CN113890367A - 一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及隔离型变换器领域，特别涉及一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路。该电路包括变换器，变换器原边为设有谐振腔的原边绕组电路，变换器副边包括有M个副边绕组电路、两排切换开关，两排切换开关分为2*(M‑1)个第一排开关和M‑2个第二排开关，副边绕组电路的输出端分别连接第一排开关，第二排开关与相邻两个副边绕组电路的第一排开关配合连接，通过第一排开关和第二排开关的配合开闭来切换M个副边绕组电路之间的并联或串联，使副边绕组电路的串联级数n在1~M级之间变化。实现宽输出电压范围的情况下，不需要谐振变换器的工作频率在宽范围变换，即可同时实现宽范围的输出电压和高效率的功率变换。

Description

一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路
技术领域
本发明涉及隔离型变换器领域，特别涉及一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路。
背景技术
很多工业应用场合要求隔离型变换器适应非常宽的输入输出电压变化范围，即要求变换器的功率变比大(功率变比定义为：Vout/Vin)。大功率变换领域应用广泛的PWM或移相控制全桥拓扑，虽能实现宽输入输出电压情况下的功率变换，但该拓扑无法在全电压范围内均实现高效率变换。此外、反激、正激、推挽等隔离型变换器均和全桥拓扑类似，实现大变比功率变换情况下均无法保证高效率。LLC拓扑是目前应用非常广泛的全谐振变换拓扑，该拓扑的优点是能实现原边MOS的ZVS和副边二极管的ZCS，缺点是功率变比非常小。如图1所示，在开关频率变化范围为0.7*fr～3*fr时(fr为谐振频率)，LLC谐振腔的电压变比K为0.55～1.1倍，如要实现宽输入输出电压范围变化，开关频率需在极高频范围内变化，导致效率非常低。如果希望效率高，开关频率需在谐振频率点附近工作。
能够实现宽输入输出电压变化的隔离型拓扑，如PWM或移相控制全桥拓扑、反激、正激、推挽等，无法做到宽变比范围内效率最优。而能够实现高效率的LLC拓扑，输入输出电压变比非常小，无法兼容宽输入输出电压范围变化。
已有谐振技术仅仅通过改变工作频率来实现宽电压范围输出，效率较低，无法同时兼顾宽电压范围输出和高效率功率变换，没法实现宽输入输出电压变化范围情况下，依然能够保证高效率的功率变换。
发明内容
本发明提供一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，旨在实现宽输入输出电压变化范围情况下，依然能够保证高效率的功率变换
本发明提供一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，包括变换器，所述变换器原边为设有谐振腔的原边绕组电路，所述变换器副边包括有M个副边绕组电路、两排切换开关，两排所述切换开关分为2*(M-1)个第一排开关和M-2个第二排开关，所述副边绕组电路的输出端分别连接第一排开关，所述第二排开关与相邻两个副边绕组电路的第一排开关配合连接，通过第一排开关和第二排开关的配合开闭来切换M个副边绕组电路之间的并联或串联，使副边绕组电路的串联级数n在1～M级之间变化。
作为本发明的进一步改进，所述谐振腔由谐振电感Lr、谐振电容Cr、激磁电感Lm构成。主变压器的变比将输出负载折合到原边进行阻抗匹配。
作为本发明的进一步改进，所述原边绕组电路包括场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4、电容C1，所述场效应管Q1的漏极连接输入电压的正极，所述场效应管Q1的源极连接谐振电感Lr的一端，所述场效应管Q4的源极连接输入电压的负极，所述场效应管Q4的漏极连接谐振电容Cr的一端，所述场效应管Q2的源极连接输入电压的负极，所述场效应管Q2的漏极连接谐振电感Lr的一端，所述场效应管Q3的漏极连接输入电压的正极，所述场效应管Q3的源极连接谐振电容Cr的一端，所述谐振电感Lr的另一端连接原边绕组Npri的同名端，所述谐振电容Cr的另一端连接原边绕组Npri的异名端，所述激磁电感Lm与原边绕组Npri并联，所述电容C1与输入电压并联，所述场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4的栅极均连接PWM信号。原边绕组电路运行时，场效应管Q1、谐振电感Lr、激磁电感Lm、原边绕组Npri、谐振电容Cr、场效应管Q4构成一组回路，场效应管Q2、谐振电感Lr、激磁电感Lm、原边绕组Npri、谐振电容Cr、场效应管Q3构成一组回路。
作为本发明的进一步改进，所述切换开关为可控型开关器件，所述可控型开关器件包括开关继电器、MOSFET、三极管、IGBT。切换开关可以采用开关继电器、MOSFET、三极管、IGBT、开关管等，这几种之间可以相互替换，也可以组合使用，但不局限于现有的这几种，任意起到切换开关作用的元件均可作为替代方案。
作为本发明的进一步改进，该电源变换器电路包括开关连通桥，所述第一排开关包括正极第一排开关和负极第一排开关，所述正极第一排开关通过正极输出档位连接输出电压的正极，所述负极第一排开关通过负极输出档位连接输出电压的负极，所述开关连通桥包括正极第一排开关连通档位、负极第一排开关连通档位、第二排开关连通档位，所述正极第一排开关在正极输出档位和正极第一排开关连通档位之间切换，所述负极第一排开关在负极输出档位和负极第一排开关连通档位之间切换，所述第二排开关的一端连通下一层的开关连通桥，所述第二排开关的另一端在断路档位和上一层开关连通桥的第二排开关连通档位之间切换。正极第一排开关、负极第一排开关、第二排开关分别设有两个开关档位，通过在不同档位之间的切换连接，来改变多个副边绕组之间的串并联关系，通过开关对该绕组进行异构，从而改变变压器原副边的变比。
作为本发明的进一步改进，当串联级数n＝1时，M个所述副边绕组电路并联输出，所述正极第一排开关均接入正极输出档位，所述负极第一排开关均接入负极输出档位。整个副边绕组采用并联的方式，确保变压器副边处于并联状态的绕组工作时是均流的，且达到较大的输出电流。
作为本发明的进一步改进，当串联级数n＝M时，M个所述副边绕组电路串联输出，所述正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位，所述负极第一排开关均接入负极第一排开关连通档位，所述第二排开关均接入第二排开关断路档位。整个副边绕组采用串联的方式，确保变压器副边处于串联状态的绕组工作时是均压的，且达到稳定的输出电压。
作为本发明的进一步改进，当串联级数1<n<M时，第1个至第M-n+1个所述副边绕组电路并联输出，其对应的正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位、其负极第一排开关均接入负极输出档位，其之间的第二排开关均接入第二排开关连通档位；第M-n+2个至第M个所述副边绕组电路串联输出，对应的正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位、其负极第一排开关均接入负极第一排开关连通档位，其之间的第二排开关均接入在断路档位。采用串并联的方式，兼并了整体串联和整体并联的效率，并通过开关的切换调节到所需的异构类型。
作为本发明的进一步改进，每个所述副边绕组电路包括副边绕组NM、电容CM、二极管D4(M-1)+1、二极管D4(M-1)+2、二极管D4(M-1)+3、二极管D4(M-1)+4、所述二极管D4(M-1)+1的负极分别连接二极管D4(M-1)+3的负极、电容CM的一端、正极第一排开关，所述二极管D4(M-1)+1的正极分别连接副边绕组NM的同名端、二极管D4(M-1)+2的负极，所述二极管D4(M-1)+2的正极分别连接二极管D4(M-1)+4的正极、电容CM的另一端、负极第一排开关，所述二极管D4(M-1)+3的正极分别连接副边绕组NM的异名端、二极管D4(M-1)+4的负极。副边绕组电路运行时，二极管D4(M-1)+1、副边绕组NM、二极管D4(M-1)+4构成一组回路，二极管D4(M-1)+2、副边绕组NM、二极管D4(M-1)+3构成一组回路。
作为本发明的进一步改进，第1个所述副边绕组电路中二极管D4(M-1)+2的正极直接连接输出电压的负极，第M个所述副边绕组电路中二极管D4(M-1)+1的负极直接连接输出电压的正极。多个副边绕组电路两端分别直接连接输出电源，保证了整个副边绕组电路的连通，避免出现断路情况。
本发明的有益效果是：本电源变换器电路通过对变压器异构的方式来改变谐振型升压变换器的变比，在实现宽输出电压范围的情况下，不需要谐振变换器的工作频率在宽范围变换，即可同时实现宽范围的输出电压和高效率的功率变换。
附图说明
图1是本发明中LLC谐振拓扑开关频率与变比K的示意图；
图2是本发明可重构谐振型宽电压范围的电源变换器的异构示意图；
图3是本发明副边绕组中两个绕组并联的异构电路图；
图4是本发明副边绕组中两个绕组串联的异构电路图；
图5是本发明副边绕组中三个绕组并联的异构电路图；
图6是本发明副边绕组中两个绕组并联后和一个绕组串联的异构电路图；
图7是本发明副边绕组中三个绕组串联的异构电路图；
图8是本发明副边绕组中四个绕组并联的异构电路图；
图9是本发明副边绕组中三个绕组并联后和一个绕组串联的异构电路图；
图10是本发明副边绕组中两个绕组并联后分别和另外两个绕组串联的异构电路图；
图11是本发明副边绕组中四个绕组串联的异构电路图；
图12是本发明副边绕组中两两串联、然后再并联输出结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
谐振型LLC拓扑的开关频率在靠近谐振频率点附近时，能实现高效率功率变换。本发明通过如下改进方式，来实现LLC拓扑在宽电压范围的高效率功率变换：
1.变压器副边绕组拆分成多个绕组；
2.通过开关对该绕组进行异构，从而改变变压器原副边的变比；
3.通过控制副边绕组的一致性，以及绕组间的漏感，加上本发明的变换器异构方式，可确保变压器副边处于并联状态的绕组工作时是均流的，处于串联状态的绕组工作时是均压的。
本发明的目的：根据输出电压的要求，对变压器副边绕组进行切换实现宽电压范围输出，同时让变换器始终工作在谐振频率点附近，从而同时实现高效率的功率变换。
本发明提出了一种可重构变压器的谐振型变换器，通过引入电感、电容谐振网络，可以实现开关管的零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)或者零电流开关(Zero-Current-Switching，ZCS)，从而大幅降低开关损耗。副边变压器绕组及整流方式采用继电器切换异构的方式，可同时实现变换器的宽电压范围输出和高效率变换。
具体的，如图2，该电源变换器电路包括变换器，变换器原边为设有谐振腔的原边绕组电路，变换器副边包括有M个副边绕组电路、两排切换开关，两排切换开关分为2*(M-1)个第一排开关和M-2个第二排开关，副边绕组电路的输出端分别连接第一排开关，第二排开关与相邻两个副边绕组电路的第一排开关配合连接，通过第一排开关和第二排开关的配合开闭来切换M个副边绕组电路之间的并联或串联，使副边绕组电路的串联级数n在1～M级之间变化。
具体的，原边绕组电路包括场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4、电容C1，场效应管Q1的漏极连接输入电压的正极，场效应管Q1的源极连接谐振电感Lr的一端，场效应管Q4的源极连接输入电压的负极，场效应管Q4的漏极连接谐振电容Cr的一端，场效应管Q2的源极连接输入电压的负极，场效应管Q2的漏极连接谐振电感Lr的一端，场效应管Q3的漏极连接输入电压的正极，场效应管Q3的源极连接谐振电容Cr的一端，谐振电感Lr的另一端连接原边绕组Npri的同名端，谐振电容Cr的另一端连接原边绕组Npri的异名端，激磁电感Lm与原边绕组Npri并联，电容C1与输入电压并联，场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4的栅极均连接PWM信号。
切换开关为开关继电器、MOSFET、三极管、IGBT等可控型开关器件。切换开关包括但不局限于开关继电器、MOSFET、三极管、IGBT。通过开关来改变LLC变换器的变压器匝比，在输入输出宽电压范围调节时，依然能让LLC拓扑工作在谐振频率范围。
可重构过程中，该变换器不改变谐振腔的谐振参数，可根据实际情况调整变换器的闭环调节参数来实现全电压范围的闭环稳定性。LLC由原边的谐振电感Lr、谐振电容Cr、激磁电感Lm构成谐振腔，主变压器的变比将输出负载折合到原边进行阻抗匹配。如果LLC变换器副边所有绕组均串联输出，则其电压变比如式(1)所示：
Figure BDA0003228281420000071
上式中
Figure BDA0003228281420000072
为变压器副边单个绕组与原边绕组的匝比。M为变压器副边绕组个数。
该变压器的匝比可通过开关切换的方式来对副边的M个绕组进行异构，从而实现LLC变换器的电压变比
Figure BDA0003228281420000073
大范围的变化。
如图2所示为本发明所提出的变压器异构示意图，变压器副边有M个绕组，编号从下往上分别为N1、N2、…、NM，切换开关分为2排，第一排开关的数量为2*(M-1)个，编号从S11到S1(2*(M-1))；第二排的数量为M-2个，编号从S21到S2(M-2)。当M-1或M-2小于等于0时，表示不用开关。通过这些开关的串并联动作，可以实现变压器副边绕组串联级数(级数用n表示)在1～M级之间变化。变换器输出电压范围为n倍的单个绕组的输出电压范围，即：
Figure BDA0003228281420000074
具体的，如图2，该电源变换器电路包括开关连通桥，第一排开关包括正极第一排开关和负极第一排开关，正极第一排开关通过正极输出档位连接输出电压的正极，负极第一排开关通过负极输出档位连接输出电压的负极，开关连通桥包括正极第一排开关连通档位、负极第一排开关连通档位、第二排开关连通档位，正极第一排开关在正极输出档位和正极第一排开关连通档位之间切换，负极第一排开关在负极输出档位和负极第一排开关连通档位之间切换，第二排开关的一端连通下一层的开关连通桥，第二排开关的另一端在断路档位和上一层开关连通桥的第二排开关连通档位之间切换。
每个副边绕组电路包括副边绕组NM、电容CM、二极管D4(M-1)+1、二极管D4(M-1)+2、二极管D4(M-1)+3、二极管D4(M-1)+4，二极管D4(M-1)+1的负极分别连接二极管D4(M-1)+3的负极、电容CM的一端、正极第一排开关，二极管D4(M-1)+1的正极分别连接副边绕组NM的同名端、二极管D4(M-1)+2的负极，二极管D4(M-1)+2的正极分别连接二极管D4(M-1)+4的正极、电容CM的另一端、负极第一排开关，二极管D4(M-1)+3的正极分别连接副边绕组NM的异名端、二极管D4(M-1)+4的负极。第1个副边绕组电路中二极管D4(M-1)+2的正极直接连接输出电压的负极，第M个副边绕组电路中二极管D4(M-1)+1的负极直接连接输出电压的正极。
如图2，变压器异构方式分为三种情况：
第一：若n＝1，则代表所有的绕组都是并联输出；异构方式为：第一排开关，编号从S11到S1(2*(M-1))全部接到下面的输出。第二排开关，编号从S21到S2((M-2))接到上面或下面的输出均可。
第二：若n＝M，则代表所有的绕组都是串联输出；异构方式为：第一排开关，编号从S11到S1(2*(M-1))全部接到上面的输出。第二排开关，编号从S21到S2(M-2)全部接到下面的输出。
第三：若1<n<M，则变压器副边绕组编号N1到NM-n+1处于并联工作状态，其它绕组处于串联工作状态。异构方式为：第一排开关，编号从S11、S13到S1(2*(M-1)-1)开关全部接到上面的输出，编号从S12、S14到S1(2*(M-n))开关全部接到下面的输出，编号从S1(2*(M-n+1))到S1(2*(M-1))开关全部接到上面的输出。第二排开关，编号从S21到S2(M-n)全部接到上面的输出，编号从S2(M-n+1)到S2(M-2)全部接到下面的输出。
如表1所示为变压器异构调整电压的示例表格，表格列举了输入电压Vin＝100V、变压器副边绕组个数M分别为1、2、3、4时，不同串并联级数情况下输出电压Vout的变化范围。LLC变换器的工作频率在谐振频率点附近变化时，效率最优，工作频率变化较小时K的变化范围取0.8～1.1倍。
Figure BDA0003228281420000091
表1变压器异构调整电压表格
由表1可以看出，变压器副边绕组个数及调整档位越多，通过配置相应的切换开关，可以实现非常宽的输出电压变化范围，即总电压变比倍数
Figure BDA0003228281420000093
越大。可以看出：
在变压器绕组为1个绕组时，仅可实现800V～1100V的电压调节。
在变压器绕组为2个绕组时，通过变压器的异构，可实现400V～1100V的电压调节，中间550V～800V之间有250V断档的电压调节。
在变压器绕组为3个绕组时，通过变压器的异构，可实现320V～1320V的电压调节，中间440V～640V之间有200V断档的电压。
在变压器绕组为4个绕组时，通过变压器的异构，可实现240V～1320V的电压调节，中间330V～480V之间有150V断档的电压调节。
如果让谐振腔的工作频率范围更宽，则K值的变化范围更大，此时输出电压Vout和
Figure BDA0003228281420000092
的变比范围更广。但工作频率离谐振频率点越远，即工作的K值离1越远，效率越低。
为实现变压器副边的绕组可以进行串并联组合，且确保变压器副边处于并联状态的绕组工作时是均流的，处于串联状态的绕组工作时是均压的。在LLC的变压器设计过程中，需要控制副边绕组的一致性，以及绕组间的漏感。
本发明包括以下几种实施方式，下文实施例描述中，所列切换开关采用继电器举例，该发明实施例方案同样适用采用MOSFET、三极管、IGBT等开关的方式。
实施例一：变压器副边两个绕组异构方式。
图3和图4为LLC副边有两个绕组异构的拓扑结构示意图。
图3为两个绕组并联的示意图，通过控制功率继电器S11、S12向下切换，变压器副边的绕组并联输出。此时变压器的原副边绕组匝比变小，适合低输出电压、大输出电流的场合。
图4为两个绕组串联的示意图，通过控制功率继电器S11、S12向上切换，变压器副边的绕组串联输出。此时变压器的原副边绕组匝比变大，适合高输出电压、低输出电流的场合。
实施例二：变压器副边三个绕组异构方式。
图5至图7为LLC副边有三个绕组异构的拓扑结构示意图。
图5为三个绕组并联的示意图，通过控制功率继电器S11、S12、S13、S14向下切换，功率继电器S21的位置上下不要求。可以实现变压器副边三个绕组的并联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的1倍，输出电流为单个绕组输出电流的3倍。
图6为两个绕组并联，然后和一个绕组串联的示意图，通过控制功率继电器S11、S13、S14、S21向上切换，功率继电器S12向下切换，可以实现变压器副边的绕组N1、N2并联输出，该并联输出再和N3串联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的2倍，输出电流为单个绕组输出电流的1倍。
图7为三个绕组串联示意图，通过控制功率继电器S11、S12、S13、S14向上切换，功率继电器S21向下切换，可以实现变压器副边三个绕组的串联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的3倍，输出电流为单个绕组输出电流的1倍。
实施例三：变压器副边四个绕组异构方式。
图8至图11为LLC副边有四个绕组异构的拓扑结构示意图。
图8为四个绕组并联的示意图，通过控制功率继电器S11、S12、S13、S14、S15、S16向下切换，功率继电器S21、S22的位置不要求，此时n＝1。可以实现变压器副边四个绕组的并联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的1倍，输出电流为单个绕组输出电流的4倍。
图9为三个绕组并联(N1、N2、N3)，然后再和1个绕组(N4)串联的示意图，此时n＝2，通过控制功率继电器S11、S13、S15、S16向上切换，功率继电器S12、S14向下切换，功率继电器S21、S22向上切换，可以实现变压器副边的绕组N1、N2、N3并联输出，该并联输出再和N4串联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的2倍，输出电流为单个绕组输出电流的1倍。
图10为两个绕组(N1、N2)并联，然后分别和另外2个绕组(N3、N4)串联的示意图，此时n＝3，通过控制功率继电器S11、S13、S14、S15、S16向上切换，功率继电器S12向下切换，功率继电器S21向上切换，功率继电器S22向下切换，可以实现变压器副边的绕组N1、N2并联输出，该并联输出再分别和N3、N4串联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的3倍，输出电流为单个绕组输出电流的1倍。
图11为四个绕组串联的示意图，通过控制功率继电器S11、S12、S13、S14、S15、S16向上切换，功率继电器S21、S22向下切换，此时n＝4。可以实现变压器副边四个绕组的串联输出。此时变换器的输出电压为单个绕组输出电压的4倍，输出电流为单个绕组输出电流的1倍。
实施例四：变压器副边绕组其它的异构方式。
实施例三的四个绕组异构方式中，可以看到只有图8所示的四个绕组并联时输出电流为单个绕组输出电流的4倍，其它异构方式仅仅是电压变化，而输出电流限制在1个绕组的输出电流值。这是因为短板效应：虽然有并联的绕组可以提供更多的电流，但是在串联情况下，最大输出电流限制在串联环节里单个绕组的输出电流值。
如图12所示为四个绕组的另外一种变压器异构示意图，通过控制功率继电器S11、S12、S15、S16向上切换，S13、S14向下切换，S21、S22向下切换，可以实现变压器副边两个绕组(N1与N2、N3与N4)分别串联，再并联输出，此时n＝2，变换器的输出电压为单个绕组输出电压的2倍，输出电流为单个绕组输出电流的2倍。
因此对图2所示的异构型变换器，可以通过对功率继电器的组合实现对变压器副边绕组的更多组合，在扩充输出电压范围时，同时扩充输出电流的范围。通过增加更多的开关继电器，可是实现更多的组合方式，这些变化也在本发明的设计意图内。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，包括变换器，所述变换器原边为设有谐振腔的原边绕组电路，所述变换器副边包括有M个副边绕组电路、两排切换开关，两排所述切换开关分为2*(M-1)个第一排开关和M-2个第二排开关，所述副边绕组电路的输出端分别连接第一排开关，所述第二排开关与相邻两个副边绕组电路的第一排开关配合连接，通过第一排开关和第二排开关的配合开闭来切换M个副边绕组电路之间的并联或串联，使副边绕组电路的串联级数n在1～M级之间变化。
2.根据权利要求1所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，所述谐振腔由谐振电感Lr、谐振电容Cr、激磁电感Lm构成。
3.根据权利要求2所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，所述原边绕组电路包括场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4、电容C1，所述场效应管Q1的漏极连接输入电压的正极，所述场效应管Q1的源极连接谐振电感Lr的一端，所述场效应管Q4的源极连接输入电压的负极，所述场效应管Q4的漏极连接谐振电容Cr的一端，所述场效应管Q2的源极连接输入电压的负极，所述场效应管Q2的漏极连接谐振电感Lr的一端，所述场效应管Q3的漏极连接输入电压的正极，所述场效应管Q3的源极连接谐振电容Cr的一端，所述谐振电感Lr的另一端连接原边绕组Npri的同名端，所述谐振电容Cr的另一端连接原边绕组Npri的异名端，所述激磁电感Lm与原边绕组Npri并联，所述电容C1与输入电压并联，所述场效应管Q1、场效应管Q2、场效应管Q3、场效应管Q4的栅极均连接PWM信号。
4.根据权利要求1所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，所述切换开关为可控型开关器件，所述可控型开关器件包括开关继电器、MOSFET、三极管、IGBT。
5.根据权利要求1所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，包括开关连通桥，所述第一排开关包括正极第一排开关和负极第一排开关，所述正极第一排开关通过正极输出档位连接输出电压的正极，所述负极第一排开关通过负极输出档位连接输出电压的负极，所述开关连通桥包括正极第一排开关连通档位、负极第一排开关连通档位、第二排开关连通档位，所述正极第一排开关在正极输出档位和正极第一排开关连通档位之间切换，所述负极第一排开关在负极输出档位和负极第一排开关连通档位之间切换，所述第二排开关的一端连通下一层的开关连通桥，所述第二排开关的另一端在断路档位和上一层开关连通桥的第二排开关连通档位之间切换。
6.根据权利要求5所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，当串联级数n＝1时，M个所述副边绕组电路并联输出，所述正极第一排开关均接入正极输出档位，所述负极第一排开关均接入负极输出档位。
7.根据权利要求5所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，当串联级数n＝M时，M个所述副边绕组电路串联输出，所述正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位，所述负极第一排开关均接入负极第一排开关连通档位，所述第二排开关均接入第二排开关断路档位。
8.根据权利要求5所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，当串联级数1<n<M时，第1个至第M-n+1个所述副边绕组电路并联输出，其对应的正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位、其负极第一排开关均接入负极输出档位，其之间的第二排开关均接入第二排开关连通档位；第M-n+2个至第M个所述副边绕组电路串联输出，对应的正极第一排开关均接入正极第一排开关连通档位、其负极第一排开关均接入负极第一排开关连通档位，其之间的第二排开关均接入在断路档位。
9.根据权利要求5所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，每个所述副边绕组电路包括副边绕组NM、电容CM、二极管D4(M-1)+1、二极管D4(M-1)+2、二极管D4(M-1)+3、二极管D4(M-1)+4，所述二极管D4(M-1)+1的负极分别连接二极管D4(M-1)+3的负极、电容CM的一端、正极第一排开关，所述二极管D4(M-1)+1的正极分别连接副边绕组NM的同名端、二极管D4(M-1)+2的负极，所述二极管D4(M-1)+2的正极分别连接二极管D4(M-1)+4的正极、电容CM的另一端、负极第一排开关，所述二极管D4(M-1)+3的正极分别连接副边绕组NM的异名端、二极管D4(M-1)+4的负极。
10.根据权利要求9所述可重构谐振型宽电压范围的电源变换器电路，其特征在于，第1个所述副边绕组电路中二极管D4(M-1)+2的正极直接连接输出电压的负极，第M个所述副边绕组电路中二极管D4(M-1)+1的负极直接连接输出电压的正极。
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