在玻璃基片14的一个侧表面上，而电极15，压电材料16和检测电极17类似地放置在玻璃基片14的另一侧表面上。压电材料12和16的不导电极化方向用图8所示的箭头表示。

图5表示利用通常回路的实验结果，在这种通常回路中没有实现根据本发明的回路8(减小电容分量回路)。图4为使用通常回路的实验回路，而图5表示用图4所示的安培计9检测的输出。参见图4，压电振荡器2的一个电极接地，而另一个电极与交流驱动功率源5连接，安培计9连接并放置在压电振荡器2和交流驱动功率源5之间。实验中所用的压电振荡器2为图8所示的组成件10，组成件10的驱动电极11与图4所示的实验回路的终端A连接，而组成件10的电极13与图4所示的实验回路的终端B连接。

图5表示一个图形，其横座标轴表示由交流驱动功率源5供给的驱动功率的频率，而且纵座标轴表示由交流驱动功率源供给的供给电流i的增益(dB)，也表示供给电流i的相位θ(度)。输出X表示增益特性，增益的最大值出现在谐振点fa，而增益的最小值出现在反谐振点fb。输出Y表示相位特性，并且除了在谐振点fa和反谐振点fb附近，在阻尼电容Cd的影响下，供给电流i的相位在各个频率上都比驱动电压超前90度。

图7表示利用一个实现了根据本发明的回路8(减小电容分量回路)的回路的实验结果。图6表示实验回路，而图7表示由图6所示的安培计检测的输出。参见图6，压电振荡器2的一个电极接地，而压电振荡器2的另一个电极与交流驱动功率源5连接，使驱动功率由终端A供给压电振荡器2。在用作减小电容分量回路的回路8中，终端A上的电压，在驱动功率的供给通道中被放大器7放大一个N＋1系数。静电电容Cs与放大器7的放大输出端串联，并与终端A连接。静电电容Cs近似设定为阻尼电容Cd的1/N。

安培计9连接并放置在压电振荡器2和交流驱动功率源5之间。对于在实验中使用的压电振荡器，使用了组成件10，并且组成件10的驱动电极11与实验回路的终端A连接，而组成件10的电级13与实验回路的终端B连接。根据图6所示实施例的装置由放大器7，负反馈回路块19和包括静电电容Cs的正反馈回路块18构成；放大器7为运算放大器，负反馈回路块19包括电阻R3和R4，用以设定电压放大的增益。每一参数如式15和式16所示那样设定。

(式15)    N＋1＝1＋(R3/R4)

(式16)    Cs＝Cd/N

图7表示一个图形，其横座标轴表示频率，其纵座标轴表示由交流驱动功率源供给的供给电流i的增益(dB)，也表示供给电流i的相位θ(度)。输出X表示增益特性。阻尼电容Cd被等价地抵消，而增益在谐振点fa处达到最大值。输出Y表示相位特性。参见图7，可以看出，在谐振点fa处，相对于驱动电压相位，相位几乎为零，并且从这个边界点出发，电流相位超前大约90度，然后相位滞后大约90度。

比较图5和图7的输出特性可确信，通过加入图6所示的回路8(减小电容分量回路)可以等价地抵消阻尼电容Cd的分量，而驱动功率可以减少一个由交流驱动功率源5施加的，阻尼电容Cd所消耗的功率大小。

图9和图11表示压电振荡器的驱动装置，该压电振荡器为根据本发明实施例的自振回路20。

根据图9所示实施例的装置由放大器27、与放大器连接的负反馈回路块23和正反馈回路块22组成；放大器27为运算放大器，负反馈回路块23包括电阻R3和R4，用于设定电压放大的增益，正反馈回路块22通过放大器27与块23连接，它包括静电电容Cs，电阻R1和压电振荡器1。

仍参见图9，正反馈回路块22为频率选择回路，其中静电电容Cs与电阻R1串联，并且这个串联的电路连接在放大器27的正反馈通道22a内(正反馈回路)，即连接在将放大器27的输出侧和不可逆的输入侧连接起来的通道内。压电振荡器1的一个电极为放大器27的不可逆输入侧的输入，而压电振荡器1的另一电极接地。负反馈回路块23为振幅稳定回路，它设定电压放大的增益，其中设有通过电阻R3与放大器27的可逆侧输入终端连接的负反馈通道23a(负反馈回路)，同时电阻R4连接和放置在放大器27的不可逆输入侧与地面之间。

图10A为压电振荡器在谐振点fa附近被驱动时得到的等价回路，在谐振点fa，Lm和Cm是串联谐振，并等效于图10B所示的状态。对于图10B所示的等价回路，谐振点fa可由式17获得。

(式17)     $\mathrm{fa}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{Lm}\·\mathrm{Cm})}$

同时，在图9所示的回路中(假设回路没有附加电阻R’和附加电容C’)，压电振荡器1被串联谐振等价回路代替，这样，来对回路进行分析。分析的结果将在下面予以说明。

假如在放大器27的不可逆输入终端上的电压用ei表示，可逆输入终端的电压用ei’表示，输出电压用eo表示，则由式18和式19表示的关系成立如下。

(式18)    ei＝eo/{(1＋R1/Rm＋Cd/Cs)＋

          j(ωCdR1－1/ωCsRm)}

(式19)    ei’＝{R4/(R3＋R4)}·eo

假如放大器27(运算放大器)的放大倍数足够大，则式20的关系成立。然后，将式18和式19代入式20，可得到式21。

(式20)    ei＝ei’

(式21)    R4/(R3＋R4)＝1/{(1＋R1/Rm＋Cd/Cs)＋

                       j(ωCdR1－1/ωCsRm)}

由式21可知，压电振荡器1的驱动回路20的振荡条件是这样的，即振幅条件由式22表示，频率条件由式23表示。

(式22)    (R3＋R4)/R4＝1＋R1/Rm＋Cd/Cs

(式23)    ωCdR1＝1/ωCsRm

这里，满足上述振幅条件和频率条件的每一个参数，如R1，R3，R4和Cs可以这样选择，即使回路20成为在压电振荡器谐振点fa振荡的自振回路。

换言之，这个自振回路是运用韦恩(Wien)桥振荡器回路原理的回路。在韦恩桥振荡器回路中，正反馈加在放大器(运算放大器)27上，以产生振荡，而且这个自振频率是由作为频率选择回路的正反馈回路块22决定的。在正反馈回路块22(频率选择回路)中，第一电容Cs和第一电阻R1在正反馈回路内串联，并且等价回路如图10B所示的压电振荡器1的Cd和Rm分别用作第二电容和第二电阻。第二电容和第二电阻相互并联，并与放大器27的不可逆输入侧连接。在频率选择回路中，第一电容Cs(静电电容)起高通滤波器作用，而第二电容(阻尼电容)Cd起低通滤波器作用。自振频率由在放大器27的正反馈通道中的高通滤波器和低通滤波器组成的带通滤波器决定。

负反馈回路块23以这样一种方式起稳定自振振幅回路的作用，即它可将放大器27的电压放大增益设定得足够高。

这里，压电振荡器1的谐振频率由式17决定，即在运动期间由压电振荡器1的电感分量Lm和电容分量Cm决定。可能会出现这种情况，即这个谐振频率不能经常与由频率选择回路决定的自振频率匹配。

在这种情况下，最好每一个电容值和电阻值按照有附加电容C’和附加电阻R’与压电振荡器1并联这种方式来调节或选择，如图9所示。在这种情况下，附加电容C’的工作可调整低通滤波器的截止频率，而附加电阻R’的工作可调整高通滤波器的截止频率。结果，可以进行校正，使自振回路20的自振频率与压电振荡器1的谐振频率匹配或近似。因此，最好附加电容C’和附加电阻R’由自由可变的元件构成，并且/或静电电容Cs和电阻R1由自由可变元件构成。

其次，在图11所示的实施例中，放大器37为运算放大器，与运算放大器连接的有负反馈回路块33和正反馈回路块32；负反馈回路块33包括电阻R3和R4，用以设定电压放大的增益，而正反馈回路块32由静电电容Cs和电阻R2及压电振荡器1构成。正反馈回路块32为频率选择回路，其中建造了包括压电振荡器的正反馈通道(正反馈回路)32a，即建造了一个将放大器37的输出侧与不可逆输入侧连接起来的通道；压电振荡器1连接在这个通道内。静电电容Cs和电阻R2相互并联，并与放大器37的不可逆输入侧和地面连接。设置了负反馈回路块33，以便通过将电压放大增益设定至足够高水平来稳定振幅，同时还构造一个通过电阻R3与放大器37的可逆输入终端连接的负反馈通道33a。电阻R4连接和放置在放大器37的可逆输入侧和地面之间。

图12A为压电振荡器1在反谐振点fb附近被驱动时得到的等价回路。在反谐振点fb处，Lm’和Cm’为并联谐振，并与图12B所示的状态等价。图12B所示的等价回路的反谐振点fb可由式24得出。

(式24)       $\mathrm{fb}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{Lm}\text{'}\·\mathrm{Cm}\text{'})}$

同时，在图11所示的回路中(假设回路没有附加电容C’和附加电阻R’)，压电振荡器1被并联谐振等价回路代替，并对这个回路进行分析。下面将说明分析的结果。

假如在放大器37不可逆输入终端上的电压用ei表示，不可逆终端的电压用ei’表示，输出电压用eo表示，则由式25和式26表示的关系如下。

(式25)

ei＝eo/{(1＋Rm’/R2＋Cs/Cd’)＋j(ωCsRm’－1/ωCd’R2)}

(式26)    ei’＝{R4/(R3＋R4)}·eo

假如放大器37(运算放大器)的放大倍数足够大，则式27的关系成立。然后，将式25和式26代入式27可得式28

(式27)    ei＝ei’

(式28)R4/(R3＋R4)＝1/{(1＋Rm’/R2＋Cs/Cd’)＋j(ωCsRm’－1/ωCd’R2)}

由式28可知，包括压电振荡器1的自振回路30的振荡条件为振幅条件用式29表示，频率条件用式30表示。

(式29)    (R3＋R4)/R4＝1＋Rm’/R2＋Cs/Cd’

(式30)    ωCsRm’＝1/ωCd’R2

这里，满足振幅条件和频率条件的每一个参数，如R2，R3，R4和Cs这样选择，即使这个回路成为在压电振荡器反谐振点fb处振荡的自振回路。

图11所示的自振回路的原理可用韦恩(Wien)桥振荡器回路表示，它与图9所示的原理是相同的。当在图11中，压电振荡器1用图12B所示的等价回路代替，第一电容和第一电阻分别为Cd’和Rm’，而第二电容和第二电阻分别为Cs和R2。在那个回路中，在反谐振点附近工作的压电振荡器1的阻尼电容Cd’起高通滤波器的作用，而静电电容Cs起低通滤波器作用。

这里，压电振荡器的反谐振频率由式24决定。然后，可能出现一种情况，其中这个反谐振频率不能经常与自振回路30的自振频率相匹配。在这种情况下，最好附加电容C’和附加电阻R’与压电振荡器1连接，如图11所示。在这种情况下，附加电容C’的作用是校正高通滤波器的通过频率，而附加电阻R’的作用是校正低通滤波器的通过频率。这样，自振回路30的自振频率可以与压电振荡器1的反谐振频率匹配或近似。在这个实施例中，最好附加电容C’和附加电阻R’及/或静电电容Cs和电阻R2亦由自由可变的元件组成。

应该理解，在图11中，附加电容C’和附加电阻R’可以与压电振荡器1并联，而在图9中，附加电容C’和附加电阻R’可与压电振荡器1串联。此外，还可以有这样的结构，即在图9和图11中设置附加电容C’或附加电阻R’中的任意一个。换言之，在使压电振荡器的谐振频率或反谐振频率接近自振频率的操作中，调整高通滤波器或低通滤波器中任何一个已经有效了。

在图9和图11所示的实施例中，每一个实施例都构造了一个使用压电振荡器的自振回路，这是包括阻尼电容Cd(或Cd’)和静电电容Cs的减小电容分量回路的一种应用。

实现静电电容Cs的实际电子元件可用构成压电振荡器1的同样材料制成。构成压电振荡器的材料的一部分可以不进行极化处理，这样一部分可用作静电电容Cs。另外，放大器27，31是放大电压的装置，放大装置可由晶体管，运算放大器、变压器等组成。

图13表示根据本发明的又一个实施例的驱动装置，该驱动装置可以跟踪压电振荡器的谐振点。

参见图13，压电振荡器2的一个电极接地，而驱动电压V加在压电振荡器2的另一电极(另一侧)上。在点C上，驱动电压加在另一电极上，增益为(N＋1)的放大器7连接在C点上。与这个放大器7的放大输出端串联的静电电容Cs连接在C点上，从而构成回路8(减少电容分量回路)。结构方面与图1所示的回路相同

参见图13，压电振荡器2的供给电流用i表示，流过静电电容Cs的电流用i1表示，压电振荡器2串联谐振侧3的阻抗用Zm表示，流过该串联谐振侧的电流用i2表示，流过阻尼电容Cd的电流用i3表示和流过放大器7的电流用i4表示。

当电压V加在点C上时，由于放大器7的作用，点D处的电压为(N＋1)V。这样，等于N·V的电压加在点D和C之间(D-C)。因为D-C处的阻抗为1/(jωCs)，i1可用式31表示。

(式31) i1＝jωCs·N·V

同样地，i2和i3可以用式32和式33表示。

(式32)  i2＝V/Zm

(式33)  i3＝jωCd·V

如果由于i4非常小，可以忽略，则i可用式34表示。

(式34)  i＝i2＋i3－i1

将式31，32和33代入式34中，可得式35。

(式35)  i＝V/Zm＋jω(Cd－N·Cs)·V

这里，假如式36成立。

(式36)  Cs＝Cd/Ni将等于式32的右端项，并且i等于i2。换言之，供给至压电振荡器2的供给电流只考虑流入串联谐振侧3的阻抗Zm的量，并且没有电流供给至阻尼电容Cd，阻尼电容Cd不对振荡产生影响。

然后，供给电流i的增益特性用式37表示，谐振点用式38表示，相位特性用式39表示。图14A表示供给电流i增益的频率特性，而图14B表示供给电流i相位的频率特性。

(式37)  i＝V/Zm＝V/{Rm＋j(ωLm－1/ωCm)}

          $=V\·{\mathrm{\ϵ}}^{\mathrm{j\θ}}/\left[\sqrt{{\mathrm{Rm}}^2+{(\mathrm{\ωLm}-1/\mathrm{\ωCm})}^2}\right\}]$

(式38)   $\mathrm{fa}=1/\left\{2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{Lm}\·\mathrm{Cm})}\right\}$

(式39)  θ＝-tan^-1{(ωLm－1/ωCm)/Rm}

参见图14B，压电振荡器2的供给电流的相位和加在压电振荡器2的另一电极上的驱动电压的相位之间的相位差在谐振点fa处为0度。图13所表示的实施例是将注意力引导到这个事实上而发明的。这样，通过检测这个相位差可以获得跟踪揩振点的压电振荡器的驱动装置。

再参见图13，驱动压电振荡器2的交流功率源部分包括：电流相位检测装置，波形整形装置A，波形整形装置B，相位比较器，回路滤波器，电压控制振荡器(VCO)和功率放大器。

从交流功率供给源部分供给至压电振荡器2的另一电极的电流相位用电流相位检测装置检测。在波形整形装置A中经过波形整形的输出用φ1表示，而加在压电振荡器2上的电压相位经过波形整形装置B波形整形后的输出用φ2表示。经过波形整形后的两个输出是相位比较器的输入，这样可以检测φ1和φ2的相位误差。由相位比较器来的相位误差输出送入回路滤波器(低通滤波器)，将输出的高频分量除去，从而得到相位误差电压Vp。这个相位误差电压Vp输入电压控制振荡器(VCO)，结果可得到与Vp相适应的频率输出。此后，VCO的输出在功率放大器中进行功率放大，然后通过电流相位检测装置加在压电振荡器2上。

这里，相位比较器，回路滤波器和电压控制振荡器(VCO)是这样工作的，即当输出φ1的相位(电流相位)比输出φ2的相位(电压相位)进一步超前时，电压控制振荡器的振荡频率变得比较高。相反地，相位比较器、回路滤波器和电压控制振荡器这样工作，即当输出φ2的相位(电压相位)比输出φ1的相位(电流相位)更超前时，则电压控制振荡器的振荡频率变得较低。当输出φ1的相位与输出φ2的相位一样，即当电流相位与电压相位之间的相位差为0度时，振荡频率固定。如图14B所示，当电流输出φ1的相位与电压输出φ2的相位相同时，压电振荡器2将在谐振点处被驱动。当压电振荡器的谐振频率点由于外部环境等影响而降低时，φ2与φ1比较，相位变为超前，并且电压控制振荡器的频率在低数值时是可变控制的，这样可以跟踪谐振。相反地，当压电振荡器的谐振频率变高时，φ1与φ2比较，相位变成超前，并且电压控制振荡器的频率变高，这样可以跟踪谐振。

在图13所示的驱动装置中，没有必要如在通常例子中那样，提供检测谐振频率的传感器，并且压电振荡器的驱动频率可以固定在压电振荡器的谐振频率上。由本发明实现的，图13所示的结构图是非常有效的，特别是当由于空间或总的成本性能影响，不可能加入这种传感器时。另外，甚至当由于产生的热的影响，谐振点不适当地改变时，谐振频率可以自动地被跟踪。再者，由本发明实现的回路可以用于所有形式的压电振荡器。这样，这种回路可以适用于压电马达、压电转换器和压电陀螺的驱动装置，使得即使由于温度变化等造成压电振荡器的谐振频率改变时，可以经常跟踪谐振频率。

换言之，在图13所示的驱动装置中，具备回路8(减小电容分量回路)消除了由压电振荡器2的阻尼电容Cd引起的功率消耗，并且实现了跟踪压电振荡器2的谐振的驱动操作。

这里，实现静电电容Cs的实际电子元件可以用构成压电振荡器2的同样材料制成。构成压电振荡器2的材料的一部分做成没有经过极化处理的部分，因此，这部分可以用作静电电容Cs。放大器为用于放大电压的装置，并且，放大器7可以由晶体管、运算放大器、变压器等构成。

图15表示根据本发明的又一实施例的检测装置。

参见图15所示的等价回路，压电振荡器50利用电气回路这样表示，即当压电振荡器接受外来应力时，就产生电压。图15为检测装置的等价回路，其中，例如由复合向心力给予压电振荡器的振荡，在振荡型陀螺仪中被检测出来。在图15的等价回路中，用F表示的部分表示产生机械应力，这个机械应力由等价的转换器转换为电气信号。在同一等价回路中用E表示的部分中的Cd2表示阻尼电容，它作为压电材料的不导电物质，为一电容分量。

压电振荡器50的一个电极接地，而具有增益为(N＋1)的放大器57和静电电容Cs2串联在压电振荡器50的另一电极(振荡器的另一侧)上。这样，构成了一个与图1所示回路相似的回路58(减小电容分量回路)。换言之，在这个检测装置中，构成减小电容分量回路的放大器57将在G点产生的电压放大。

仍旧参见图15，由外界应力产生的电流用i10表示，流过静电电容Cs2的电流用i11表示，流过阻尼电容Cd2的电流用i13表示，抽出作为输出的电流用i12表示。因为输入放大器57的电流非常小，可以忽略此电流。

假如在压电振荡器50的电极的一侧产生的电压用V表示，在H点的电压为(N＋1)V，数量为N·V的电压加在点H和G之间(H-G)。点H-G之间的阻抗为1/(jωCs2)，因此，i11可用式40表示。

(式40)    i11＝jωCs2·N·V

电压V加在阻尼电容Cd2上，因此，i13可用式41表示。

(式41)    i13＝jωCd2·V

当建立式42的关系时，式43成立。

(式42)    Cs2＝Cd2/N

(式43)    i13＝i11

这里，式44的关系在G点成立，将式43代入式44可得式45。

(式44)    i11＋i10＝i13＋i12

(式45)    i12＝i10

相应地，假如静电电容Cs2为阻尼电容Cd2的1/N，则电流从回路58供给至阻尼电容Cd2。结果，由于外应力产生的电荷的影响，所产生的电流i10不供给至阻尼电容Cd2，这样电流i10可以全部向外抽出。这个状态用图16的等价回路51表示。与存在阻尼电容Cd2的情况比较，很清楚，输出阻抗Z增加，同时如传感器一样，输出灵敏度改善。

在这个检测装置中，流过阻尼电容Cd2的电流i13被抵消的条件为满足式42，而这个条件是由静电电容Cs2和放大器57的增益N的函数给出的，并且不包括检测电压频率的函数。因此，频率的依赖关系不包括在抵消阻尼电容Cd2的条件中。因为在抵消阻尼电容Cd2的过程中，调整静电电容Cs2比调整电感L容易得多。同时通过使用变容二极管或微调电容器式的可变静电电容，可以使结构紧凑。或者，如果放大器57的增益N可用可变电阻调节，而静电电容Cs2固定，也可获得类似的优越效果，这样，可使结构进一步紧凑。

当然，也可得到优越的效果，这就是即使要连接的静电电容Cs2不能很好地与前述式42所设定的条件匹配，阻尼电容Cd2的影响也可减小。另外，实现静电电容Cs2的实际电子元件可用构成压电振荡器的同样材料制造。或者，在振荡型陀螺仪等中，只有构成压电振荡器的检测部分的压电材料的一部分可以不进行极化处理，这一部分也可用作静电电容Cs2。或者，当压电振荡器的全部压电材料是经过极化处理的，而在这个压电材料中没有受到振荡的部分也可用作静电电容Cs2。此外，放大器57为放大电压的装置，这个装置可由晶体管、运算放大器、变压器等构成。

图18和图20表示有关图15所示的本发明的检测装置的实验结果。

实验中采用了如图8所示的组成件10。

图18表示通常的检测装置的实验结果，这种检测装置没有使用本发明的回路58(减小电容分量回路)。在实验装置中，图8所示组成件10的驱动电极11，电极13，检测电极17和电极15分别连接在图17所示的实验回路的终端A，终端B，终端C和终端D上。图17所示的终端B和终端D接地。驱动电压由交流驱动功率源5，通过图8的驱动电极11和电极13供给至压电材料12上，这样，压电材料可进行弯曲振荡。然后，检测通过玻璃基片14传递给压电材料16的振荡。图15等价回路中所示的压电振荡器50相应于图8的这个压电材料16。

图18表示在图17所示的终端C和终端D之间(C-D)的输出电压Vout。图18为一图形，其横坐标轴表示频率，其纵坐标轴表示输出电压Vout(dB)，fc表示在检测过程中的最大灵敏度。

图20表示使用了本发明的回路58(减小电容分量回路)的实验结果。在这个实验装置中，终端B和终端D接地，而终端A与交流驱动功率源5连接，如图19所示。回路58(减小电容分量回路)连接在终端C上，在该回路中具有增益(N＋1)的放大器57与静电电容Cs2串联。包括电阻R3和R4的负反馈通道56设定放大器57的放大系数。图8所示的组成件的电极11，13，17和15分别与终端A，B，C和D连接。另外，在图19中，压电材料16相应于压电振荡器50。

驱动电压由交流驱动功率源5，通过图8的驱动电极11和电极13供给至压电材料12，这样，压电材料进行弯曲振荡。然而，检测通过玻璃基片14传递至压电材料16的振荡。图20表示图19所示的实验装置终端C和终端D(C-D)之间的输出电压Vout。图20为一图形，其横坐标轴表示频率，其纵坐标轴表示输出电压Vout(dB)。在图19中，放大器57为运算放大器，每一个参数(R3，R4，Cs2)根据式46和式47设定。

(式46)    N＋1＝1＋R3/R4

(式47)    Cs2＝Cd2/N

比较图18和图20点fc处的输出电压Vout可以看出，图20所示的具有回路58(减小电容分量回路)，满足式47设定条件的装置的输出电压比图18的通常装置高大约5dB，因此，可达到高灵敏度的检测，使阻片电容Cd2的影响减至最小。

下面将要对上述实施例的改进例子进行说明。

首先，在图1所示的实施例中，构造了回路8，在此回路中，具有放大系数为(N＋1)的放大器7与静电电容Cs串联，该回路为一电容分量回路。然而，这个减小电容分量回路也可如图21所示那样构造。

参见图21，图中设有一个通道，驱动功率通过该通道从交流驱动功率源5供给至在压电振荡器2一侧的电极上(点C’)，并且还设有另一通道，该通道从上述通道分支出来，在此通道中放大器7和静电电容Cs串联，而静电电容Cs连接在C’点上。换言之，在驱动功率(交流驱动功率源5)侧和压电振荡器2之间供给驱动功率的通道(a)与另一个具有放大器7和静电电容Cs的通道(b)并联。另外，在这个实施例中，供给至压电振荡器2所述侧的驱动电压V被入大器放大(N＋1)倍，并且放大器7的放大输出端，通过静电电容Cs连接在C’点上。

图21表示与图1所示的同样形式的压电振荡器。当由交流驱动功率源5供给至点C’的电流用i表示，流过串联谐振侧和阻尼电容Cd的电流分别用i2和i3表示，流过静电电容Cs的电流用i1’表示时，则每一电流之间的关系将是在式9中的i1被i1’代替得出的关系。

因此，在装备有图21所示的减少电容分量回路8’的驱动装置中，当式11表示的条件，即静电电容Cs为阻尼电容Cd的1/N的条件满足时，阻尼电容Cd不消耗从驱动电源来的供给电流i，这样，压电振荡器可以有效地被驱动。

另外，在图13所示的实施例中，甚至若回路8被图21所示的减小电容分量回路8’代替，也可以获得同样优越的效果。

图22表示对图21所示的压电振荡器的驱动装置进行改进的更好的例子。参见图22，驱动功率通过它供给至在压电振荡器2一侧的电极(点C’)的通道(a)与通道(b)并联，通道(b)在作为驱动功率供给侧和在所述侧的电极(点C’)之间具有互相串联的放大器7和静电电容Cs。换言之，通道(a)和通道(b)以分支方式构成，通道(a)将功率从驱动电源的供给部分供给至压电振荡器2，而通道(b)通过放大器7和静电电容Cs，从驱动电源的供给部分至压电振荡器2构成，形成减小电容分量回路8″。在将功率供给至压电振荡器2的通道(a)内，设有电压***(缓冲放大器)41，作为电压保持装置。

电压***41是技术熟练的人们通常都知道的电气部分，其中运算放大器的输出侧和可逆输入侧短路，并且采用100％反馈，这样，电压增益设定为i。电压***41起保持驱动电源电压和防止产生振荡的作用。换言之，在图1所示的回路结构中，将放大增益设定得过高可以把C点的电压放大，并且在回路8中可能产生振荡，因为回路8为反馈型，其中电量通过静电电容Cs反馈至点C，这样产生不稳定状态。然而，设置如图22所示的电压***41可以防止在通道(a)和通道(b)中形成振荡回路，这样可以构成压电振荡器的非常稳定的驱动装置。

图23表示一个例子，其中包括图22所示的减小电容分量回路8″的结构用在了图13所示的谐振跟踪式驱动装置中。与以前根据图13和图14所作的说明相似，从作为驱动电源供给部分(供给侧)的功率放大器供给的电流相位由电流相位检测装置检测，而其(电流相位)输出φ1送至相位比较器。C’点的电压，即供给至压电振荡器2的电压相位，作为输出42送至相位比较器。然后，电压控制振荡器(VCO)这样来控制，即假如输出φ1与φ2之间的相位差为0，则振荡频率固定。因此，跟踪压电振荡器2谐振点的驱动操作变为可能。

图1中，作为静电型传感器装置表示了压电振荡器。同样的优越效果可以在静电传感器60的驱动装置中达到，如图24A所示。

参见图24A，在静电传感器60中，在固定侧的平电极61放置在可动侧的平电极62的对面，它们中间有一个小间隙d。当电极61和62面对面的面积用A表示，电极之间给出的偏置电压用E表示，电极之间给出的输入电压(驱动电压)用V表示和电极之间空气层的介电常数用ε表示时，则由于输入电压V的影响，作用在电极61和62之间的静电驱动力f由式48表示。

(式48)  f＝{(ε·A·E)/d²}·V

静电传感器60在谐振点附近被驱动的等价回路以60a示于图24B中(见标有参考数字60a的部分)。这与图1所示的压电振荡器在谐振点附近振荡的状态是等价的。参见图24B，Ca表示电极61和62之间的电容分量，R表示可动电极62的机械传动阻力，L表示由机械支承产生的可动电极的弹簧常数，而C表示由机械弹性支承产生的粘性阻力。在驱动静电传感器60a的过程中，电容分量Ca也消耗驱动电流，并且这个电流消耗对可动电极62的驱动操作不起作用。

因此，加入了与图1的回路相同的回路8(或者图21的减小电容分量回路8’或图22的更完备的减小电容分量回路8″)，如图24A和图24B所示，使得静电电容Cs为电容分量Ca的1/N，而且放大器7的放大倍数设定为(N＋1)。这样，利用与压电振荡器的驱动装置相似的方式，可以使在电容分量Ca上消耗的电流减至最小，并进而抵消。结果可达到有效的驱动操作。在这种情况下，使用包括图22所示的电压***41的减小电容分量回路8″，可以进行稳定的驱动操作，不会产生振荡。

它们的线路图和优点与图13所示的驱动装置的线路图和优点一样，同时，图13的谐振跟踪式驱动装置和图23的谐振跟踪式驱动装置可以适用于静电传感器60。

其次，图25A表示利用静电传感器60检测振荡的检测装置。例如，在振荡型陀螺仪中，检测装置这样起作用，即压电振荡器等使可动电极62振荡，复合向心力产生的力作用在这个可动电极62上。

当由于复合向心力等产生的力的作用引起的可动电极62的运动速度用V表示时，检测电流i可用式49表示。

(式49)  i＝{(ε·A·E)/d²}·V

抽出这个电流i，可以得出输出电压Vout。

在这个检测装置中，检测输出减小一个流过静电传感器60的电容分量Ca的电流大小值，如图25B的等价回路所示。然而，与图15所示的检测装置相似，加入了回路58(减小电容分量回路)，其中放大器57具有(N＋1)的放大系数，而静电电容Cs2的电容值设定为电容分量Ca的1/N。因此，与图15所示的实施例相似，流过电容分量Ca的电流被从回路58来的电流加大了，结果，可以高度灵敏地检测由机械-电气转换所得到的电流。

另外，在图9和图11所示的自振回路中，建造回路时可用静电传感器60代替压电振荡器。就是说，当静电传感器60在谐振点附近被驱动作自振时，可以使用与图9所示的回路同样的自振回路20。因为静电传感器60使用电容分量Ca，出现了反谐振点。静电传感器60在反谐振点附近振荡的等价回路与图12A所示的形式相同。因此，使用图11所示的自振回路30，静电传感器60可在反谐振点附近被驱动，作自振。

如上所述，使用本发明时，由静电电容和放大器组成的减小电容分量回路连接在诸如压电振荡器和静电传感器一类的静电型传感器装置的一侧(电极)上。这样，与流过压电振荡器的阻尼电容分量等的电流等价的电流可以供给至压电振荡器，并且用于压电振荡器输入或输出的阻尼电容，或静电传感器的电容分量可以等价地被抵消或减至最小。

因此，当用在静电型传感器装置的驱动回路上时，可以不使用电感就可抵消阻尼电容或电容分量。这样，可以不依赖频率，回路调整容易并且尺寸可以做得紧凑。即使在等价地抵消的条件不能很好地满足的情况下，电容分量也可以被有效地等价减小。此外，在减小电容分量回路中具有诸如电压***这样的电压保持装置可以达到更稳定的驱动操作。

另外，当用在诸如压电陀螺一类的检测装置上时，输出阻抗将增大。这样，输出电压增加可改善检测灵敏度。当用于压电转换器上时，可以得到相似的优越效果。于是，输出电压增加可对改善转换器的性能作出贡献。

此外，当用于滤波器时，抵消或减小压电振荡器的阻尼电容可增大比较带宽。

再者，根据本发明，减小电容分量回路连接在静电型传感器装置上，并且谐振点可以这样获得，即将流入压电振荡器等的电流相位与驱动压电振荡器等的电压相位进行比较。那末，装置就可在这样得到的谐振点处被驱动，这样，即使由于温度等原因造成静电型传感器装置的谐振点波动时，也可以经常跟踪谐振点。结果，可以根本不利用传感器，只利用设在压电马达一个小部分上的传感装置，在通常的工作条件下，就可达到已经实现的跟踪操作。因此，本发明的回路不仅适用于所有型式的压电马达，而且可作为频率跟踪式驱动回路使用，诸如用于使用其他压电效应的压电传感器和压电转换器。

另外，利用放大器和频率选择回路构成了自振回路，并且，在谐振点或反谐振点附近振荡的静电型传感器装置的电容分量和电阻分量包括在这个频率选择回路中。这样，静电型传感器装置可在谐振点或反谐振点附近被驱动，从而实现有效的驱动操作。此外，具有附加电容和附加电阻使得有可能在与静电型传感器装置的谐振点或反谐振点一致或接近的频率处进行自振。

另外，在放大器的负回路中包括了可使放大系数设定为高数值的电阻，这样可能在稳定振幅下进行自振。

除了上面已经提到的以外，对上述实施例还可作许多改进和变化，而不会偏离本发明的新颖和优越的特点。相应地，所有这些改进和变化都可以包括在所附的权利要求书范围内。

Claims (23)

1.一种在静电型传感器装置中的减小电容分量的回路，其特征是：它具有一放大器，放大器将静电型传感器装置一侧的电压放大，同时它还具有一条通道，该通道从放大器的放大输出端，通过静电电容与静电型传感器装置的所述侧连接，这样，静电型传感器装置的电容分量可以减至最小。

2.权利要求1所述的静电型传感器装置中的减小电容分量回路，其中静电型传感器装置包括一压电振荡器，而且静电电容是使用与构成压电振荡器材料相同的材料实现的。

3.权利要求1所述的静电型传感器装置中的减小电容分量回路，其中放大器的放大倍数近似为静电型传感器装置的电容分量的(N＋1)倍，而静电电容近似为静电型传感器装置电容分量的1/N。

4.权利要求3所述的静电型传感器装置中的减小电容分量回路，其中静电型传感器装置包括一压电振荡器，而且静电电容通过使用与构成压电振荡器的同样材料来实现。

5.一种静电型传感器装置的驱动装置，它包括：

一条通道，驱动功率通过该通道供给至静电型传感器装置和一个减小电容分量的回路；在该回路中设有放大器，放大器将静电型传感器装置一侧的电压放大，同时该回路还设有一条通道，该通道从放大器的放大输出端，通过静电电容与静电型传感器装置的所述侧连接，从而使静电型传感器装置的电容分量减至最小。

其中，在减小电容分量回路中的放大器设置在这样一个位置上，即供给至静电型传感器装置的驱动功率，通过所述通道被放大。

6.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中静电型传感器装置包括一压电振荡器，同时静电电容由使用与构成压电振荡器材料相同的材料实现。

7.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中放大器的放大倍数近似地为静电型传感器装置电容分量的(N＋1)倍，而静电电容近似为静电型传感器装置电容分量的1/N。

8.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，静电型传感器装置包括一压电振荡器，而且静电电容通过使用与构成压电振荡器材料相同的材料来实现。

9.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，还包括：电流相位检测装置，用于检测流过静电型传感器装置的电流相位；相位比较器，用于比较由所述电流相位检测装置检测的电流相位和供给至静电型传感器装置的驱动功率的电压相位；滤波器，它滤去所述相位比较器的高频分量；电压控制振荡器，它根据由所述滤波器进行的滤波操作之后得到的输出电压来可变控制振荡频率，从而可根据所述电压控制振荡器的振荡频率来供给驱动功率，并使静电型传感器装置在谐振频率处被驱动。

10.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，静电型传感器装置包括一压电振荡器，并且所述电压控制振荡器的振荡频率是这样可变控制的，即由所述相位比较器比较的，电流相位和电压相位之间的相位差为零。

11.权利要求5所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，通过它驱动功率被供给至静电型传感器装置的所述通道和包括放大器与静电电容的通道并联设在驱动功率的供给侧和静电型传感器装置之间，其中，电压保持装置设在驱动功率通过它供给至静电型传感器装置的所述通道中。

12.权利要求11所述的静电型传感器装置的驱动装置，还包括：电流相位检测装置，用于检测流过静电型传感器装置的电流相位；相位比较器，用于比较由所述电流相位检测装置检测的电流相位和供给至静电型传感器装置的驱动功率的电压相位；滤波器，它滤去所述相位比较器的高频分量；电压控制振荡器，它根据由所述滤波器在滤波操作后得到的输出电压可变控制振荡频率，从而可根据所述电压控制振荡器的振荡频率来供给驱动功率，使静电型传感器装置在谐振频率处被驱动。

13.权利要求12所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，静电型传感器装置包括一压电振荡器，同时所述电压控制振荡器的振荡频率是这样可变控制的，即由所述相位比较器比较铁电流相位电位相位间的相位差为零。

14.一种静电型传感器装置的检测装置，它包括：

放大器，它将静电型传感器装置一侧的电压放大；一条通道，它从所述放大器的放大输出端，通过静电电容与静电型传感器装置的所述侧连接；减小电容分量回路，它使静电型传感器装置的电容分量减至最小。

15.权利要求14所述的静电型传感器装置的检测装置，其中，静电型传感器装置包括一压电振荡器，同时静电电容是通过使用与构成压电振荡器的材料相同的材料实现的。

16.权利要求14所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，放大器的放大倍数近似为静电型传感器装置电容分量的(N＋1)倍，而静电电容近似为静电型传感器装置电容分量的1/N。

17.权利要求16所述的静电型传感器装置的检测装置，其中，静电型传感器装置包括一压电振荡器，并且静电电容由使用与构成压电振荡器材料同样的材料来实现。

18.静电型传感器装置的驱动装置，它包括：

频率选择回路，它包括静电型传感器装置的电容分量和电阻分量；放大器，它包括设在正反馈回路中的所述频率选择回路；这样，自振在所述频率选择回路决定的频率处进行。

19.权利要求18所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，在所述放大器的负反馈回路中设有振幅稳定回路，该回路包括一个决定所述放大器放大系数的电阻。

20.权利要求18所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，所述频率选择回路由在所述放大器的正反馈回路内串联的第一电阻和第一电容，以及并除和与所述放大器的不可逆输入侧连接的第二电阻和第二电容组成，其中，第一电阻和第一电容，或第二电阻和第二电容与静电型传感器装置的电容分量和电阻分量相适应。

21.权利要求20所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，在所述放大器的负反馈回路中设有振幅稳定回路，该回路包括一个决定所述放大器放大系数的电阻。

22.权利要求20所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，附加电容和附加电阻与静电型传感器装置连接。

23.权利要求22所述的静电型传感器装置的驱动装置，其中，在所述放大器的负反馈回路中设有振幅稳定回路，该回路包括一个决定所述放大器放大系数的电阻。

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