CN113972749B - 多端口电容式耦合机构及解耦型补偿拓扑的cpt*** - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种多端口电容式耦合机构及解耦型拓扑的CPT***，耦合机构包括多个电容耦合单元，每个电容耦合单元均设置有第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板；其中第一发射极板与第一接收极板相对设置，第二发射极板与第二接收极板相对设置，在第一发射极板和第二发射极板上均连接有能量发射电路的接线端子，且二者之间连接有发射端外部电容；在第一接收极板和第二接收极板上均连接有能量接收电路的接线端子，且二者之间连接有接收端外部电容。其效果是：通过对电容耦合单元的数量扩展，可以实现不同功率等级的输出，且配置解耦型拓扑后，还可以消除同侧电容极板之间互容对***传输效率的影响。

Description

多端口电容式耦合机构及解耦型补偿拓扑的CPT***
技术领域
本发明涉及无线充电技术领域，尤其涉及一种多端口电容式耦合机构及解耦型补偿拓扑的CPT***。
背景技术
电容式无线电能传输(Capacitive Power Transfer,CPT)是一种新型的无线电能传输技术(Wireless Power Transfer,WPT)，它使用金属板(箔)作为耦合机构，以高频电场作为电能传输介质。CPT技术和感应式电能传输(Inductive Power Transfer,IPT)技术是目前最流行的两种近场WPT技术。CPT ***的电场耦合机构具有可塑性高、体积小、重量轻等优点。CPT***的潜在应用场景正在逐渐增加，包括植入生物医学设备、手机、无人机和电机等。
随着应用的逐渐推广，开发不同功率等级WPT***的需求逐渐增多。以电动汽车(Electric Vehicle,EV)的无线充电为例，不同的电动汽车，如电动汽车和电动巴士等，所需要的功率等级不同。在现有的电动汽车无线充电标准中， SAE-J2954定义了3.7、7.7、11.1和22kVA四个功率等级，GB/T-38775提供了 7个不同功率等级，涵盖3.7kW至66kW的范围。然而，针对不同功率等级的充电需求，不同功率容量的电能变换器需要被反复设计，研发成本更高。针对这一问题，模块化WPT设计方法可以提供有效的解决方案。首先设计具有适当功率容量的标准WPT模块化单元，然后将模块组合起来，以灵活满足不同级别的功率要求。
在现有文献中，针对不同应用的模块化WPT***的研究大多基于IPT技术，主要可分为三类：基于多电平电能变换器、基于并联电能变换器以及基于多传输通道。
在基于多电平电能变换器的WPT***中，具有移相控制的多电平逆变器被用作IPT***的等效交流电压源。在这种方法中，***的输入电流等于每个逆变器的电流，而***的输入电压则由多个逆变器平均承担。因此，可以通过增加模块化逆变器的数量来提高多电平逆变器的功率容量。此外，还可以通过并联多个模块化逆变器来提高IPT***的电能传输能力。逆变器的输出电流通过电流平衡控制器实现叠加。
现有的多电平变换器以及并联变换器都有助于提高***设计的灵活性，以满足IPT***的不同功率需求。但是，这两种电能变换器仍然存在一些不足：多电平变换器的逆变单元是串联的，一个逆变器发生故障就会导致整个***失效，***的可靠性相对较低。并联型变换器的主要问题是由于逆变器参数不对称导致的严重环流。虽然有一些环流抑制方法，但这些方法会增加***的成本和尺寸。
与上述两种方式相比，将多个模块化电能变换装置与多个单输入单输出(Single-Input and Single-Output,SISO)耦合机构组合起来构建的多通道WPT***也有助于灵活地增加***的功率容量。因此，多输入多输出(Multiple-Input and Multiple-Output,MIMO)耦合机构被设计并应用于IPT***。然而，由于大多数应用场景空间有限，其耦合机构的分布较为紧凑，多个发射线圈之间以及接收线圈之间均存在同侧耦合。同侧线圈之间的互感会导致***失谐，简单地将多个模块化电能变换器与SISO耦合机构组合并不能实现有功功率的有效叠加。
同样，MIMO电场耦合机构在同侧端口(发射端端口或接收端端口)之间也存在互容，这也可能影响CPT***的谐振。目前，IPT***的同侧解耦方法有多种，如附加电容法、共享电容法、解耦线圈法等。然而，所有这些方法都是针对IPT***提出的，而CPT***的MIMO电场耦合机构的同侧互容问题仍有待解决。
发明内容
鉴于上述缺陷，本发明提供一种多端口电容式耦合机构及解耦型补偿拓扑的CPT***，该***可以通过具有多对电场耦合机构的模块化方式进行扩展，以满足不同等级的功率要求。通过分析同侧互容对***谐振的影响，提出了一种基于共享电感和LCLCL拓扑的解耦型补偿电路，当共享电感和同侧互电容充分调谐时，可以消除交叉耦合对***谐振的影响。
为了实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：
首先，本发明提供一种多端口电容式耦合机构，其关键在于：包括多个电容耦合单元，每个电容耦合单元均设置有第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板；其中第一发射极板与第一接收极板相对设置，第二发射极板与第二接收极板相对设置，在第一发射极板和第二发射极板上均连接有能量发射电路的接线端子，且二者之间连接有发射端外部电容；在第一接收极板和第二接收极板上均连接有能量接收电路的接线端子，且二者之间连接有接收端外部电容。
可选地，相邻两个电容耦合单元的发射端设置一条带原边解耦电感Lmi,i+1的公共通路，所述原边解耦电感Lmi,i+1的前端连接有原边第i电感Li或/和原边第 i+1电感Li+1，所述原边解耦电感Lmi,i+1的后端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块发射极板上；相邻两个电容耦合单元的接收端设置一条带副边解耦电感LmN+i,N+i+1的公共通路，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的前端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块接收极板上，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的后端连接有副边第i电感LN+i或/和副边第i+1电感LN+i+1，其中N表示电容耦合单元，i 的取值范围为1～N-1。
可选地，第一个电容耦合单元的发射端配置有第一逆变电源模块，且原边第一电感L1、第一发射端外部电容Ce1、以及原边第一公共通路中的原边解耦电感 Lm1,2依次串联在第一逆变电源模块的输出端口上；在第一个电容耦合单元的接收端配置有第一整流模块，且副边第一电感LN+1、第一接收端外部电容CeN+1、以及副边第一公共通路中副边解耦电感LmN+1,N+2依次串联在第一整流模块的输入端口上。
可选地，当i＝2～N-1时，第i个电容耦合单元的发射端配置有第i逆变电源模块，且原边第i电感Li、原边第i-1公共通路中的原边解耦电感Lmi-1,i、第i发射端外部电容Cei、以及原边第i公共通路中的原边解耦电感Lmi,i+1依次串联在第i逆变电源模块的输出端口上；在第i个电容耦合单元的接收端配置有第i整流模块，且副边第i电感LN+i、副边第i-1公共通路中副边解耦电感LmN+i-1,N+i、第i接收端外部电容CeN+i、以及副边第i公共通路中副边解耦电感LmN+i,N+i+1依次串联在第i整流模块的输入端口上。
可选地，第N个电容耦合单元的发射端配置有第N逆变电源模块，且原边第N电感LN、原边第N-1公共通路中的原边解耦电感LmN-1,N、第N发射端外部电容CeN依次串联在第N逆变电源模块的输出端口上；在第N个电容耦合单元的接收端配置有第N整流模块，且副边第N电感L2N、副边第N-1公共通路中副边解耦电感Lm2N--1,2N、第N接收端外部电容Ce2N依次串联在第N整流模块的输入端口上。
可选地，每个电容耦合单元中的第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板均为圆形极板或方形极板。
可选地，每个电容耦合单元中的第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板均为方形极板，且多个第一发射极板和多个第二发射极板在第一水平面上呈阵列分布；多个第一接收极板和多个第二接收极板在第二水平面上呈阵列分布。
可选地，所述电容耦合单元设置有2个。
基于上述多端口电容式耦合机构，本发明还提供一种解耦型补偿拓扑的 CPT***，包括前文所述的多端口电容式耦合机构，其发射端通过直流电源和多个逆变电源模块为多端口电容式耦合机构供电，其接收端通过多个整流模块整流后为负载供电。
可选地，所述电容耦合单元设置有2个时，在第一逆变电源模块的输出端上依次串接原边第一电感Le1、第一发射端外部电容Ce1以及原边公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第二逆变电源模块的输出端上依次串接原边第二电感Le2、第二发射端外部电容Ce2以及公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第一发射端外部电容Ce1的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块发射极板，在第二发射端外部电容Ce2的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块发射极板；
在第一整流模块的输入端上依次串接副边第一电感Le3、第一接收端外部电容Ce3以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；在第二整流模块的输入端上依次串接副边第二电感Le4、第二接收端外部电容Ce4以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；在第一接收端外部电容Ce3的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块接收极板，在第二接收端外部电容Ce4的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块接收极板。
本发明的显著效果是：
本发明提出的多端口电容式耦合机构，通过模块化的方式调整耦合单元的数量，从而改变***的功率传输能力，使其适应不同功率等级的无线能量传输需要；此外，基于共享电感的解耦方法配置相应的补偿拓扑电路，使其可以消除多个耦合单元之间电容极板交叉耦合对***谐振造成的影响。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明提出的多端口电容式耦合机构的结构示意图；
图2是本发明提出的带有通用可扩展模块的CPT***的电路图；
图3是图2所示电路结构的等效电路图；
图4是本发明具体实施例中带有DIDO电场耦合机构的CPT***电路图；
图5是M个输入端口和N个输出端口的电场耦合机构电容分布网络图；
图6是DIDO电场耦合机构的电容分布网络图；
图7是DIDO电场耦合机构的等效电路；
图8是不考虑解耦电感时的具有DIDO电场耦合机构的CPT***的等效电路；
图9为共享解耦电感的等效电路变换，其中图9(a)为原电路图，图9(b) 为等效电路；
图10为带有共享解耦电感的耦合机构的电路；
图11为带有共享解耦电感的耦合机构的等效电路；
图12为添加补偿电路后的CPT***等效电路；
图13为两个全桥逆变器的驱动时序图；
图14为基于互容的CPT***的等效电路；
图15为带有SISO电场耦合机构的CPT***的等效电路；
图16为DIDO电场耦合机构图；
图17为传输导纳Giu和功率比α与Ce的关系曲线；
图18为两个***的电流比与外电容的关系曲线；
图19为本发明的参数设计流程图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
如图1、图2所示，一种多端口电容式耦合机构，包括多个电容耦合单元，每个电容耦合单元均设置有第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板；其中第一发射极板与第一接收极板相对设置，第二发射极板与第二接收极板相对设置，在第一发射极板和第二发射极板上均连接有能量发射电路的接线端子，且二者之间连接有发射端外部电容；在第一接收极板和第二接收极板上均连接有能量接收电路的接线端子，且二者之间连接有接收端外部电容。
结合图1可以看出，本例中每个电容耦合单元中的第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板均为方形极板，且多个第一发射极板和多个第二发射极板在第一水平面上呈阵列分布；多个第一接收极板和多个第二接收极板在第二水平面上呈阵列分布，每个极板的尺寸和极板的水平和垂直间距设置一致。根据仿真可以得知，非相邻端口之间的耦合要远小于相邻端口之间的耦合，因此为了简化耦合器的分析，只须考虑相邻端口之间的耦合。例如图1中，耦合器#3的两个端口与耦合器#1的两个端口之间的耦合远小于耦合器#2的两个端口与耦合器#1的两个端口之间，因此在分析耦合器#1两个端口的等效电路时仅考虑耦合器#2的两个端口与耦合器#1两个端口之间的互容，而忽略耦合器 #3、耦合器#4、…、耦合器#N与耦合器#1之间的互容。
通过图2可以看出，为了消除相邻端口之间的互容，在进行电路拓扑设计时，相邻两个电容耦合单元的发射端设置一条带原边解耦电感Lmi,i+1的公共通路，所述原边解耦电感Lmi,i+1的前端连接有原边第i电感Li或/和原边第i+1电感Li+1，所述原边解耦电感Lmi,i+1的后端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块发射极板上；相邻两个电容耦合单元的接收端设置一条带副边解耦电感LmN+i,N+i+1的公共通路，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的前端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块接收极板上，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的后端连接有副边第i电感 LN+i或/和副边第i+1电感LN+i+1，其中N表示电容耦合单元，i的取值范围为 1～N-1。
针对第一个电容耦合单元，第一个电容耦合单元的发射端配置有第一逆变电源模块，且原边第一电感L1、第一发射端外部电容Ce1、以及原边第一公共通路中的原边解耦电感Lm1,2依次串联在第一逆变电源模块的输出端口上；在第一个电容耦合单元的接收端配置有第一整流模块，且副边第一电感LN+1、第一接收端外部电容CeN+1、以及副边第一公共通路中副边解耦电感LmN+1,N+2依次串联在第一整流模块的输入端口上。
针对中间位置的几个电容耦合单元，当i＝2～N-1时，第i个电容耦合单元的发射端配置有第i逆变电源模块，且原边第i电感Li、原边第i-1公共通路中的原边解耦电感Lmi-1,i、第i发射端外部电容Cei、以及原边第i公共通路中的原边解耦电感Lmi,i+1依次串联在第i逆变电源模块的输出端口上；在第i个电容耦合单元的接收端配置有第i整流模块，且副边第i电感LN+i、副边第i-1公共通路中副边解耦电感LmN+i-1,N+i、第i接收端外部电容CeN+i、以及副边第i公共通路中副边解耦电感LmN+i,N+i+1依次串联在第i整流模块的输入端口上。
针对最后一个电容耦合单元，第N个电容耦合单元的发射端配置有第N逆变电源模块，且原边第N电感LN、原边第N-1公共通路中的原边解耦电感LmN-1,N、第N发射端外部电容CeN依次串联在第N逆变电源模块的输出端口上；在第N个电容耦合单元的接收端配置有第N整流模块，且副边第N电感L2N、副边第N-1公共通路中副边解耦电感Lm2N--1,2N、第N接收端外部电容Ce2N依次串联在第N整流模块的输入端口上。
图2所示电路原理图的等效电路如图3所示，图3中Ui,j表示端口i与端口 j之间的感应电压源，要想设计出带有通用可扩展CPT***的电容耦合器的解耦、补偿网络，其主要参数应满足以下方程：
其中Ci代表端口i的自容：
ω2·(Li+Lmi-1,i+Lmi,i+1)·Ci＝1
其中i∈{2,…,N-1}∪{N+2,…,2N-1},且
ω2·Lmi,i+1·Cmi,i+1＝1
其中Cmij代表端口i与端口j之间的互容，且i∈{1,…,N-1}∪{N+1,…,2N-1}。
对于具有N个输入端口和N个输出端口的可扩展模块的CPT***，根据基尔霍夫电压定律(KVL)，***可描述为以下矩阵方程：
其中Zij表示端口i和j之间的互容，Ip1～IpN表示输入端口1～N的电流，Is1～IsN表示输出端口1～N的电流，Uin表示逆变器输出电压。简化后，上式可以改写为：
然后，原边和副边电流的计算式为Is＝Z-1·Uin和Ip＝-(Z-1)TR·Z-1·Uin；在上式中，电流Is可以直接求解，而Ip不能从式中求解，因为矩阵R未知。因为N个输出端口并联连接，***的输出直流电流可以如下所示：
那么等效交流负载电阻R1～RN为：
代入后，原边电流计算为：
为了便于对本发明的理解，以下按照电容耦合单元设置2个的具体实施方式进行详细描述。
如图4所示，一种解耦型补偿拓扑的CPT***，带有DIDO电场耦合机构，其发射端通过直流电源和2个逆变电源模块为2端口电容式耦合机构供电，其接收端通过2个全桥整流模块整流后为负载供电。
通过图4可以看出，在***原边，直流电压Edc通过两个全桥逆变器被转换为高频交流电压，逆变器的输入端与Edc并联。在***副边，利用两个全桥整流器将高频交流电压转换为直流输出电压，驱动负载RL。与大多数带有SISO耦合机构的CPT***类似，每个电场耦合机构都呈现出很大的容抗，因此***需要进行补偿以降低***无功电流。
结合图4给出的具体电路结构可以看出，在第一逆变电源模块的输出端上依次串接原边第一电感Le1、第一发射端外部电容Ce1以及原边公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第二逆变电源模块的输出端上依次串接原边第二电感Le2、第二发射端外部电容Ce2以及公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第一发射端外部电容Ce1的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块发射极板，在第二发射端外部电容Ce2的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块发射极板；
在第一整流模块的输入端上依次串接副边第一电感Le3、第一接收端外部电容Ce3以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；在第二整流模块的输入端上依次串接副边第二电感Le4、第二接收端外部电容Ce4以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；在第一接收端外部电容Ce3的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块接收极板，在第二接收端外部电容Ce4的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块接收极板。
针对任意端口数的MIMO电场耦合机构的通用耦合模型，其电路如图5所示，根据叠加定理，MIMO电场耦合机构的端口电压和端口电流的关系可以表示为矩阵方程：
U＝Z·I (1)
其中：
U＝[U1…Ui…UM-N]T；I＝[I1…Ij…IM+N]T；
ω表示角频率，所有的矩阵元素可以基于这个模型被计算出来。当i＝ j，/>被定义为端口i或j的自容，并且/>被重新书写为Ci。当i≠j，/>被定义为端口i与j之间的互容，并且/>被重新书写为Cmij。
对于如图4所示的具有8个耦合板的DIDO耦合机构，其电场耦合机构可以用图6所示的电路图表示，这与一般的MIMO模型(见图5)一致，当输入和输出端口数量都是两个。在电场耦合机构的建模过程中，有两点需要注意：
1)由于真空介电常数ε0的值极小，耦合机构的自容也很小。补偿电感值需要很大，这导致电感体积和内阻变大。因此，类似于大多数带有SISO耦合机构的CPT***，需要设置外部电容Ce1～Ce4与端口并联以增加耦合机构自容。由于外部电容与图6所示的电容相连，因此在耦合机构建模和等效电路构建中，应将Ce1～Ce4视为耦合机构的一部分，以便进行统一分析。
2)在图6中，原边极板2和3短路，副边极板6和7也是如此，这意味着这两对耦合板之间的交叉电容趋于无穷大。在耦合机构的建模中也需要考虑这一点。
根据式(1)，DIDO电场耦合机构端口电压与电流的关系为：
根据公式(2)，任意端口电压的表达式如下：
其中端口电压Ui有两部分组成，第一部分是自容Ci两端的电压，第二部分是由交叉耦合所产生的感应电压。流经端口j的电流在端口i上所激励出来的电压为：
将公式(4)代入公式(3)可得：
根据式(5)，图6中的DIDO电场耦合机构可以转化为图7中的等效电路。在图7中，图6中DIDO电场耦合机构的复杂电容网络被简化为四个简单的串联电路，每个串联电路包括一个自容Ci和三个电流控电压源(CCVS)。这是后面几节中解耦型补偿拓扑设计的重要依据。
与带有SISO电场耦合机构的CPT***类似，本发明所提出的***中逆变器的电压和电流应通过适当的补偿网络设计以使之同相，以降低无功功率并实现逆变器软开关。此外，还需要消除***耦合机构两侧的互容，因为耦合机构同侧端口之间的互容会影响逆变器的电压和电流相位。
关于同侧互容对***谐振的影响，本发明用四个LC谐振电路(Le1,Ce1), (Le2,Ce2),(Le3,Ce3)以及(Le4,Ce4)对图4所示的耦合机构进行补偿。假设解耦电感Lpm和Lsm没有被添加，根据公式(2)本发明所述***的等效电路就如图8所示。在图8中，Uin1以及Uin2指代两个逆变器的等效电压源，电阻R3和R4为两个整流器输入端的等效电阻。
在图8中，当自容C1～C4与补偿电感Le1～Le4完全谐振时，电路可以用基尔霍夫电压定律(KVL)方程描述，如方程(6)所示：
每个输入端口的阻抗可以表示为：
其中阻抗的虚部为：
基于式(7)和式(8)，证明输入阻抗的虚部是由互容Cm12和Cm34的存在所导致的。当阻抗1/(jωCm12)和1/(jωCm34)都为0时，DIDO耦合机构的同侧端口即实现解耦，逆变器的电压和电流只需要通过补偿端口自容即可同相。
关于同侧端口的解耦，为了使得耦合机构同侧端口解耦，图4中添加了两个解耦电感Lpm和Lsm。带有解耦电感的DIDO耦合机构的等效电路如图10所示。在该电路中，由于1/(jωCm12)和1/(jωCm34)的存在，产生了电流控电压源U12、 U21、U34和U43。因此，同侧端口可以通过抵消上述CCVS来解耦，这是通过共享电感Lpm和Lsm实现的。
将共享解耦电感Lpm考虑为图9(a)所示的二端口网络，端口电压和电流之间的关系可由式(9)表示。
根据式(9)，图9(a)中的电路可转化为图9(b)中的电路，其中：
对于电感Lsm也可以实现相同的转换。然后，图10中的电路可等效为图 11，其中参数在等式(10)和等式(11)中给出：
为了抵消由1/jωCm12和1/jωCm34导致的CCVS，U12,U21,U34以及U43，共享解耦电感Lpm和Lsm应该满足式(12)：
针对双侧LC补偿电路，将DIDO耦合机构的同侧端口解耦后，***的谐振需要通过补偿自容和解耦电感来实现。补偿电路的等效电路如图12所示。由于 Lm1～Lm4未与C1～C4完全谐振，四个附加补偿电感Le1～Le4与自容串联。 Le1～Le4的值满足以下等式，其中k＝{1,2,3,4}：
ω2(Lek+Lmk)Ck＝1 (13)
针对图4所示的***结构，两个逆变器的输入端口并联，两个桥臂直接相连。因此，当S13与S22或S14与S21同时导通时，会造成直流电源短路，产生电流尖峰。为了避免短路，两个逆变器之间的相位差必须为180°。此外，还需要设置一定的死区时间，以避免开关的上升和下降时间重合导致短路。两个逆变器的驱动时序如图13所示。
根据图13的驱动时序，逆变器可以等效为两个电压相同的交流电源 Uin＝Uin1＝Uin2，均方根(RMS)值为：
两个整流器的输入阻抗可视为两个等效电阻R3和R4。基于图10至图11的等效电路，图4中的***电路可以简化为图14中的等效电路。
当电路完全调谐时，即等式满足等式(12)和(13)，所提出的***可以用KVL方程的矩阵表达式描述如下：
将式(14)代入式(15)，接收侧电流可推导出为：
因此，整流后直流负载上的电流IL-DIDO为：
其中：
然后，可以根据耦合机构的互容Cmij计算带有DIDO耦合机构的CPT***的传输导纳Giu-DIDO，即输出电流与输入电压的比值。所有互电容都受耦合机构几何参数和外部电容Ce1～Ce4的影响。因为耦合机构的尺寸是已知的，所以外部电容成为影响互电容和Giu-DIDO的唯一变量。为了简化分析，所有外部电容都设置为相等。定义Ce＝Cek，其中k＝{1,2,3,4}。因此，转移导纳Giu-DIDO可以表示为：
根据直流负载RL上的电流，可以推导出整流器输入端的等效交流电压。结合式(16)中的交流电流，可得到等效电阻负载R3和R4如下：
将式(19)代入式(15)，原边电流可表示为：
为了验证本实施例所提出的带有DIDO耦合机构的CPT***的功率增强，下面对所提出的***与带有SISO耦合机构的CPT***之间进行了比较分析。
图15中使用了双边LC补偿网络。带有SISO耦合机构的CPT***的传输导纳Giu-SISO可表示为：
其中：
IL-SISO表示直流负载上的电流，Cij表示SISO电场耦合机构的极板Pi和 Pj之间的电容。原边和副边的电流可计算为：
为保证比较的公平性，设定以下前提条件：
1)两个***具有相同的输入电压Edc和工作频率f(如表I所示)；
2)DIDO耦合机构由两个SISO耦合机构组成，如图16所示。金属板P1, P2,P5和P6构成SISO耦合机构，P3,P4,P7和P8构成另一个。DIDO耦合机构的尺寸如表I所示；
3)由于带DIDO耦合机构的CPT***的两个输出端口并联，因此***的直流负载电阻设置为带SISO耦合机构的CPT***的两倍，以确保输出阻抗相等。
表1耦合机构的几何参数和预先设定的常数
由式(18)和式(21)可知，当***频率和耦合机构几何尺寸确定后，两个***的传输导纳Giu仅取决于外部电容Ce；关系曲线如图17所示。图中表明 Giu-SISO和Giu-DIDO都与电容Ce呈正相关。为了更直观地比较CPT***与DIDO 和SISO耦合机构的输出功率，定义参数α＝PDIDO/PSISO为两个***的输出功率比，其中PDIDO和PSISO分别表示两个***的输出功率。从图17可以看出，功率比α随Ce的增加而减小，但始终略大于2。这说明当两个***的输入电压Edc和工作频率f相同时，带有DIDO耦合机构的CPT***的功率是两个带有 SISO耦合机构的CPT***功率的叠加。
除了输出功率外，还分析比较了两个***的原边和副边电流。变量βp1和βp2被定义为表示带有DIDO耦合机构的CPT***的两个原边电流与带有 SISO耦合机构的CPT***的两个原边电流的比率。βs1和βs2分别对应两个***副边电流的比值。在图18中，四个电流比都随着外部电容Ce的增加而略有下降，但电流比始终接近1。这证明了带有DIDO耦合机构的CPT***虽然实现了两个带SISO耦合机构的CPT***的功率叠加，但是其原边和副边的电流与后一***基本一致。
在设计CPT***时，耦合机构的尺寸通常由安装空间的大小来决定，因此金属极板之间的电容可以通过有限元分析软件ANSYS Maxwell仿真来得到。此外，输入电压Edc、输出电流IL、工作频率ω也是根据实际需求而预先确定的，因此可以利用所提出***的转移导纳与外部电容的关系曲线(如图17所示)设计外部电容Ce。确定电容Ce后，所有的自电容和互电容都可以由等式(1)和等式(2)计算得到。然后，共享解耦电感Lpm和Lsm由式(12)可以推到为式(23)。
Lpm＝(ω2Cm12)-1,Lsm＝(ω2Cm34)-1 (23)
然后根据式(13)推导出四个补偿电感：
***参数设计流程图如图19所示。根据流程图，设计了所有主要参数，如表II所示。
表II耦合机构和补偿网络的参数
综上可以理解，本发明提出了一种便于扩展的多端口电容式耦合机构及解耦型补偿拓扑的CPT***，可通过模块化方法增强功率传输能力。利用MIMO 电场耦合机构的通用模型，将复杂的耦合机构简化为CCVS和自电容串联形成的电路。基于简化的耦合机构电路，发现耦合机构同侧的互容是具有可扩展耦合机构的CPT***失谐的原因。提出了一种基于共享电感的解耦方法，分析表明，当共享电感和同侧互电容充分调谐时，将消除交叉耦合对***谐振的影响。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多端口电容式耦合机构，其特征在于：包括多个电容耦合单元，每个电容耦合单元均设置有第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板；其中第一发射极板与第一接收极板相对设置，第二发射极板与第二接收极板相对设置，在第一发射极板和第二发射极板上均连接有能量发射电路的接线端子，且二者之间连接有发射端外部电容；在第一接收极板和第二接收极板上均连接有能量接收电路的接线端子，且二者之间连接有接收端外部电容；
相邻两个电容耦合单元的发射端设置一条带原边解耦电感Lmi,i+1的公共通路，所述原边解耦电感Lmi,i+1的前端连接有原边第i电感Li或/和原边第i+1电感Li+1，所述原边解耦电感Lmi,i+1的后端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块发射极板上；相邻两个电容耦合单元的接收端设置一条带副边解耦电感LmN+i,N+i+1的公共通路，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的前端分别连接在相邻两个电容耦合单元的一块接收极板上，所述副边解耦电感LmN+i,N+i+1的后端连接有副边第i电感LN+i或/和副边第i+1电感LN+i+1，其中N表示电容耦合单元，i的取值范围为1～N-1；
第一个电容耦合单元的发射端配置有第一逆变电源模块，且原边第一电感L1、第一发射端外部电容Ce1、以及原边第一公共通路中的原边解耦电感Lm1,2串联在第一逆变电源模块的输出端口上；在第一个电容耦合单元的接收端配置有第一整流模块，且副边第一电感LN+1、第一接收端外部电容CeN+1、以及副边第一公共通路中副边解耦电感LmN+1,N+2串联在第一整流模块的输入端口上；
当i＝2～N-1时，第i个电容耦合单元的发射端配置有第i逆变电源模块，且原边第i电感Li、原边第i-1公共通路中的原边解耦电感Lmi-1,i、第i发射端外部电容Cei、以及原边第i公共通路中的原边解耦电感Lmi,i+1串联在第i逆变电源模块的输出端口上；在第i个电容耦合单元的接收端配置有第i整流模块，且副边第i电感LN+i、副边第i-1公共通路中副边解耦电感LmN+i-1,N+i、第i接收端外部电容CeN+i、以及副边第i公共通路中副边解耦电感LmN+i,N+i+1串联在第i整流模块的输入端口上。
2.根据权利要求1所述的多端口电容式耦合机构，其特征在于：第N个电容耦合单元的发射端配置有第N逆变电源模块，且原边第N电感LN、原边第N-1公共通路中的原边解耦电感LmN-1,N、第N发射端外部电容CeN串联在第N逆变电源模块的输出端口上；在第N个电容耦合单元的接收端配置有第N整流模块，且副边第N电感L2N、副边第N-1公共通路中副边解耦电感Lm2N--1,2N、第N接收端外部电容Ce2N串联在第N整流模块的输入端口上。
3.根据权利要求1或2所述的多端口电容式耦合机构，其特征在于：每个电容耦合单元中的第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板均为圆形极板或方形极板。
4.根据权利要求1或2所述的多端口电容式耦合机构，其特征在于：每个电容耦合单元中的第一发射极板、第二发射极板、第一接收极板和第二接收极板均为方形极板，且多个第一发射极板和多个第二发射极板在第一水平面上呈阵列分布；多个第一接收极板和多个第二接收极板在第二水平面上呈阵列分布。
5.根据权利要求1所述的多端口电容式耦合机构，其特征在于：所述电容耦合单元设置有2个。
6.一种解耦型补偿拓扑的CPT***，其特征在于：包括权利要求1-5任一所述的多端口电容式耦合机构，其发射端通过直流电源和多个逆变电源模块为多端口电容式耦合机构供电，其接收端通过多个整流模块整流后为负载供电。
7.如权利要求6所述的解耦型补偿拓扑的CPT***，其特征在于：所述电容耦合单元设置有2个时，在第一逆变电源模块的输出端上串接原边第一电感Le1、第一发射端外部电容Ce1以及原边公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第二逆变电源模块的输出端上串接原边第二电感Le2、第二发射端外部电容Ce2以及公共通路中的原边解耦电感Lpm；在第一发射端外部电容Ce1的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块发射极板，在第二发射端外部电容Ce2的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块发射极板；
在第一整流模块的输入端上串接副边第一电感Le3、第一接收端外部电容Ce3以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；在第二整流模块的输入端上串接副边第二电感Le4、第二接收端外部电容Ce4以及副边公共通路中的副边解耦电感LSm；
在第一接收端外部电容Ce3的两端分别连接第一电容耦合单元中的两块接收极板，在第二接收端外部电容Ce4的两端分别连接第二电容耦合单元中的两块接收极板。
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