CN113899950B - 一种正激变换器等效串联电阻esr在线监测方法 - Google Patents
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Abstract
一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法在线监测方法，包括以下步骤：根据正激电路工作状态，推导ESR的在线监测表达式，确定所需特征量；在正激电路中采集特征信号：电感电流信号，电容电压信号；使用变分模态分解VMD，处理所采集特征信号，进行频谱分析；根据频谱分析结果得到谐波特征值，结合中的监测表达式，得到ESR在线测量值。本发明使用信号处理方法VMD处理采集信号，可以滤除噪声，在分解频域图中进行谐波分析后，结合对应分解时域图可以得到对应纹波幅值。同传统方法相比，使用VMD后，无需设计额外的采样、放大和捕捉电路，简化了电路设计难度，保证了本发明方法可操作性。
Description
技术领域
本发明属于电气状态监测与故障诊断工程领域，具体涉及一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法。
背景技术
电容器是电力电子设备中最容易出现故障的元件，电力电子设备的故障与电容器的特性参数变化有关。参考文献[1]“Z.Zhao,P.Davari,W.Lu,H.Wang,and F.Blaabjerg.“An Overview of Condition Monitoring Techniques for Capacitors in DC-LinkApplications.”IEEE Transactions on Power Electronics,36(4):3692–3716,2021.”中的记载。由于电容器的电化学反应过程容易受到频率、温度等诸多因素的影响，当这些因素发生波动时，就会出现“参数漂移”现象，尤其是等效串联电阻ESR的升高。参考文献[2]“K.Laadjal,M.Sahraoui,and A.J.M.Cardoso.On-Line Fault Diagnosisof DC-LinkElectrolytic Capacitors in Boost Converters Using the STFTTechnique.IEEETransactions on Power Electronics,36(6):6303–6312,2021.”中的记载。因此，普遍认为ESR变化可以作为评价电容器状态的指标。
近些年来，美国宇航局等发表了许多关于电容器健康检查和性能评估的文献。参考文献[3]“D.Xiang,Y.Zheng,H.Li,Y.Gu,N.Zhao,and J.Zheng.“Online ESR Monitoringof DC-Link Capacitor in Voltage-Source-Converter Using Damping Characteristicof Switching Ringings.”IEEE Transactions on PowerElectronics,36(7):7429–7441,2021.”中的记载。
现有技术中，有两类方法来估计ESR，分别是离线方案和在线方案。前者要求电容器与电路分离，导致测量过程脱离工作条件，大大增加了设备成本和时间。参考文献[4]“K.Harada,A.Katsuki,and M.Fujiwara.“Use of ESR for deterioration diagnosis ofelectrolytic capacitor.”IEEE Transactions on Power Electronics,8(4):355–361,1993.”中的记载。因此，在线监测因其强大的可操作性而被广泛采用。然而，这些方法需要在特定时间设计额外的采样、捕获或放大电路；未滤除噪声，对谐波分析产生影响，在不同的时刻采集不同的特征值可能会带来不同的监测结果。
更重要的是，上述方法均未考虑电容容值对输出纹波电压的影响，参考文献[5]“W.Lu,X.Lu,J.Han,Z.Zhao,and X.Du.Online Estimation of ESR forDC-LinkCapacitor of Boost PFC Converter Using Wavelet TransformBased TimeFrequencyAnalysis Method.IEEE Transactions on PowerElectronics,35(8):7755–7764,2020.”；参考文献[6]“Kai Yao,Hui Li,Lei Li,Chanbo Guan,Lingge Li,Zhen Zhang,and JienanChen.“A Noninvasive Online Monitoring Method of Output Capacitor's C and ESRfor DCM Flyback Converter.”IEEE Transactions on Power Electronics,34(6):5748–5763,2019.”中的记载。
变分模态分解VMD是一种自适应的信号处理方法，参考文献[7]“Ruoheng Wang,Chaoshun Li,Wenlong Fu,and Geng Tang.“Deep Learning Method Based on GatedRecurrent Unit and Variational Mode Decomposition for Short-Term Wind PowerInterval Prediction.”IEEETransactions on Neural Networks and LearningSystems,31(10):3814–3827,2020.”中的记载。利用VMD处理信号，可以滤除噪声，进行谐波分析。因此，VMD能够解决以上所介绍的方法缺点。
由此可见，目前对电容的状态监测和健康管理在计算表达式推导、电路设计难度和监测准确度方面仍有较大改进空间。
发明内容
本发明提供一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，无需将输出滤波电容从电路中脱离；同时在推导ESR监测表达式过程中，考虑了容值对纹波的影响；利用VMD能够去除噪声，并进行谐波分析，提高了监测准确度；无需设计额外的采样、放大和捕捉电路，简化了电路设计难度。该方法适用于正激变换器中输出滤波电容状态监测。
本发明采取的技术方案为：
一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，包括以下步骤：
步骤1：根据正激电路工作状态，推导ESR的在线监测表达式，确定所需特征量；
步骤2：在正激电路中采集特征信号：电感电流信号，电容电压信号；
步骤3：使用变分模态分解VMD处理步骤2所采集特征信号，进行频谱分析；
步骤4：根据步骤3频谱分析结果得到谐波特征值，结合步骤1中的监测表达式，得到ESR在线测量值。
所述步骤1中，在推导正激变换器的ESR测量表达式的过程中，考虑容值对输出滤波电容电压纹波的影响后，ESR的测量结果更精确，ESR的在线监测表达式为：
其中，ΔVC为输出滤波电容电压纹波；ΔiL为电感电流纹波；Ts为开关周期；C为电容容值。
所述步骤3中，变分模态分解VMD具体迭代求解过程如下：
步骤3.1：初始化mk 1,wk 1,β1,n＝1与最大迭代次数N；
步骤3.2：根据式(9)、(10)更新mk、wk；
步骤3.3：根据式(11)更新β，n＝n+1；
步骤3.4：根据式(12)判断收敛性，若不收敛且n<N，则重复步骤3.2，否则停止迭代，得到最终模态函数mk和中心频率wk。
本发明一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，技术效果如下：
1)同传统方法相比，本发明主要针对正激变换器，并实现了输出滤波电容状态监测，同时，可以广泛的拓展应用于其它DC-DC电路中。
2)同离线监测方案相比，本发明无需将电容从电路中移除，降低了时间和设备成本，可操作性强。本发明可以用来在线监测正激变换器的运行状态。
3)在推导ESR的在线监测表达式过程中，本发明考虑了容值对纹波和ESR的影响，使最终监测结果更加精确。
4)本发明使用信号处理方法VMD处理采集信号，可以滤除噪声，在分解频域图中进行谐波分析后，结合对应分解时域图可以得到对应纹波幅值。同传统方法相比，使用VMD后，无需设计额外的采样、放大和捕捉电路，简化了电路设计难度，保证了本发明方法可操作性。
5)该方法无需设计额外的采样、放大和捕捉电路，简化了电路设计难度，保证了方法可操作性。
附图说明
图1为本发明方法流程图。
图2为典型正激电路原理图。
图3为触发信号Vg、电感L的电压VL和电流iL，以及励磁电感Lm的电压VLm和电流iLm的典型稳态波形图。
图4为ESR在线测量硬件模块连接图。
图5(a)为68uF电容电压实验波形图；
图5(b)为68uF 0.2Ω电阻电压实验波形图；
图5(c)为100uF电容电压实验波形图；
图5(d)为100uF 0.2Ω电阻电压实验波形图。
图6为ESR在线检测流程实例展示图。
具体实施方式
一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，包括以下步骤：
步骤1：根据正激电路工作状态，推导ESR的在线监测表达式，确定所需特征量；
步骤2：利用示波器在正激电路中采集特征信号：电感电流信号，电容电压信号；
步骤3：在MATLAB软件中，使用变分模态分解VMD处理步骤2所采集特征信号，进行频谱分析；
步骤4：根据步骤3频谱分析结果得到谐波特征值，结合步骤1中的监测表达式，得到ESR在线测量值,进行电容状态评估。
步骤1中，同其它DC-DC变换器相比，正激变换器拥有电气隔离，不受变压器容量限制等突出优点。本发明可以用来监测正激变换器的运行状态，同时可以被广泛的扩展应用于其它DC-DC变换器电路中。
结合上述公式，选择输出滤波电容电压纹波ΔVC、电感电流纹波ΔiL、开关频率、容值为特征量，其中开关频率和容值为已知量，因此需进一步得到输出滤波电容电压纹波ΔVC、电感电流纹波ΔiL。
步骤3中，VMD适合处理高复杂度、强非线性的时间序列，并得到多个不同频率尺度且相对稳定的子序列。针对要得到的输出滤波电容电压纹波ΔVC、电感电流纹波ΔiL。VMD适合解决该问题，对输出滤波电容电压纹波ΔVC和电感电流纹波ΔiL使用VMD进行信号分解后，可得到所需的纹波。
使用VMD对所提取信号进行分解，分析频谱去除噪声后，得到纹波主要由基波和二次谐波构成，结合对应分解时域图，得到最终的输出滤波电容电压纹波、电感电流纹波幅值，从而根据步骤1中ESR在线监测表达式，得到监测结果，进一步判断电容状态。
实施例：
图2为典型正激电路原理图，具体参数选择为：Vi＝24V；N1/N2＝1.5；N1/N3＝1,R3＝0.2Ω；Lm＝2mH,D＝0.45；R＝10Ω；fs＝40kHZ，L＝470mH；C＝68uF(100uF)。在实物实验中，使用电感串接0.2Ω电阻电压以得到电感纹波电流，用示波器采集流过0.2Ω电阻电压，根据VCR关系得到此刻电阻及电感电流，进而后续使用信号处理方法VMD分解电感电流得到纹波的电流。驱动光耦电路部分选择TLP250。
图3为触发信号Vg、电感L的电压VL和电流iL，以及励磁电感Lm的电压VLm和电流iLm的典型稳态波形图。根据典型正激变换器的稳态工作原理，输出滤波电容的ESR可由如下步骤得到：
S1、设在稳态时，正激变换器满足小波假设，当导通和断开时，电压VL为:
其中，为开关打开时的电感电压，/>为开关闭合时的电感电压，Vi为输入电压，Vo为输出电压，/>为变压器二次侧与一次侧变比。
因此，电感L电流的平均值为：并且电感电流纹波为：
其中，ΔIL为电感纹波电流；L为电感量，D为占空比，Ts为开关周期。
开关状态的电流变化为：
其中，Δion为开关打开时电感纹波电流，Δioff为开关闭合时电感纹波电流，ton为开关打开时间，toff为开关闭合时间。
并且在稳态时，有：
Δion＝-Δioff＝ΔiL (4)；
综合公式(3)和(4)，可以得到电感电流纹波电流为：
S2、设电感纹波电流等于电容纹波电流：ΔiL＝ΔiC。可以推断输出电压的纹波如下，纹波电压主要由两部分组成：一部分是由ESR产生的，即ΔVC1＝ESRΔiL。另一部分是电容对纹波电压的影响，由以下因素决定：
其中，ΔQ是电荷的变化量，C是输出滤波电容的容值，fs为开关频率。
S3、输出滤波电容纹波电压由电容和ESR的影响决定，即：
则ESR的测量表达式为：
由以上推导可知，为得到ESR在线测量结果，所需要的特征量为电感电流纹波、电容电压纹波、开关频率和容值。其中，开关频率和容值已知，需要处理电感电流和电容电压信号得到电感电流纹波和电容电压纹波。
图5(a)、图5(b)为68uF电容电压示波器采集波形和0.2Ω电阻电压波形展示，电感电流通过电阻VCR可得。图5(c)、图5(d)为100uF电容电压示波器采集波形和0.2Ω电阻电压波形展示。
为得到以上特征值，选择VMD处理电感电流和电容电压后，进行谐波分析，同时可以滤除噪声。
VMD适于处理高复杂度、强非线性的时间序列，可以得到多个不同频率尺度且相对稳定的子序列。VMD通过递归地求解变分问题将信号分解为一组有限带宽的模态函数集合，实现了各信号分量频率的分离。其主要思想是通过求解约束变分问题将其分解为一系列模态分量，且各模态分量均具有有限带宽，约束变分问题描述如下：
其中，K为分解得到的模态总数,mk与wk分别对应分解后第k个模态的时域信号和中心频率，为方程对时间t的偏导数，δ(t)为单位脉冲函数对时间t的偏导数，f(t)为输入信号。
为求解上式，引入二次惩罚项和Lagrange乘子，其中二次惩罚项用于降低高斯噪声的干扰，Lagrange乘子则为增强约束的严格性，增广变分问题如式(8)，
其中，α为惩罚因子，β(t)为Lagrange乘子。
利用基于对偶分解和Lagrange法的交替方向乘子方法(alternate directionmethod of multipliers，ADMM)求解变分问题(8)，对mk、wk与β进行交替迭代寻优，可得如下迭代公式：
其中，n为迭代次数。
其中，τ为更新参数。
对于给定求解精度ε，满足下式时停止迭代。
VMD的具体迭代求解过程如下：
步骤3.1：初始化mk 1,wk 1,β1,n＝1与最大迭代次数N；
步骤3.2：根据式(9)、(10)更新mk、wk；
步骤3.3：根据式(11)更新β，n＝n+1；
步骤3.4：根据式(12)判断收敛性，若不收敛且n<N，则重复步骤2，否则停止迭代，得到最终模态函数mk和中心频率wk。
其中：α为惩罚因子；f(t)是给定的实值输入信号；β(t)是拉格朗日乘数；γ是一个更新参数；n为迭代次数。
图6为ESR在线检测流程实例展示图。结合图1方案实施的流程。从正激变换器中提取电感电流和电容电压信号后，利用VMD进行处理后得到信号分解频谱图和时域图，根据频谱图得到纹波，根据对应时域图，得到最终的纹波值，计算ESR在线监测结果。
以仿真68uF电容为例，如图6所展示，在正激变换器中，使用示波器采集电感电流和电容电压信号，信号波形如图6中a部分；在MATLAB中使用VMD分解所采集信号，分解频域图如图6中b部分所示，分析分解频域图可得，纹波主要由基波和二次谐波构成，其余分量做噪声处理；分解时域图如图6中c部分所示，滤除噪声后，根据分解时域图分别读取基波与二次谐波幅值，进而得到电感电流纹波和电容电压纹波；结合已知的电容容值和开关周期，代入ESR的测量表达式，得到最终在线监测结果。
同LCR测量仪测量结果相比较，验证本发明方法的准确性：
68uF和100uF两种电容MATLAB仿真与实物实验结果展示如下表1所示：
表1：68uF和100uF两种电容MATLAB仿真与实物实验结果表
对于68uF和100uF两种不同电容，根据以上表1实验结果分析可得：
在MATLAB仿真中，经过VMD频谱分析后，电压纹波分别为0.024V和0.017V，电流纹波分别为为0.12A和0.08A，使用本发明考虑容值对纹波影响后所推导的ESR在线监测计算表达式，与LCR测量仪测量结果相比，相对误差分别达到了3.6％和3.7％。未考虑该影响时，相对误差分别增加了20.2％和8.4％，达到了23.8％和12.1％。
在实物实验中，经过VMD频谱分析后，电压纹波分别为0.023V和0.016V，电流纹波分别为为0.10A和0.06A，使用本发明考虑容值对纹波影响后所推导的ESR在线监测计算表达式，与LCR测量仪测量结果相比，相对误差分别达到了6.5％和7.4％。未考虑该影响时，相对误差则分别增加了27.4％和16.3％，达到了33.9％和23.7％。
Claims (2)
1.一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤1：根据正激电路工作状态，推导ESR的在线监测表达式，确定所需特征量；
步骤1包括以下步骤：
S1、设在稳态时，正激变换器满足小波假设，当导通和断开时，电压VL为:
其中，为正激变换器开关打开时的电感L电压，/>为正激变换器开关闭合时的电感L电压，Vi为输入电压，Vo为输出电压，/>为变压器二次侧与一次侧变比；
因此，正激变换器中电感L电流的平均值为：并且电感L的电流纹波为：
其中，D为占空比，TS为开关周期，fs为开关频率；
开关状态的电流变化为：
其中，Δion为正激变换器开关打开时电感L的纹波电流，Δioff为正激变换器开关闭合时电感L的纹波电流，ton为开关打开时间，toff为开关闭合时间；
并且在稳态时，有：
Δion＝-Δioff＝ΔiL(4)；
综合公式(3)和(4)，可以得到电感L的电流纹波电流为：
S2、设电感L的纹波电流等于电容纹波电流：ΔiL＝ΔiC；推断输出电压的纹波如下，纹波电压主要由两部分组成：一部分是由ESR产生的，即ΔVC1＝ESRΔiL，另一部分是正激变换器中电容对纹波电压的影响，由以下因素决定：
其中，ΔQ是电荷的变化量；C是输出滤波电容的容值；
S3、输出滤波电容纹波电压由电容和ESR的影响决定，即：
则ESR的测量表达式为：其中，ΔVC为输出滤波电容电压纹波；ΔiL为正激变换器中电感L电流纹波；Ts为开关周期；C为正激变换器中电容容值;
由以上推导可知，为得到ESR在线测量结果，所需要的特征量为正激变换器中电感电流纹波、正激变换器中电容电压纹波、开关频率和容值；其中，开关频率和容值已知，需要处理正激变换器中电感电流和正激变换器中电容电压信号，得到正激变换器中电感电流纹波和正激变换器中电容电压纹波；
步骤2：在正激电路中采集特征信号：电感电流信号，电容电压信号；
步骤3：使用变分模态分解VMD处理步骤2所采集特征信号，进行频谱分析；
步骤4：根据步骤3频谱分析结果得到谐波特征值，结合步骤1中的监测表达式，得到ESR在线测量值。
2.根据权利要求1所述一种正激变换器等效串联电阻ESR在线监测方法，其特征在于：
步骤3中，从正激变换器中提取电感电流和电容电压信号后，利用VMD进行处理后得到信号分解频谱图和时域图，根据频谱图得到纹波的构成包括基波和二次谐波，滤除去多余的噪音后，根据对应时域图，得到最终的纹波值。
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| Title |
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| CN113899950A (zh) | 2022-01-07 |
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