CN113875160A - 用于超宽带（uwb）接收器的方法和*** - Google Patents

用于超宽带（uwb）接收器的方法和*** Download PDF

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Abstract

超宽带(UWB)无线技术在很宽的频谱上在短距离内以非常低的功率传输作为调制编码脉冲的数字数据。因此，发明人已经建立了UWB设备，其容纳并适应所实现的电子器件、硬件、固件和软件内的不精确性、错误或问题。有益地，UWB接收器可以容纳它们的频率源和发射器之间的绝对频率的偏移，容纳由锁相环和/或由远程发射器和本地接收器的相对时钟频率偏移引起的漂移。UWB设备还可以采用调制编码方案，该方案提供了关于功率、发射的每个脉冲的数据位以及在更高输出功率下的使能操作的增加的效率，同时符合监管发射要求。此外，UWB设备可以以不限于这些设备内采用的低频主时钟的范围/精度来支持测距功能，从而能够以超低功耗进行操作。

Description

用于超宽带（UWB）接收器的方法和***
技术领域
本申请要求于2019年3月18日提交的名称为“用于超宽带(UWB)接收器的方法和***(Methods and Systems for Ultra Wideband(UWB)Receivers)”的美国临时专利申请62/819,834的优先权的权益，该专利申请的全部内容通过引用并入本文。
本发明涉及超宽带无线通信***，并且更具体地涉及用于此类超宽带无线通信***的超宽带接收器。
背景技术
超宽带(UWB)技术是在很宽的频谱上在短距离内以非常低的功率传输作为调制编码脉冲的大量数字数据的无线技术。此类基于脉冲的传输是使用正弦波进行传输的替代方案，该正弦波随后被打开或关闭以呈现数字状态，如在诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE802.15无线个人区域网(PAN)、IEEE 802.16 (WiMAX)、通用移动电信***(UMTS)、全球移动通信***(GSM)、通用分组无线业务(GPRS)以及那些接入工业、科学和医用(ISM)频带的网络和国际移动远程通信2000(IMT-2000)的当今无线通信标准和***中所采用的。
UWB***非常适合于各种环境中的短距离应用，诸如图1中所描述的环境，包括由第一住宅环境110所例示的***和设备互连、由第二住宅环境120 所例示的传感器网络、由工业环境130所例示的控制和通信、由医学成像150 所例示的医学***以及由个人区域网(PAN)140所例示的PAN。由于监管机构允许的低发射水平，此类UWB***倾向于短距离室内应用，但是很显而易见的是，在放宽此类监管限制和/或不存在此类监管限制的情况下可以考虑多种其他应用，从而解决例如个人、电子设备、控制中心和电子***之间通信的军事和民用需求。
因此，对于UWB发射器、UWB接收器和UWB收发器有益的是容纳并适应所实施的电子器件、硬件、固件和软件内通常称为不准确性、误差或问题。
因此，对于接收器有益的是容纳它们的频率源与发射器内的频率源之间的绝对频率偏移。
对于UWB无线电进一步有益的是采用调制编码方案，该调制编码方案在功率、发射的每个脉冲的数据位以及在较高的输出功率下能够运行的方面更有效同时符合法规发射要求。
对于UWB接收器进一步有益的是容纳由锁相环和/或由远程发射器和本地接收器的相对时钟频率偏移引起的它们自己的电子器件内的漂移。
对于UWB设备进一步有益的是支持一定范围上的测距功能并具有不受这些设备内采用的低频主时钟限制的精度以使它们能够以超低功耗运行。
在结合附图阅读本发明的具体实施例的以下描述时，本发明的其他方面和特征对于本领域普通技术人员将变得明显。
发明内容
本发明的目的是减轻现有技术中关于超宽带无线通信***、更具体地关于用于这种超宽带无线通信***的超宽带接收器的限制。
根据本发明的实施例，提供了一种UWB接收器，包括:
天线，用于接收无线信号并且耦接到信号处理电路；和
信号处理电路包括:
RF前端电路，包括:
第一放大器，耦接到天线；
第一滤波器，耦接到第一放大器的输出端；和
混频器，耦接到第一滤波器的输出端并接收时钟信号；
第一中频处理电路和第二中频处理电路，各自耦接到混频器的同相输出端口和正交输出端口中的一者；
求和电路，耦接到第一中频处理电路和第二中频处理电路内的第一平方电路的输出端；和
第三中频处理电路，耦接到求和电路的输出端。
根据本发明的实施例，提供了一种UWB接收器，包括:
天线，用于接收无线信号并且耦接到信号处理电路；和
信号处理电路包括:
RF前端电路，包括:
第一放大器，耦接到天线；
第一滤波器，耦接到第一放大器的输出端；和
混频器，耦接到第一滤波器的输出端并接收时钟信号；
第一中频处理电路，耦接到混频器的同相输出端口；
第二中频处理电路，耦接到混频器的正交输出端口；
第三中频处理电路，耦接到第一中频处理电路的输出端；和
第四中频处理电路，耦接到第二中频处理电路的输出端。
根据本发明的实施例，提供了一种用于发射编码数据的方法，包括将至少第一脉冲N位符号与第二脉冲N位符号合并以生成R脉冲2N位编码束脉冲调制(EDPM)符号，其中，R和N是大于或等于2的正整数。
根据本发明的实施例，提供了一种用于发射编码数据的方法，包括:
接收待发射的M位数据；
建立用于发射M位数据的M位编码方案；
根据M位数据生成用于发射的脉冲束；和
将脉冲束发射到2M个时隙的时隙中。
根据本发明的实施例，提供了一种用于发射编码数据的方法，包括:
接收待发射的数字数据；
对待发射的数字数据进行编码；
确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量是否超过预定阈值；
在确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量超过预定阈值时，将已编码数据反相以生成用于发射的数据；
在确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量未超过预定阈值时，使用已编码数据生成用于发射的数据；
提供用于发射的数据分组的第一部分，所述第一部分定义已编码数据是否已被反相；
提供用于发射的数据作为用于发射的数据分组的第二部分。
根据本发明的实施例，提供了一种时钟控制器，包括:
第一输入端口，用于接收符号时钟；
第二输入端口，用于接收符号时钟的延迟版本；
第三输入端口，用于从控制器接收移除时钟脉冲信号，所述控制器形成还包括所述时钟控制器的无线设备的一部分；
第四输入端口，用于从控制器接收添加时钟脉冲信号；
第一输出端口，用于根据符号时钟、添加时钟脉冲信号和移除时钟脉冲信号为无线设备生成第二符号信号；和
第二输出端口，用于至少根据添加时钟脉冲信号生成符号信号。
根据本发明的实施例，提供了一种时钟控制器，包括:
向控制器提供第一符号时钟；和
提供控制器，控制器用于根据同步数字输入确定何时将额外时钟脉冲***由控制器从第一符号时钟生成的第二符号时钟以及何时从第二符号时钟移除或抑制时钟脉冲。
根据本发明的实施例，提供了一种方法，包括:
提供接收待解码的第一数据的无线接收器；
为形成无线接收器的一部分的基于能量的检测器建立多个积分窗口中的第一积分窗口，基于能量的检测器处理所接收的第一数据，从所接收的第一数据解码第二数据；
处理第一积分窗口的所接收的第一数据内的最后N个“0”的模数转换器 (ADC)代码值和第一积分窗口的所接收的第一数据内的最后N个“1”的ADC 代码值，以生成所接收的信噪比的第一粗略度量；
为多个积分窗口中的第二积分窗口建立所接收的信噪比的第二粗略度量，多个积分窗口中的第二积分窗口是在多个积分窗口中的第一积分窗口之前的积分窗口；
为多个积分窗口中的第三积分窗口建立所接收的信噪比的第三粗略度量，多个积分窗口中的第三积分窗口是多个积分窗口中的第一积分窗口的后续积分窗口；
根据所接收的信噪比的第一粗略度量、所接收的信噪比的第二粗略度量和所接收的信噪比的第三粗略度量，确定是否为基于能量的检测器从多个积分窗口中的第一积分窗口到多个积分窗口中的第二积分窗口或到多个积分窗口中的第三积分窗口数字化地选择不同的当前积分窗口。
根据本发明的实施例，提供了一种方法，包括:
在第二节点处建立与从第一节点接收的第一无线信号相关的第一相位；
建立由第一节点从第二节点接收的第二无线信号的第二相位；
根据第一相位的平均值和第二相位的平均值建立结果；
建立与在第一节点和第二节点之间传播的无线信号的飞行时间有关的相位；
针对形成第二节点的一部分的第一接收器内的第一延迟和形成第一节点的一部分的第二接收器内的第二延迟校正与飞行时间有关的相位；
根据与飞行时间有关的相位、与发射第一无线信号的预定点和接收第二无线信号的预定点之间的时间有关的整数个延迟时钟周期建立距离。
通过结合附图回顾本发明的具体实施例的以下描述，本发明的其它方面和特征对于本领域普通技术人员将变得明显。
附图说明
现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的实施例，其中:
图1描绘了根据本发明实施例的UWB发射器、接收器和***的应用；
图2描绘了根据本发明实施例的UWB发射器的框图；
图3A描绘了根据本发明实施例的支持双相相位加扰的UWB发射器的框图；
图3B描绘了根据本发明实施例的采用动态可配置和可编程脉冲序列的 UWB发射器的框图；
图3C示意性地描绘了根据本发明实施例的多脉冲符号UWB协议；
图4描绘了根据本发明实施例的UWB接收器的框图；
图5描绘了根据本发明实施例的UWB接收器/收发器的接收器电路示意图；
图6描绘了根据本发明实施例的UWB收发器的电路示意图；
图7A描绘了根据本发明实施例的UWB接收器的电路示意图；
图7B描绘了根据本发明实施例的UWB接收器的电路示意图；
图8描绘了根据本发明实施例的4位双PPM编码方案的示例；
图9描绘了现有技术编码方案和根据本发明实施例的新编码方案的比较；
图10描绘了根据本发明实施例的5位双PPM编码方案的示例；
图11描绘了根据本发明实施例的时钟脉冲控制器的示意性电路；
图12描绘了根据本发明实施例的具有和不具有数字相位跟踪的UWB 接收器的时钟漂移容限；
图13示意性地描绘了根据本发明实施例的符号/模式信息(积分窗口能量分布)的数据交换以传送接收的信号相位；
图14描绘了根据本发明实施例的能量检测，如图14所描绘的，每个积分窗口采用2个累加器，其中对于指示测距信号的相位延迟的特定测距脉冲模式，累加器#1不显示出显著相关性，而累加器#2显示出显著相关性；
图15描绘了根据本发明实施例的关于距离确定的平均，在时间维度上采用公共质心策略进行平均，以获得改进的精度(尤其是针对线性时钟漂移)；
图16和图17描绘了根据本发明实施例的两步骤测距过程，其中发射测距信号，并且在已知位数之后，发射器改变发射模式以仅发射中心脉冲，其中N 路径滤波器被临时禁用，使得积分窗口在估计的信号相位周围收缩；和
图18描绘了根据本发明实施例的关于在前导码模式上通过累加器进行的接收器和发射器侧处理的示意图。
具体实施方式
本发明涉及一种超宽带无线通信***，更具体地涉及用于这种超宽带无线通信***的超宽带接收器。
后面的描述仅提供示例性实施例，并不旨在限制本公开的范围、适用性或配置。相反，后面对示例性实施例的描述将向本领域技术人员提供用于实现示例性实施例的使能性描述。应当理解的是，在不脱离所附权利要求书中所阐述的精神和范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。
0.脉冲无线电超宽带***
如上所述，上述UWB提供许多潜在的优势，诸如高数据速率、低成本实现以及低发射功率、测距、多径抗扰性和低干扰。美国联邦通信委员会(FCC) 关于UWB的法规为室内UWB无线通信***保留了3.1GHz和10.6GHz之间的未授权频段，其中低调节发射功率允许此类UWB***与其他已授权和未授权的窄带***共存。因此，可以更有效地利用有限的频谱资源。另一方面，具有其超宽带宽的UWB***对于短距离应用的容量远高于当前的窄带***。实现 UWB通信的两种可能技术是脉冲无线电(IR)UWB和多载波或多带(MB) UWB。IR-UWB利用超短(纳秒量级)脉冲的传输，但是某些情况下是为了增加处理增益，多于一个的脉冲代表一个符号。相反，MB-UWB***使用正交频分复用(OFDM)技术在子带中的每个子带上传输信息。尽管OFDM具有若干理想的特性，包括高频谱效率、对射频和多径干扰的鲁棒性。但是，它具有若干缺点，诸如上变频和下变频，需要混频器及其相关联的高功耗，并且对频率、时钟和相位的不准确性非常敏感。类似地，非线性放大破坏了OFDM的正交性。因此，MB-UWB不适合于低功率和低成本的应用。
相比之下，IR-UWB具有若干优点，包括若干千兆赫兹频谱的未授权使用，提供频谱使用的极大的灵活性，并且自适应收发器设计可以用于根据数据速率、操作范围、可用功率、所需服务质量和用户偏好来优化***性能。此外，在非常短距离上进行多Gb/s数据速率传输是可能的，并且由于IR-UWB内的超短脉冲，它对多径干扰有很强的鲁棒性，并且在一些实现中，可以在接收器处解析更多的多径分量，从而产生更高的性能。此外，超短脉冲支持亚厘米级测距，同时缺乏上变频和下变频允许降低实现成本和较低功率收发器实现。有益的是，超短脉冲和低功率传输使得IR-UWB通信难以被窃听。
如下文参照图2和图3中关于本发明的实施例所述的IR-UWB发射器分别利用脉冲发生器以及之后的按需振荡器，以便从所产生的脉冲对脉冲进行上变频，同时避免对单独混频器的需求。通过可在标准CMOS逻辑中实现，脉冲发生器和按需振荡器均可数字调谐，以便提供对脉冲带宽和中心频率的控制。此外，通过利用用于按需振荡器的数字控制环形振荡器，IR-UWB发射器被设计成允许在脉冲重复率(PRR)的量级上非常快速的频率调整。有利地，该技术在频谱可配置性方面提供与MB-OFDM相同的优点，这是通过使用跳频方案顺序地改变发射频谱而实现的，同时保持IR-UWB的优点。此外，通过提供具有与开-关移位键控(OOK)调制相结合的快速上电时间的高级占空比，根据本发明的实施例的IR-UWB通过利用UWB符号的低占空比和仅一半符号需要发送能量而允许显著降低功耗。
除了定义UWB***的工作频率范围之外，不同的监管机构都为UWB 通信指定并执行特定的功率谱密度(PSD)掩码。可以针对本发明的实施例采用的PSD掩码是FCC掩码，对于该掩码，下面的表1总结了3100MHz-10600MHz (3.1GHz-10.6GHz)范围的掩码数据。
Figure BDA0003269388980000081
表1:不同频带下室内和室外FCC掩码
因此，很明显，3.1GHz-10.6GHz频率范围内的-41.3dB/MHz的上限与为不干扰其它无线电而对给定频率的无意辐射施加的限值相同。基本上，对于给定频率，UWB无线电在允许的噪声水平下工作，这在Ep、每脉冲的发射能量、最大频谱功率S、带宽B、比特率Rb和每比特的脉冲数Nppb之间产生公式(1) 中所呈现的关系。
Ep·Nppb·Rb≤S·B (1)
IEEE已经发布了用于个人区域网(IEEE 802.15.4a-2007)、体域网(IEEE802.15.4a-2007)和射频识别(IEEE 802.15.4f-2012)中的UWB无线电的物理层 (PHY)的一些标准。这些标准主要使用相对较大的脉冲，从而产生相对较窄的带宽，该带宽被上变频到特定的中心频率，以便填充预定的信道。数据采用脉冲位置调制(PPM)进行编码，双相移键控(BPSK)用于编码冗余数据。每一位由根据目标数据速率进行相位加扰的一个或多个脉冲组成。这些标准允许在信道可用性和数据速率方面具有相当大的灵活性。该标准还定义了数据包的前导码、报头和测距协议。
这些IEEE标准在设计时考虑到多个用户，使用不同的信道来传输数据，从而对脉冲带宽施加严格的约束，并限制了传输的能量。关于非标准发射器的现有技术试图通过使用窄脉冲来更好地利用可用频谱，因此具有更大的带宽，从而根据公式(1)增加最大发射能量。因此，这些发射器是非标准的，并且还针对不同的数据速率、频率、脉宽等设计。此外，它们还使用各种编码方案，最值得注意的是PPM、OOK或BPSK。
在下面描述的工作中，发明人已经建立了关于UWB***、UWB发射器和基于能量的UWB接收器的改进，这些改进能够产生和适应各种IR-UWB 脉冲和位编码方案，从而支持来自符合IEEE标准以及非标准两者的IR-UWB发射器的通信。这些改进是针对UWB发射器、UWB接收器、UWB收发器和UWB ***进行的，诸如发明人在以下文献中描述和描绘的：WO/2019/000075UWB“高能效超宽带脉冲无线电***和方法”(2018年6月29日提交的 PCT/CA2018/000,135)；WO 2016/191851“具有可扩展数据速率的频谱高效和高能效超宽带脉冲无线电的***和方法”(2016年5月31日提交的 PCT/CA2016/000,161)；和WO/2015/103,692“与包括动态频率和带宽跳变的超宽带广播有关的***和方法”(2015年1月7日提交的PCT/CA2015/000,007)。
1.IR-UWB发射器电路
参考图2，示意性地描绘了根据本发明实施例的IR-UWB发射器200的示例性架构，其由五个主块加上天线组成。首先，当来自于与门210的数据信号基于提供给与门210的控制信号为高电平时，脉冲发生器230以时钟间隔产生可编程脉冲。然后，来自脉冲发生器230的脉冲被可编程多环数字控制环形振荡器(DCRO)240上变频。然后，来自DCRO240的输出耦接到可变增益放大器(VGA)250，以便补偿脉冲幅度的任何频率依赖性。最后，驱动器260向天线270馈电，从而克服典型的封装寄生效应，诸如由于将收发器封装在四方扁平无引线(QFN)封装件内而产生的寄生效应。为了进一步减少根据本发明的实施例的IR-UWB发射器(IR-UWB-Tx)200的功耗，功率循环控制器220 在数据信号为低电平时动态地接通或断开这些功能块。
现在参考图3A，示意性地描绘了根据本发明实施例的支持双相相位加扰的示例性IR-UWB发射器的框图300。与图2中的用于根据本发明的实施例的 IR-UWB的没有双相相移的IR-UWB发射器200相比，双相相移IR-UWB (BPS-IR-UWB)发射器不是由五个主块加上天线组成，而是包括6个主块。首先，当来自于与门310的数据信号基于提供给与门310的控制信号为高电平时，脉冲发生器330以时钟间隔产生可编程脉冲。然后利用可编程多环数字控制环形振荡器(DCRO)340对来自脉冲发生器330的脉冲进行上变频。然后，来自 DCRO 340的输出耦接到双输出放大器(VGA)350，以便补偿脉冲幅度的任何频率依赖性，并且还产生耦接到开关360的双相移输出信号，该开关在施加到开关360的开关控制信号“S”的作用下选择将两个信号中的一个耦接到输出功率放大器(驱动器)380。注意，可以通过影响DCRO 340的启动条件来实现类似的相位选择方案，以便提供两个相位。这将以在DCRO 340上增加控制启动条件控制信号为代价而排除对开关360的需要。
输出功率放大器380向天线370馈电，从而克服典型的封装寄生效应，诸如由于将收发器封装在四方扁平无引线(QFN)封装件内而产生的寄生效应。为了减少根据本发明实施例的由框图300表示的BPS-IR-UWB发射器的功耗，功率循环控制器320在数据信号“PC”为低电平时动态地接通或断开这些功能块。因此，根据本发明实施例的BPS-IR-UWB发射器基于施加到开关360的控制信号“S”发射具有或不具有相移的脉冲。如果现在从随机数据发生器或伪随机数据发生器馈送该控制信号，则耦接到BPS-IR-UWB发射器的天线的所得脉冲将被伪随机或随机相移。
现在参考图3B，示意性地描绘了根据本发明实施例的示例性IR-UWB 发射器的框图3000。如所描绘的，脉冲模式块3010保持用于表示当前符号的脉冲的配置。由延迟锁定环(DLL)3030根据符号速率时钟(即，20MHz)生成多个相位。每个时钟相位的上升沿表示符号脉冲束中的一个脉冲的开始。多路复用器3020由时钟相位的边沿触发，并从脉冲模式块3010中选择当前脉冲的配置。脉冲发生器(Pulser，脉冲发生器)3050产生具有由多路复用器3020设置的脉冲宽度的脉冲，并且启用数字控制振荡器(DCO)3040和功率放大器(PA)3060。当启用时，DCO 3040产生频率由多路复用器3020设置的高斯形状脉冲，该脉冲随后由PA 3060放大并由天线3070辐射。
因此，脉冲模式块3010为符号或符号序列建立脉冲。以这种方式，更新脉冲模式块3010调整用于每个符号的脉冲序列，并且因此，可以基于一个或多个因素来动态更新脉冲模式块3010，所述一个或多个因素包括但不限于网络环境数据、预定序列、日期、时间、地理位置、接收信号的信噪比(SNR)和监管掩码。
参考图3C，示意性地描绘了根据本发明实施例的多脉冲符号UWB协议。参考第一图像3100A，描绘了包括一系列子脉冲3160A至3160C的位3160，每个子脉冲处于频率f1；f2；f3。因此，符号(位3160)的多脉冲频谱3180被描绘在第二图像3100B中，其通过将子脉冲3160A至3160C的各个脉冲频谱相加而概念性地获得(为了清楚起见，省略了相位加扰)，这与单脉冲现有技术方法相比，在增加总符号持续时间的同时增加带宽，同时保持UWB掩码3120以下的最大功率。这允许符号能量最大化，同时放宽接收器所需的定时要求和同步水平。具有不同参数组的任意数量的脉冲可以包括在束内，以使脉冲频谱定制为符合给定的要求。
2.IR-UWB接收器
参考图4，示意性地描绘了根据本发明的实施例的IR-UWB接收器400 的架构。因此，来自IR-UWB发射器的信号经由天线410被接收并耦接到低噪声放大器(LNA)420，然后是耦接到第一放大器430，其中所得信号由平方电路440平方，以便评估信号中能量的量。然后，平方电路440的输出被第二放大器450放大，被积分电路460积分，并由闪存ADC 470评估以生成输出信号。还描绘了功率循环控制器480，其以与图2中IR-UWB发射器200的功率循环控制器220类似的方式，分别动态地对LNA 420、第一放大器430和第二放大器 450、平方电路440和闪存ADC 470上电和断电，以根据电路要求进一步降低功耗。
参考图5，描绘了根据本发明实施例的接收器500的示意图。来自天线 510的RF信号最初由低噪声放大器(LNA)520放大，然后被传递到两级RF 放大器(AMP1)530。第一平方混频器(MIX1)540将信号与自身相乘以转换为中频(IF)。三级可变增益放大器(VGA)550进一步放大信号并实现带通滤波器功能。然后，VGA550输出耦接到第二平方混频器(MIX2)560，该第二平方混频器将信号下变频到基带频率。并联积分器(INT1和INT2)对信号能量进行求和，信号能量由数字处理器(为清楚起见未描绘出)内的模数转换器(ADC1 和ADC2)进行数字化。
3.IR-UWB接收器
如WO/2019/000075和WO 2016/191851中所述，发明人通过建立定制集成DC/DC转换器和占空比收发器电路，建立了从睡眠模式开始的毫秒范围启动时间和从空闲模式开始的微秒范围启动时间的设计参数，所述定制集成 DC/DC转换器和占空比收发器电路能够在低(1kbps)和中等数据速率(10Mbps) 下实现快速电路启动/关闭以获得最佳功耗。
为了保持良好的能量效率，总UWB收发器的元件(诸如根据本发明的实施例的图6中的收发器600所描绘的)已经被设计用于低静态睡眠电流和快速启动/睡眠时间。参考图6，电池(3.0V≤VBATT≤3.6V)(为清楚起见未描绘出) 为低频晶体振荡器615、睡眠计数器620和带隙基准610供电，尽管带隙基准 610可以在本发明的其它实施例中进行占空比而不改变所要求保护的发明的范围，但低频晶体振荡器、睡眠计数器和带隙基准全部通常总是可操作的。它们的功耗将***的最小功耗限制在亚微瓦级。当***不处于睡眠模式时，集成降压DC-DC转换器605由电池供电，并且这以高转换效率向***的其余部分提供电源电压。DC-DC转换器605的启动时间为若干符号周期的量级，以便使得浪费的能量最小化。在睡眠周期之间，PLL 655激活以为***提供基本时钟。接收器625和DLL 660具有专用的断电控制器并且仅在帧发射/接收期间被激活。此外，发射器还通过其全数字架构进行功率循环，该全数字架构未描述为具有单独的控制器。由于基本时钟较低(例如20MHz)，数字合成模块的功耗较低。
原则上，功率循环收发器实现功耗随数据速率线性缩放，从而实现恒定的能量效率。在固定帧大小的情况下，通过调整睡眠周期的长度来获得多个数据速率，其中可达到的最大数据速率由帧本身中的符号速率确定。为了保存能量效率，睡眠期间的功耗必须低于平均功耗。对于高数据速率，当PLL的功耗不会显著降低整体效率时，不需要PLL断电。对于低数据速率，除带隙基准、晶体振荡器和睡眠计数器外，整个***都可以在睡眠模式期间关闭。在这种情况下，PLL的毫秒范围启动时间与睡眠周期相比可能微不足道，并且整体效率也不会显著下降。
如所描绘的，UWB收发器600还包括接收/发射开关690，该接收/发射开关耦接到天线，以分别在发射和接收期间选择性地将发射器6000或接收器625 耦接到天线。UWB收发器600还包括频谱配置电路665(等同于图3B中发射器3000中的脉冲模式3010)、PHY处理电路650、链路控制器645、缓冲器和接口电路640以及PHY格式化电路635。UWB收发器600经由链路控制器645 与客户端605通信。这样，链路控制器645例如可以使用有线协议与客户端605通信。
4.用于UWB接收器的不确定的IF接收器
参考图7A，描绘了根据本发明的实施例的UWB接收器700A，允许UWB 接收器700A检测由天线705接收的脉冲，该脉冲已经由根据本发明的实施例的发射器发射。因此，天线接收脉冲化UWB信号，该信号由根据例如具有±2ns 脉冲宽度的快速包络而脉冲化的载波信号组成。该接收的信号最初耦接到低噪声放大器(LNA)710，该低噪声放大器放大该信号，其中放大的信号由第一滤波器715进行带通滤波以抑制带外干扰。可选地，其它放大器可以在混频器720 之前存在于该RF级。例如，第一滤波器715可以是带通滤波器。可选地，LNA 710和第一滤波器715可以是可调谐LNA，以执行对当前使用的一个子带(或多个子带)的滤波，以便改善噪声性能。
接下来，同相正交混频器720将接收到的经滤波和放大的信号与方波时钟(squareclock)相乘，从而将脉冲下变频到不确定的中频IF1，其中IF1频率是脉冲载波频率与时钟频率之间的差。由于UWB接收器700A是能量接收器，因此需要正交的路径(异相90度)，使得在根据RF信号和时钟之间的相位差在两个路径之间分离同相信号I和正交信号Q的情况下，脉冲的总能量被保存。即使UWB接收器700A不是能量接收器，也需要两个路径来避免使用单个路径 I或Q并且接收的RF信号和时钟异相以在单个路径中不产生信号的情况。
I臂和Q臂内的IF1信号分别由第一信号处理电路740和第二信号处理电路750处理。这些信号处理电路中的每个包括放大器725，使得经混频和下变频的IF1信号被放大，并且这些信号随后被第二滤波器730滤波，所述第二滤波器例如是根据UWB频带而建立的锐化低通滤波器或带通滤波器。在本发明的实施例中，UWB可以是全频带或更宽频带的预定部分。例如，考虑到根据FCC 法规的ISM频带，则全频带可以是3.1GHZ至10.6GHZ，或者它可以是其预定部分。可选地，在本发明的一些实施例中，发射器可以根据序列而循环通过频带的多个子频带，其中子频带可以例如是500MHz，其中循环序列是整个频带内的定义数量的子频带(例如3.1GHz和10.6GHz之间的FCC规定的未授权频带)，例如4、8、16或另一整数。因此，接收器采用具有覆盖全频带或者子频带的带宽的滤波器。当滤波器带宽是子频带时，则发射器可在同步过程内传送初始序列，并更新前导码中的序列以使接收器与发射器对齐。可选地，滤波器可以是采用N路径技术或其它可重新配置滤波技术的可重新配置滤波器。
根据本发明实施例的该方法允许在总体较宽频带内的定义子频带序列内的多个UWB信号，使得接收器在小带宽上而不是在发射器和接收器可以在其上操作的全带宽上操作。因此，在本发明的实施例中，根据频带序列动态地设置或选择滤波器。替代地，在利用非带化发射器和接收器的本发明的其它实施例中，可以建立第二滤波器730以使全下变频带宽通过。
然后通过第一平方器735执行的平方运算对每个第二滤波器730的输出进行平方，以便提取该路径上的瞬时功率。分别来自第一信号处理电路740和第二信号处理电路750的输出由求和电路745求和为总瞬时功率。然后将求和电路745的输出耦接到放大级755。然后，该放大信号由第三滤波器760进行滤波，由第二平方器765执行的平方运算进行平方，然后由积分器770进行积分。放大级755、第三滤波器760、第二平方器765和积分器770形成第三信号处理电路780。
来自求和电路745的信号跟随去除了RF载波的脉冲信号的包络。因此，在不知道确切的脉冲载波频率的情况下，仍可以在应用锐化滤波的同时接收信号。第一信号处理电路740和第二信号处理电路750中的每个内的放大器以及第三信号处理电路780的放大器可以是固定增益放大器或可变增益放大器。在采用可变增益的本发明实施例中，则可以采用可变增益来将信号放大到全强度，这与带通滤波结合允许去除窄带干扰信号。
现在参考图7B，描绘了根据本发明的实施例的UWB接收器700B。在天线705处接收的无线信号最初耦接到低噪声放大器710，低噪声放大器放大该信号，其中放大的信号由第一滤波器715进行带通滤波以抑制带外干扰。可选地，其它放大器可以在混频器720之前存在于该RF级。例如，第一滤波器715 可以是带通滤波器。
接下来，同相正交混频器720将接收到的经滤波和放大的信号与方波时钟相乘，从而将脉冲下变频到不确定的中频IF1，其中IF1频率是脉冲载波频率与时钟频率之间的差。与UWB接收器700A一样，来自混频器720的I输出和 Q输出分别耦接到第一信号处理电路740和第二信号处理电路750，但是不是对第一信号处理电路740和第二信号处理电路750的输出求和，而是输出分别耦接到第三信号处理电路7100和第四信号处理电路7200。然后，来自第三信号处理电路7100和第四信号处理电路7200的I O/P和Q O/P输出可以分别直接耦接到一个或多个数字处理电路、然后被求和以产生总功率并执行决策。可选地，这些输出可以被求和，然后转换成数字信号。
5.编码束脉冲调制(EBPM)编码方案
利用根据本发明的实施例的无线电波的无线链路的品质度量是信道带宽效率(其与能量效率紧密相关)、频谱效率和链路鲁棒性。信道带宽效率是通过使得交换给定信息量所需的符号周期的数量最小化来实现的，这也转换成更快和更低延迟的链路。优化频谱效率允许针对给定电磁辐射量传输更多信息，对于给定电磁辐射量，存在全球监管限制，并且由于这些监管限制，无线电波的数据速率和链路裕量(鲁棒性)之间总是存在折衷。每位信息的脉冲(编码后的“1”)越少(具有可能最坏的数据模式)，频谱效率就越好。链路鲁棒性有效地由信噪比(SNR)、对干扰的弹性来决定，并且与调制编码方案的每个符号之间的汉明距离相关。
开/关键控(OOK)是利用信息位到脉冲束直接转换(1＝脉冲，0＝无脉冲)的现有技术调制格式。发明人还建立了他们所称的“可逆”OOK或I-OOK，其利用了以下事实：对频谱发射的监管限制应用于导致发射的无线辐射的最大可能量的数据模式。对于常规OOK，该模式为“11111...”，这使得每个信息位发射一个脉冲。然而，对于“1”多于“0”的所有数据模式，则如果模式被完全位翻转，则发射的无线辐射量减少。现在，在数据位之外再增加单个位，则接收器知晓模式是否被发射器翻转。以这种方式，I-OOK编码方案具有两倍的频谱效率，除了额外的报头字段之外，链路鲁棒性没有降低，并且在带宽和能量效率方面几乎没有损失。
显而易见的是，虽然上面和下面的讨论是关于包括“1”和“0”的二进制数据的，但该方法可应用于其他***，其中作出的决策是关于需要相对于符号或符号组增加无线发射的另一符号或符号组是否超过阈值，其中一旦超过该阈值，则将被发射的数据反转。
脉冲位置调制(PPM)是一种信号调制形式，其中通过在2M个可能的时移中的一个时移中发射单个脉冲来编码M个消息位。因此，1位PPM是将位简单差分编码到一对时隙(符号周期)中，其中相对于另一个时隙减去在一个时隙中积分的能量。虽然这意味着使用了双倍的能量和带宽，但每位的汉明距离也是双倍的。它被称为PPM，是因为它的工作方式与一非常相似(脉冲束的位置决定信息位)，不同之处在于它完全是数字管理的。将此扩展到2位PPM 编码方案使用两个信息位来定义四个时隙(符号周期)之间的一个脉冲束的位置。该编码方案对于1位PPM上在实践中链路鲁棒性的边际损失提供了两倍的频谱效率和相同的带宽效率。这可以扩展到4位PPM，其中一个脉冲(束)位于16个可能脉冲位置内的某处。
2位PPM在4个符号时钟周期上仅分配一组脉冲，以在4个脉冲位置中编码2个信息位。例如，数据位“11 01”变为“0010 0100”，其中4位采用 2组脉冲，但需要8个时钟周期来执行。因此，在四个时钟周期中，对于OOK 只有4个可能的组合，而不是16个组合。结果是使OOK的能耗变成双倍，占用的信道带宽变成双倍，延迟变成双倍。随着每个符号的位数的增加，这种情况会以指数形式恶化。
发明人已经建立了他们所称的编码束脉冲调制(EBPM)，以减轻对于相同频谱效率的2位PPM的能量和带宽负担。通过在每个束窗口内定位两组脉冲而不是一组脉冲，发明人可以大大增加可能组合的数量，使得可以表示更多位。通过两个独立的2位窗口，则像“10100000”的模式是无效的。然而，利用本发明人的具有合并的双脉冲的新颖编码方案，这样的窗口产生更多的组合。这可以由公式(1)概括，其中n是每个符号的有效位数，p是脉冲位置的数量， b0和b1是空(0)脉冲位置和被占(1)脉冲位置的相应数量。
Figure BDA0003269388980000171
因此，考虑2位PPM，则如公式(2)所给出的每个符号的位数与脉冲位置的位数之比，2的位/脉冲比是2/4＝0.5。对于2脉冲4位EBPM(发明人称为4位双EBPM)，对于相同数量的脉冲和脉冲位置，得到多于4个信息位。发明人还考虑了2脉冲4位PPM符号是否可以适合于6个脉冲位置而不是8个脉冲位置。
Figure BDA0003269388980000172
Figure BDA0003269388980000173
参考图8，描绘了根据本发明实施例的具有2的最小汉明距离的4位双 EBPM编码方案的示例。
现在参考图9，描绘了现有技术编码方案(它们是OOK、1位PPM、2 位PPM和4位PPM)与根据本发明实施例的新编码方案(即4位双EBPM和可逆OOK)的比较。能量/位的假设是发射器能量成本与分组数据无关。基于汉明距离、受影响的位数等来定性地估计链路鲁棒性。如上所述，可逆OOK需要一些简单的分组预处理。
参考图10，描述了一种5位双EBPM编码方案，使用图9中计算数据时使用的相同分析参数，产生1.6nJ/位，并实现2.5位/脉冲传输。所给出的编码方案不一定是最佳编码方案，因为一些信令配置可能更容易受到噪声引起的位错误的影响，其中存在大量的0，诸如编码模式“01000000”、“00100000”、“0001000”、“00001000”和“10000000”。
因此，4位双EBPM支持在无线发射受限应用中工作。本质上，通过监管机构对平均功率的约束，每毫秒可以发送的“脉冲束”有最大数量。因此，与 OOK和1位PPM相比，4位双EBPM允许针对相同量的发射“脉冲束”(或能量) 发送更多数据。对于本领域技术人员显而易见的是，该构思可以扩展到N，因为可以增加PPM的阶数以扩展该构思。
6.PLL漂移和数字相位跟踪
6A PLL漂移
在本发明人在WO/2019/000075和WO 2016/191851中描述的接收器中，单个积分窗口被描述为从多个(描述为4个)积分窗口中选择，然后例如当检测到同步字时，该单个积分窗口被锁定。通过锁定，发明人是指当不执行相位跟踪时锁定(维持)多个积分窗口之间的选择(或选项)。
然而，应用于锁相环(PLL)的底层时钟中的偏移导致接收器***的逐渐相位漂移。因此，例如在接收长分组期间或在接收器与发射器不经常同步的情况下，最佳积分窗口可以移位。因此，本发明人已经在同步之后接收分组期间建立了观察相邻窗口，以便允许所采用的积分窗口跟随该漂移。
关于接收器电路，则附加元件包括:
·累加器，用于当前窗口和两个相邻窗口的“1”和“0”的运行平均值；
·管理逻辑，用于跟踪平均值中积分了多少个“1”和“0”；和
·时钟脉冲控制器，用于管理一个时钟周期的第一相位和同一时钟周期的最后相位之间的过渡。
因此，时钟脉冲控制器管理发射器比接收器运行稍快或稍慢的情况。例如，在发射器比接收器运行稍快的情况下，则接收器可能必须在一个时钟周期内处理两个符号/时隙，这因此需要***额外的时钟脉冲。在这种情况下，第一时钟脉冲负责第一ADC值(第一积分窗口)，第二时钟脉冲负责最后一个积分窗口。
可选地，附加元件还可以包括使用来自前述累加器的输出的决策阈值更新逻辑。
现在参考图11，描绘了根据本发明实施例的时钟脉冲控制器的示意性电路。如所描绘的，时钟脉冲控制器接收PLL时钟和PLL时钟的相对于PLL时钟具有90°相位偏移的抽头延迟线副本。然而，在输出时钟信号不存在占空比约束的情况下，则延迟线不需要像“任何”延迟那样被抽头。通过“任何”，发明人是指它远小于半个时钟周期，但足够长，例如2-3ns。仅需要90°相位偏移用于维持50％的时钟占空比。
PLL时钟分别耦接到第一D型触发器1110和第二D型触发器1120。第二D型触发器1120的Q输出通过或门1150与PLL时钟组合，并且耦接回第一与门1130的反相输入，第一与门的输出耦接到第二D型触发器1120的D输入。与门1130的另一输入耦接到发明人所称的“跳过节拍”信号。第一D型触发器 1110的输出经由第二与门1140与PLL时钟的90°相位偏移副本一起组合。或门 1150的输出和第二与门1140的输出向异或门1160提供输入，以提供发明人所称的“调制解调器时钟”信号。第二与门的输出还提供发明人所称的“额外节拍”信号。第一D型触发器1110的D输入耦接到发明人称为“添加额外节拍”的信号。可选地，与门1130可以省略，但已经包括在图11所描绘的本发明的实施例中，以确保采用该电路的无线电波不会在其所有时钟边沿被抑制的情况下“卡住”。
因此，“调制解调器时钟”是提供给其余数字电路的时钟信号。在远程发射器太慢的情况下“跳过节拍”信号消除时钟边沿。在远程发射器太快并迫使接收器在一个时钟周期内获取两个符号的情况下，“添加额外节拍”信号***额外的时钟脉冲。“额外节拍”信号告诉调制解调器哪一个上升沿是由额外脉冲产生的(它还定义了何时改变积分窗口选择)。
显而易见的是，时钟脉冲控制器是解决上述问题的简单的小型逻辑电路。有益的是，它不会显著影响调制解调器中的无线调制解调器内当前建立的逻辑以适应跳过节拍或一次处理两个符号，因为改变的时钟信号已经这样做。关于用于生成当前窗口和两个相邻窗口的运行平均值的累加器，则已经存在用于窗口选择的逐窗口累加器，该累加器在完成窗口选择之后未被使用，因为它仅在接收到同步字之前被使用。因此，这些累加器已经存在于调制解调器的逻辑内，用于前导码检测和分析目的。
虽然参照图10和11描述的本发明的实施例涉及利用PLL时钟的无线电波中的时钟源，但显而易见的是，该构思适用于用于提供所概述的功能的任何符号时钟。
6B.数字相位跟踪
本发明人在WO/2019/000075和WO 2016/191851中描述的接收器中，接收器在初始“配置”阶段期间与发射器同步。然而，跟踪所提供的发射器和接收器之间的后续时钟漂移将是有益的。假设漂移是缓慢的，并且足够可预测。因此，由发明人建立的相位跟踪方法允许接收器决定何时在积分窗口之间切换并改变位决策阈值以在分组接收期间保持接收漂移信号。图12描绘了标准接收器(未实现根据本发明实施例的数字相位跟踪方法)和实现根据本发明实施例的数字相位跟踪方法的接收器两者的时钟漂移容限。这种方法还可以放宽对***的定时要求，使得能够使用更低功率和更低成本的定时电路(例如，低成本 32kHz石英晶体)。
图12描绘了UWB接收器在接收具有528位有效载荷的分组时允许的时钟漂移(百万分率(ppm))。每条虚线是相位跟踪禁用时固定信道衰减下的丢弃(或丢失)分组速率，该速率是发射器与接收器符号时钟之间频率偏移的函数、表示为百万分率，这意味着接收器在开始时为同一分组的所有符号选取相同的积分窗口，假定信号将与该窗口保持对齐，而不关注相邻的积分窗口。连续线是在启用相位跟踪时的相同情况，可以看到，时钟漂移容限区域大约是10％分组错误率标记的四分之一。
数字相位跟踪利用相位跟踪算法，该算法通过从给定积分窗口的最后 16个“1”的模数转换器(ADC)码值中减去最后16个“0”(空脉冲时隙)的 ADC码值来跟踪信号漂移。该算法对当前选择的积分窗口(其中从该积分窗口解码该分组)以及其相邻的两个积分窗口执行此操作。这将产生当前积分窗口以及超前窗口和滞后窗口的“1”和“0”(SNR的粗略度量)的能量水平之间的最新平均差。对于诸如在WO/2019/000075和wo2016/191851中描述的接收器的实施例以及在这些实施例中描述的时钟速率等，则超前窗口超前大约12ns，滞后窗口滞后大约12ns。该算法通过比较这些SNR数字可以确定它正在用于解码该分组的当前积分窗口不再是最佳的，并且决定继续解码来自另一积分窗口的传入分组。如果发送分组的设备具有运行略微慢于作为分组目的地的接收器的时钟的本地符号时钟，则接收器越多地保持对来自相同积分窗口的分组进行解码，则通过滞后于接收器当前使用的积分窗口的积分窗口的接收信号越强。如果发射器时钟运行得更快，则对于超前于解码器使用的积分窗口的积分窗口也会发生同样的情况。
显而易见的是，在本发明的实施例中，积分窗口虽然被描述为相对于其它积分窗口“滞后”或“超前”，但可以与或可以不与其它积分窗口的一部分重叠。可选地，在本发明的另一实施例中，相位跟踪算法可以忽略最后16个“0” (空脉冲时隙)的ADC码值。
为了分别考虑跳过符号时钟或添加符号时钟的需要，时钟控制器允许接收器从最后一个积分窗口跳到第一个积分窗口或从第一个积分窗口跳到最后一个积分窗口。在发射器时钟运行较慢时可能发生的前一种情况下，时钟控制器将抑制符号时钟的一个时钟脉冲，使接收器的调制解调器暂停一个符号周期，以使其在一个符号时钟周期内与发射器同步。在后一种情况下，***额外时钟脉冲，使接收器的调制解调器在一个符号时钟周期内处理两个符号，使得接收器赶上发射器。显而易见的是，实现这一点的控制器类似于上文关于图11和PLL 漂移所述的控制器，不同之处在于，信号“添加额外节拍”和“跳过节拍”现在是由数字决策电路生成的，该电路实现数字相位跟踪算法，该算法使用当前积分窗口以及超前积分窗口和滞后积分窗口的最后16个“0”(空脉冲时隙)和最后16个“1”的ADC值。
因此，显而易见的是，数字相位跟踪可以通过以下实现:
·数字累加器，用于将当前窗口与相邻的两个窗口的最后16个“1”和最后16个“0”的ADC值进行求和；
·管理逻辑，用于管理将ADC值存储到数字累加器，并继续接收“1”和“0”，以停止添加，直到累加16个计数，然后重置；
·决策阈值更新逻辑，使用来自上述累加器的输出；和
·时钟脉冲控制器，用于管理第一相位和最后一个相位之间的相位选择的改变。
虽然已经关于16个“1”和16个“0”描述了本发明的实施例，但是对于本领域技术人员显而易见的是，ADC值被数字累加的位数在本发明的其它实施例中可以变化。可选地，累加的位数可由接收器控制器根据一个或多个因素动态地设置，所述一个或多个因素包括但不限于分组大小、来自移位积分窗口的时钟漂移的建立速率以及总信号SNR的度量。
7.RTT测距算法
UWB设备的有益特征和/或应用是超低功率RF测距设备。在WO 2016/191851中，发明人已经提出了基于由第一设备根据发送到接收回波返回信号的第二设备的信号而建立的飞行时间信息的两个测距构思，称为往返时间 (RTT)测距。
利用该思想，可以利用诸如发明人先前描述的针对数字通信而优化的超低功率UWB设备来实现粗略测距能力。传统的往返时间(RTT)测距设备通过从测距信号交换的一个节点(设备)进行时间精确的回波来操作。在此设备内，一个节点(设备)发送测距信号，另一个节点一旦接收到该测距信号，就必须进行回波，特别是回波延迟尽可能可预测和精确，并且第一节点使用它发送测距信号的时刻和它接收回波的时刻之间的延迟来计算两个通信节点之间的距离。因此，回波延迟必须非常精确地固定，并且通常，回波节点在快速采样时钟上运行，以允许其具有更细的时间粒度来决定何时发回回波。通过这种更细的粒度，回波延迟变化更小，这允许发送附带信号的第一节点获得其与回波节点之间的距离的更精确测量。采样时钟越慢，测距设备越不精确。
如WO/2019/000075和WO 2016/191851中所述，UWB设备以仅 20.48MHz的基本符号时钟操作，因此精确的回波延迟是不可能的。为了克服这一问题，可以使用评估通过积分窗口累加的能量接收到脉冲的时间的能力来达到粗略但仍然有用的飞行时间测距能力。代替尝试以精确的回波延迟重复信号，回波节点可以测量它接收到的附带信号相对于其符号时钟的相位(该符号时钟与它发射回波的时钟是相同的)，因此它知道对于任何给定的测距信号它自己的回波延迟是什么，尽管它不能校正该延迟。因此，回波节点可以(通过相位信息)向其对等节点传达其回波延迟是多少，使得对等节点减去延迟误差以获得比20MHz符号时钟通常实现的精确得多的两个节点之间距离的测量。
初始考虑根据WO/2019/000075和WO 2016/191851中的本发明实施例的收发器的粒度，然后发现如下:
·符号/PLL周期时间＝48.8ns(14.64m/48.03英尺)；和
·接收器的积分窗口＝12.2ns(3.66m/12英尺)；和
·脉冲重复率＝～4ns(1.2m/3.94英尺)；和
·脉冲相位＝～0.1ns(0.03m/0.1英尺)。
关于控制/可探测能力，然后发现如下:
·符号/PLL周期时间可通过定时器/计数器建立；
·接收器的积分窗口仅可检测；
·脉冲重复率通过发射器模式寄存器可控；和
·脉冲相位没有控制/检测。
考虑到基本时间分辨率，则发射器侧为～4ns，接收器侧为～12.2ns。然而，积分窗口之间的能量分布可以给出改进的精度，而不是仅选取具有最高能量的窗口。精度的增益取决于:
·ADC分辨率(量化噪声)；
·平均(EM噪声)；
·回波不精确；和
·时钟漂移。
当考虑传统的飞行时间测距技术时，则这些技术是基于到达时间(ToA) 或往返时间(RTT)技术的。前一种ToA技术需要绝对时间基准，例如由来自全球定位***(GPS)的全球定位信号提供，这增加了复杂性，因为GPS接收器必须集成或要求严格同步。由于发明人的无线电波的设计，因此这不是具有 48.8ns主时钟加抖动的选项。通过后一种RTT技术，测距信号由远程(从)收发器进行回波，这消除了对绝对时间基准或同步的需要，但要求远程收发器中的时间延迟尽可能恒定和确定。
因此，为了用低频主时钟对根据本发明的实施例和本发明人先前公开的那些实施例的无线电波中的信号进行回波，则需要计算信号与PLL时钟(具有积分窗口)的相对相位，并将具有与相位匹配的脉冲位置的测距信号回复给主时钟，从而改变发射的模式以包括值。这会引起若干问题，因为回波自身会引入±2ns的延迟不确定性(即发射器模式分辨率)，任何位损坏将意味着无法再现相位，使用延迟线提供中间定时通常精度较差。
7A.替代测距方案
因此，发明人已经建立了替代测距方案，作为ToA和RTT两者的替代方案，该方案利用已知设置下的发射器模式并计算两个方向上的时钟相位差。因此，这是基于以下:
·所说的
Figure BDA0003269388980000241
是节点A和节点B的时钟之间的相位偏移，该相位偏移虽然未知但在短时间内没有显著变化
Figure BDA0003269388980000242
·从节点A到节点B的测距信号到达节点B，相位
Figure BDA0003269388980000243
·从节点B到节点A的测距信号到达节点A，相位
Figure BDA0003269388980000244
·因此，
Figure BDA0003269388980000245
和
·Tfilters已知具有足够的精度，这是恒定的并且是***固有的。
该技术利用的前提是相位与延迟线性匹配，因此匹配距离。图13描绘了这种构思，使用符号/模式信息(积分窗口能量分布)中的数据交换来传送接收的信号相位。由于来自节点B的同步事件，延迟K0和K2是恒定和已知的，而K1在单个时钟周期内变化。有益的是，这种技术不需要精确的回波，它不依赖于发射器模式分辨率或对其～4ns分辨率的限制，没有来自损坏的脉冲的缺点，并且不需要在第一脉冲期间接收。然而，延迟线精度影响发射器和接收器两者， PLL累加抖动(30μs周期内为～4ns)和晶振时钟漂移(30μs内为～0.6ns)也是因素。此外，ADC量化噪声尤其是对于诸如WO/2019/000075和WO 2016/191851 中描述的3位ADC而言是明显的。然而，最重要的是，该技术不允许在时钟周期之间进行区分，使得最大距离将被限制为光速乘以时钟周期的持续时间 (48.828ns)或14.64米(大约50英尺)。这对于许多应用无疑是足够的，诸如在住宅环境内、在其他环境内的局部环境(诸如办公室、零售店等)。
然而，在其它应用中，扩展距离限制将是有益的，因此发明人已经解决并考虑了改进。
改进#1–周期性:通过使测距信号脱离同步模式，诸如例如短同步字。如果考虑模式“0110”，则其跨越4×48.8ns＝～195ns＝～58.5米(～192英尺)。因此，如果将数字累加器的数量增加到8用于进行平均，那么这对于该模式是足够的。对于每个积分窗口，使用每个窗口2个累加器来累加能量，如图14所描绘的，其描述的情况是，对于指示测距信号的相位延迟的特定测距脉冲模式“...01100110…”，累加器#1没有显示出显著相关性，而累加器#2显示出显著相关性。因此，通过8个累加器并确定具有最强信号的那个以及其极性允许无线电波控制器区分16个连续积分窗口。此外，通过利用相邻窗口能量分布可以降低不确定性。有益的是，这种改进产生了同时消除ADC和积分窗口偏移的附加益处。
改进#2-延迟线:延迟线的数字校准具有非常有限的精度。然而，虽然可以通过提供DLL和更多功率来改进不确定性，但尽管改进了发射器模式相关处理和接收器集成窗口精度，这对低功耗的目标是产生相反效果。然而，仅采用早期脉冲有助于发射器定时。
改进#3–时钟漂移:在此改进中，假设发射器和接收器的时钟相对于彼此线性漂移。因此，如图15所描绘的，在时间维度上采用公共质心策略进行平均，以获得更好的精度(尤其是针对线性时钟漂移)。
改进#4–窄积分窗口:在WO 2016/191851中描述和描绘的接收器内，在接收器链内采用N路径滤波器。然而，如果N路径滤波器被禁用，则可采用窄积分窗口情况下的两步骤工艺，诸如图16和图17中所描绘的。考虑图16和第一步骤，则该过程通过开始发射与前面讨论的相同的测距信号而开始，但然后在已知位数后，发射器改变发射模式，仅发射中心脉冲。现在，在N路径滤波器暂时被禁用的情况下，积分窗口在估计的信号相位附近收缩，同时调整增益，如图17所描绘的。因此，改进了分辨率。显而易见的是，虽然所描述的特定实施例采用N路径滤波器，但该原理应用于禁用接收器链内的所有IF和基带滤波。
改进#5–积分窗口扫描:在前面关于WO/2019/000075和WO 2016/191851描述的示例性接收器内，每个PLL时钟周期探测单个积分窗口。然而，替代地，接收器可以被配置为扫描所有四个(或实现的数量的)积分窗口，一次观察一个积分窗口并进行平均。利用这种方法，则如果信号在选择的第一窗口中不可见，这没有问题，因为所有需要的仅是信号模式相位，因此第一/初始位可能丢失。该积分窗口扫描可应用于根据本发明实施例的无线电波中，其中在任何时间点仅可观察到一个积分窗口ADC值。
因此，当采用串行***接口(SPI)从接收器传递数据以进行处理时， SPI主机会在特定时刻改变，其中每次改变通常需要16个SPI时钟周期。有益的是将SPI时钟与接收器/收发器内的PLL时钟同步。此外，如果采用微控制器，则要求实时操作，因为它依赖于对SPI和通用输入/输出(GPIO)采样以及微控制器的控制的精确且恒定数量的时钟周期操作。
7B.基于周期性非数据信号的测距
在本发明的该实施例中，无线电波采用周期性非数据信号，接收器需要该周期性非数据信号来捕获测距信号并将测距信号平均成相位窗口之间的能量分布。为了实现这一点，需要一组累加器来存储该能量分布的数字化值以及发射器和接收器测距信号之间的固定(理想地非常短的)延迟。在根据本发明实施例的收发器内，其中启用了自动回复功能或特征，则这允许收发器立即用它自己的另一个对发射作出回复。因此，两者之间的延迟是短的且是确定的。
如WO/2019/000075和WO 2016/191851中所述的每个分组的前导码是周期性信号，其允许接收器简单地捕获该信号并对该信号进行平均以获得指示该信号相对于其自身时钟的相位的能量分布。此外，根据发明人的实施例的无线电波已经拥有专用于在接收前导码期间逐个积分窗口收集能量的累加器。然而，对于这些累加器的需求不足以满足这一需求，它们还需要正确跟踪前导码并调整增益。因此，需要并联的附加累加器。
参考图18，示意性地描绘了本发明的该实施例实现对于接收器和发射器侧的处理，其中累加器被标识为相位A至相位D。这些是根据本发明的实施例输入到无线调制解调器中的位于无线电波电路内(例如ASIC内)的ADC输出信号。这些对应于每个符号时钟周期的积分窗口能量值，而不对应于累加器。在图18所描绘的情况中，ADC为3位ADC，因此这些值的范围为0至7。同样显而易见的是，图18是简化的表示，其中仅示出了前导码的“1”，而通常在每个“1”之间将有“0”。
然而，前导码模式具有仅两个符号的周期性，这在所应用的算法中产生一些模糊性，因为一个相位值可能是两个非常不同的距离的结果。通过在接收回复的节点内实现寄存器或寄存器字段(发明人称为接收器等待(RX_WAITE) 寄存器)，则该节点知道在原始发射分组的末尾和回复的同步字的末尾之间存在多少时钟周期的延迟，这提供了歧义消除。虽然RX_WAITED提供了非常粗略的测距度量，但相位信息满足了对更精细精度的需求。因此，添加附加累加器以提供该相位信息是对收发器设计的低影响增强。可选地，累加器值可以与其他累加器的值共同地作为只读寄存器字段提供。提供所需功能的算法可能需要固件干预以交换所有必要的信息。
根据本发明实施例的收发器将利用包括以下的程序:
收发器与节点“达成一致”，希望在时隙上计算距离以交换测距信息的；
·启用自动回复功能(所有设置均适用于两侧)；
·将前导码长度设置为适当的值，前导码长度越长，应用的平均化越多，但时钟漂移也越多；和
·(可选的)采用最小可能的分组大小，以便使得作为测距信号交换的前导码之间的延迟最小化(例如，没有PPM，没有前向纠错(FEC)，分组大小等于1，没有循环冗余校验等)。
在用于相位信息收集的分组交换之后，读取RX_WAITED(仅回复侧) 和读取相位信息(两侧)。这允许节点与另一个节点交换读取的信息，并收集所有信息以便在一侧处理所有信息。为了灵活性，测距公式可以在固件中实现。
基于潜在的应用(包括例如需要非常低功率和低复杂度设计的嵌入式传感器以及功率和成本受限的其他***)，接收器必须使用非常简单的控制电路来数字化配置。此外，考虑到能量检测接收器对适当积分窗口同步的高灵敏度，积分窗口必须易于调谐。不同的调制、数据速率和突发长度也将需要改变积分占空比的形状，并且所有的功率管理必须正确保持同步。
在上述描述中给出了具体细节，以提供对实施例的透彻理解。然而，应当理解，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施例。例如，可以在框图中示出电路，以便不以不必要细节使得实施例模糊。在其它实例中，可以在没有不必要细节的情况下示出公知的电路、过程、算法、结构和技术，以避免使得实施例模糊。
可以以各种方式完成上述技术、块、步骤和装置的实现。例如，这些技术、块、步骤和装置可以在硬件、软件或它们的组合中来实现。对于硬件实现，处理单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计为执行上述功能的其他电子单元和/或它们的组合内实现。
为了说明和描述的目的，已经给出了本发明的示例性实施例的前述公开内容。其不旨在是穷尽的或将本发明限制于所公开的精确形式。根据上述公开内容，对于本领域普通技术人员来说，本文描述的实施例的许多变化和修改将是明显的。本发明的范围仅由所附权利要求及它们的等同物限定。
此外，在描述本发明的代表性实施例时，说明书可能已经将本发明的方法和/或过程提供为特定的步骤序列。然而，在该方法或过程不依赖于本文阐述的特定步骤顺序的程度上，该方法或过程不应限于所描述的特定步骤序列。如本领域普通技术人员将理解的，其它步骤序列也是可能的。因此，说明书中阐述的特定步骤顺序不应被解释为对权利要求的限制。此外，针对本发明的方法和/或过程的权利要求不应限于按所书写的顺序执行它们的步骤，本领域技术人员可以容易地理解，所述顺序可以变化并且仍然保持在本发明的精神和范围内。

Claims (20)

1.一种UWB接收器，包括:
天线，用于接收无线信号并且耦接到信号处理电路；和
信号处理电路包括:
RF前端电路，包括:
第一放大器，耦接到天线；
第一滤波器，耦接到第一放大器的输出端；和
混频器，耦接到第一滤波器的输出端并接收时钟信号；
第一中频处理电路和第二中频处理电路，各自耦接到混频器的同相输出端口和正交输出端口中的一者；
求和电路，耦接到第一中频处理电路和第二中频处理电路内的第一平方电路的输出端；和
第三中频处理电路，耦接到求和电路的输出端。
2.根据权利要求1所述的UWB接收器，其中，
每个中频处理电路包括:
第二放大器，从混频器接收下变频信号；
第二滤波器，耦接到第二放大器的输出端；和
第一平方电路，用于对由第二滤波器滤波的信号进行平方。
3.根据权利要求1所述的UWB接收器，其中，
第三中频处理电路包括:
第三放大器，接收求和电路的输出端；
第三滤波器，耦接到第三放大器的输出端；
第二平方电路，耦接到第三滤波器；和
积分电路，耦接到第二平方电路的输出端。
4.一种UWB接收器，包括:
天线，用于接收无线信号并且耦接到信号处理电路；和
信号处理电路包括:
RF前端电路，包括:
第一放大器，耦接到天线；
第一滤波器，耦接到第一放大器的输出端；和
混频器，耦接到第一滤波器的输出端并接收时钟信号；
第一中频处理电路，耦接到混频器的同相输出端口；
第二中频处理电路，耦接到混频器的正交输出端口；
第三中频处理电路，耦接到第一中频处理电路的输出端；和
第四中频处理电路，耦接到第二中频处理电路的输出端。
5.根据权利要求4所述的UWB接收器，其中，
第一中频处理电路和第二中频处理电路中的每者包括:
第二放大器，从混频器接收下变频信号；
第二滤波器，耦接到第二放大器的输出端；和
第一平方电路，用于对由第二滤波器滤波的信号进行平方。
6.根据权利要求4所述的UWB接收器，其中，
第三中频处理电路和第四中频处理电路中的每者包括:
第三放大器，接收求和电路的输出；
第三滤波器，耦接到第三放大器的输出端；
第二平方电路，耦接到第三滤波器；和
积分电路，耦接到第二平方电路的输出端。
7.根据权利要求4所述的UWB接收器，还包括：
第一模数转换器(ADC)，耦接到第三中频处理电路的输出端；和
第二模数转换器(ADC)，耦接到第四中频处理电路的输出端。
8.一种用于发射编码数据的方法，包括:
将至少第一脉冲N位符号与第二脉冲N位符号合并以生成R脉冲2N位编码束脉冲调制(EDPM)符号，其中，
R和N是大于或等于2的正整数。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，
以下中的至少一个:
第一脉冲N位符号和第二脉冲N位符号是组合形成R脉冲2N位EDPM符号的一对多个脉冲N位符号；和
一些生成的R脉冲2N位EDPM符号包括对于单独的N位窗口无效的模式。
10.一种用于发射编码数据的方法，包括:
接收待发射的M位数据；
建立用于发射M位数据的M位编码方案；
根据M位数据生成用于发射的脉冲束；和
将脉冲束发射到2M个时隙的时隙中。
11.一种用于发射编码数据的方法，包括:
接收待发射的数字数据；
对待发射的数字数据进行编码；
确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量是否超过预定阈值；
在确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量超过预定阈值时，将已编码数据反相以生成用于发射的数据；
在确定已编码数据内的第一符号或一组第一符号的数量未超过预定阈值时，使用已编码数据生成用于发射的数据；
提供用于发射的数据分组的第一部分，所述第一部分定义已编码数据是否已被反相；
提供用于发射的数据作为用于发射的数据分组的第二部分。
12.一种时钟控制器，包括:
第一输入端口，用于接收符号时钟；
第二输入端口，用于接收符号时钟的延迟版本；
第三输入端口，用于从控制器接收移除时钟脉冲信号，所述控制器形成还包括所述时钟控制器的无线设备的一部分；
第四输入端口，用于从控制器接收添加时钟脉冲信号；
第一输出端口，用于根据符号时钟、添加时钟脉冲信号和移除时钟脉冲信号为无线设备生成第二符号信号；和
第二输出端口，用于至少根据添加时钟脉冲信号生成符号信号。
13.一种方法，包括:
向控制器提供第一符号时钟；和
提供控制器，控制器用于根据同步数字输入确定何时将额外时钟脉冲***由控制器从第一符号时钟生成的第二符号时钟以及何时从第二符号时钟移除或抑制时钟脉冲。
14.一种方法，包括:
提供接收待解码的第一数据的无线接收器；
为形成无线接收器的一部分的基于能量的检测器建立多个积分窗口中的第一积分窗口，基于能量的检测器处理所接收的第一数据，从所接收的第一数据解码第二数据；
处理第一积分窗口的所接收的第一数据内的最后N个“0”的模数转换器(ADC)代码值和第一积分窗口的所接收的第一数据内的最后N个“1”的ADC代码值，以生成所接收的信噪比的第一粗略度量；
为多个积分窗口中的第二积分窗口建立所接收的信噪比的第二粗略度量，多个积分窗口中的第二积分窗口是在多个积分窗口中的第一积分窗口之前的积分窗口；
为多个积分窗口中的第三积分窗口建立所接收的信噪比的第三粗略度量，多个积分窗口中的第三积分窗口是多个积分窗口中的第一积分窗口的后续积分窗口；
根据所接收的信噪比的第一粗略度量、所接收的信噪比的第二粗略度量和所接收的信噪比的第三粗略度量，确定是否为基于能量的检测器从多个积分窗口中的第一积分窗口到多个积分窗口中的第二积分窗口或到多个积分窗口中的第三积分窗口数字化地选择不同的当前积分窗口。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，
多个积分窗口中的第二积分窗口与多个积分窗口中的第一积分窗口的第一部分重叠；和
多个积分窗口中的第三积分窗口与多个积分窗口中的第一积分窗口的第二部分重叠。
16.根据权利要求14所述的方法，其中，
处理最后N个“0”的ADC代码值和最后N个“1”的ADC代码值包括:
从最后N个“1”的ADC代码值中减去最后N个“0”的ADC代码值；或
忽略最后N个“0”的ADC代码值。
17.一种方法，包括
在第二节点处建立与从第一节点接收的第一无线信号相关的第一相位；
建立由第一节点从第二节点接收的第二无线信号的第二相位；
根据第一相位的平均值和第二相位的平均值建立结果；
建立与在第一节点和第二节点之间传播的无线信号的飞行时间有关的相位；
针对形成第二节点的一部分的第一接收器内的第一延迟和形成第一节点的一部分的第二接收器内的第二延迟校正与飞行时间有关的相位；
根据与飞行时间有关的相位、与发射第一无线信号的预定点和接收第二无线信号的预定点之间的时间有关的整数个延迟时钟周期建立距离。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，
第一信号和第二信号中的至少一者是用于使第一节点和第二节点彼此同步的同步模式。
19.根据权利要求17所述的方法，其中，
确定第一信号和第二信号的相位的建立是根据:
通过使用多个N个积分窗口建立相位的第一估计，每个积分窗口有两个累加器以产生2N个连续的积分窗口；和
根据具有最高能量的积分窗口与其相邻窗口之间的能量分布来细化第一估计。
20.根据权利要求17所述的方法，还包括：
实现等待计数器接收器以建立整数个延迟时钟周期；
发射第一信号的预定点是第一信号的结束；和
接收第二信号的预定点是第二信号的结束。
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