CN113872459B - 一种串联式mmc拓扑结构的控制方法 - Google Patents

一种串联式mmc拓扑结构的控制方法 Download PDF

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Abstract

一种串联式MMC拓扑结构及控制方法。提供了一种成本低、体量小，且具备大变比的高效率串联式MMC拓扑及控制方法。用于直流到交流的转换，包括A、B、C三相串联连接的桥式电路，所述三相串联连接的桥式电路的两端，分别连接直流侧的正负端口；每一相的所述桥式电路的两端均并联有电容，且三相的所述电容串联连接；所述桥式电路包括四个子模块阀串，记为arm1、arm2、arm3和arm4；和四个桥臂开关组，记为S1、S2、S3和S4；所述arm1和所述S1串联形成桥臂一，arm2和S3串联形成桥臂二，arm3和S2串联形成桥臂三，arm4和S4串联形成桥臂四；本发明提升了MMC功率密度，并同时实现了MMC的成本和体量的降低。

Description

一种串联式MMC拓扑结构的控制方法
技术领域
本发明涉及电力***技术领域，具体涉及一种串联式MMC拓扑结构及控制方法。
背景技术
近年来，随着直交流配电网的发展，MMC（模块化多电平换流器）成为中压交、直流配电网互联与能量交换的关键装置。
中国专利CN112615388A（一种含分布式储能单元的中高压供电质量统一调节器）公开了一种MMC拓扑结构，通过六个桥臂、两两上下级联，形成三个相单元，三个相单元并联连接，上端口连接直流输入端正极、下端口连接直流输入端负极。用于输入电压为Vdc的转换时，每个桥臂都需要N个子模块，六个桥臂共需6N个子模块。MMC需要庞大数量的子模块，具有占地面积大、功率密度低和成本高昂的缺点。
实际应用中，为降低MMC的子模块用量，有两种选择：一种是沿用现有连接结构，提高单个子模块的电容电压；另一种是改进MMC的连接结构，使得同等水平的功率转换下所需子模块的数量减少，即提高MMC的功率密度。
而前种方法，单纯通过增大子模块的电容电压方式来减少MMC所需子模块的数量、实现装置体积减小，将导致子模块电容容量增加、子模块开关承压增大，最终导致MMC损耗增加，降低整体装置的效率，可行性差。
因此，如何采用后种方法，通过改进MMC拓扑结构、调整控制方式，减小MMC所需子模块数量，最终实现MMC的功率密度提升、降低装置体积和成本，成为亟待解决的技术难题。
发明内容
本发明针对以上问题，提供了一种成本低、体量小，且具备大变比的高效率串联式MMC拓扑的控制方法。
本发明的技术方案为：
一种串联式MMC拓扑结构，用于直流到交流的转换，
包括A、B、C三相串联连接的桥式电路，所述三相串联连接的桥式电路的两端，分别连接直流侧的正负端口；
每一相的所述桥式电路的两端均并联有电容，且三相的所述电容串联连接；
所述桥式电路包括四个子模块阀串，记为arm1、arm2、arm3和arm4；和四个桥臂开关组，记为S1、S2、S3和S4；
所述arm1和所述S1串联形成桥臂一，arm2和S3串联形成桥臂二，arm3和S2串联形成桥臂三，arm4和S4串联形成桥臂四；
所述arm1、S1、S3和arm2依次串联形成左桥臂组，arm3、S2、S4和arm4依次串联形成右桥臂组；所述左桥臂组与右桥臂组并联连接；
所述左桥臂组中S1和S3之间设抽头一，所述右桥臂组中S2和S4之间设抽头二，所述抽头一连接电感器，而后再连接变压器原边绕组的上端子；所述抽头二连接变压器原边绕组的下端子；所述变压器的副边绕组为交流侧的输出口。
三相的所述桥式电路的变压器具有同向的同名端；
所述变压器的原边绕组同名端连接所述电感器；三相的所述桥式电路的变压器的副边绕组同名端形成交流侧的三相端口，三相的所述桥式电路的变压器的副边绕组异名端相连形成中性点。
所述子模块阀串为半桥子模块、全桥子模块、半桥全桥混合子模块中的一种或几种的串联组合。
所述桥臂开关组为全控型器件、反向并联半控型器件中的一种或两种的同向的串联组合。
四个子模块阀串的子模块数量相等；四个桥臂开关组的器件数量相等。
所述桥式电路的变压器采用Δ/Y连接或Δ/Δ连接。
三相的所述桥式电路的工作周期分为正半周期和负半周期：
正半周期时，S1和S4闭合， S2和S3断开，arm1和arm4接入电路工作，形成1-4桥臂组，1-4桥臂组的电压为Viu=
Figure 311751DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为（α+θ+φ≤ωt≤α+θ+φ+π）；
负半周期时，S2和S3闭合，S1和S4断开，arm2和arm3接入电路工作，形成2-3桥臂组，2-3桥臂组的电压为Vil=
Figure 22218DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为（α+θ+φ+π≤ωt≤α+θ+φ+2π）；
其中，i指代A相、B相、C相中的任一相；Viu为i相的1-4桥臂组的电压；Vil为i相的2-3桥臂组的电压；Vdc为直流侧端口电压；Vi为i相的交流侧电压；ω为角频率；t为时间；θ为交流侧电压与电流的相位差；φ为初相位；α为功率平衡角。
i相的交流侧电压Vi在正半周期时为
Figure 359658DEST_PATH_IMAGE001
–Viu，在负半周期时为
Figure 65446DEST_PATH_IMAGE001
–Vil。
功率平衡角α用于实现1-4桥臂组和2-3桥臂组的功率平衡。
本发明的一种串联式MMC拓扑结构及控制方法，拓扑结构的输入端直连直流侧端口，电压稳定、容许较宽的电压输入输出范围；MMC拓扑结构工作时，桥臂开关组工频切换，没有相邻桥臂之间的环流，取消了桥臂滤波电感，因此，在实现相同高压直流电压输出的条件下，本发明的MMC拓扑可满***流侧电压与直流侧电压较大变比工作，这使得子模块使用数量减少，提升了MMC功率密度，并同时实现了MMC的成本和体量的降低。
附图说明
图1是本发明的串联式MMC拓扑的结构示意图，
图2是本发明的串联式MMC拓扑的控制方法的原理图，
图3是本发明中任一相的等效电路图，
图4是本发明中任一相的调制波波形，
图5是本发明中三相交流端口工作波形，
图6是本发明中三相的桥式电路的子模块的电容两端电压工作波形，
图7是本发明中子模块实施方式一的结构示意图，
图8是本发明中子模块实施方式二的结构示意图，
图9是本发明中桥臂开关组实施方式一的结构示意图，
图10是本发明中桥臂开关组实施方式二的结构示意图。
具体实施方式
以下结合附图1-10，进一步说明本发明。
本发明的一种串联式MMC拓扑结构，用于直流到交流的转换，
包括A、B、C三相串联连接的桥式电路，三相的桥式电路的结构相同；三相串联连接的桥式电路作为一个整体电路的两端，分别连接直流侧的正负端口，共同承担直流端口的功率交换；
每一相的桥式电路的两端均并联有电容，且三相的电容串联连接后，连接直流侧的正负端口；
桥式电路包括四个子模块阀串，记为arm1、arm2、arm3和arm4；和四个桥臂开关组，记为S1、S2、S3和S4；
arm1和S1串联形成桥臂一，arm2和S3串联形成桥臂二，arm3和S2串联形成桥臂三，arm4和S4串联形成桥臂四；arm1、S1、S3和arm2依次串联形成左桥臂组，arm3、S2、S4和arm4依次串联形成右桥臂组；左桥臂组与右桥臂组并联连接；
左桥臂组中S1和S3之间设抽头一，右桥臂组中S2和S4之间设抽头二，抽头一连接电感器，而后再连接变压器原边绕组的上端子；抽头二连接变压器原边绕组的下端子；变压器的副边绕组为交流侧的输出口，即A相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧A相端口、B相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧B相端口、C相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧C相端口，最终实现直流侧正负端口到交流侧三相端口的转换。
三相的桥式电路的变压器具有同向的同名端，参见图1，变压器的原边绕组和副边绕组的上端子为同名端，下端子为异名端；
变压器的原边绕组同名端连接电感器；三相的桥式电路的变压器的副边绕组同名端分别形成交流侧的三相端口，三相的桥式电路的变压器的副边绕组异名端相互连接形成中性点。
三相的桥式电路结构相同，以A相的桥式电路为例，参见图1，arm1和S1串联形成的桥臂一与arm2和S3串联形成的桥臂二的中间点A1连接电感器La，La连接A相的变压器Tra的原边绕组同名端。arm3和S2串联形成的桥臂三与arm4和S4串联形成的桥臂四的中间点A2连接变压器Tra的原边绕组异名端。变压器Tra的副边绕组同名端连接A相电网，Tra的副边绕组异名端与B相的变压器Trb的副边异名端和C相的变压器Trc的副边异名端相互连接，构成中性点。
子模块阀串为半桥子模块、全桥子模块、半桥全桥混合子模块中的一种或几种的串联组合。
桥臂开关组为全控型器件、反向并联半控型器件中的一种或两种的同向的串联组合。
四个子模块阀串的子模块数量相等；四个桥臂开关组的器件数量相等。
桥式电路的变压器采用Δ/Y连接或Δ/Δ连接。
一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，三相的桥式电路的工作周期分为正半周期和负半周期：
正半周期时，S1和S4闭合， S2和S3断开，arm1和arm4接入电路工作，形成1-4桥臂组，1-4桥臂组的电压为Viu=
Figure 728509DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为（α+θ+φ≤ωt≤α+θ+φ+π）；
负半周期时，S2和S3闭合，S1和S4断开，arm2和arm3接入电路工作，形成2-3桥臂组，2-3桥臂组的电压为Vil=
Figure 50906DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为（α+θ+φ+π≤ωt≤α+θ+φ+2π）；
其中，i指代A相、B相、C相中的任一相；Viu为i相的1-4桥臂组的电压；Vil为i相的2-3桥臂组的电压；Vdc为直流侧端口电压；Vi为i相的交流侧电压；ω为角频率；t为时间；θ为交流侧电压与电流的相位差；φ为初相位；α为功率平衡角。
i相的交流侧电压Vi在正半周期时为
Figure 926458DEST_PATH_IMAGE001
–Viu，在负半周期时为
Figure 893277DEST_PATH_IMAGE001
–Vil。
功率平衡角α用于实现1-4桥臂组和2-3桥臂组的功率平衡。
以A相的桥式电路为例，参见图2-6，Va为A相的交流侧电压，Ia是A相的交流侧电流，Iau是1-4桥臂组的电流，Vau为1-4桥臂组的电压，Ial是2-3桥臂组的电流，Val为2-3桥臂组的电压，VS2/S3为开关组S2和S3两端的承压，VS1/S4为开关组S1和S4两端的承压，S1/4为1-4桥臂组的工作时序图，S2/3为2-3桥臂组的工作时序图。
任一相的等效电路图参见图3，Viu +为i相arm1的电压，Viu -为i相arm4的电压，Vil +为i相arm2的电压，Vil -为i相arm3的电压；Iic为流过直流侧电容的电流，Idc为直流侧电流；VLi为电感器的电压；任一相桥式电路的交流端口电压记为VJ1J2，其中J为A，B，C。
则A相的1-4桥臂组的电压Vau=Vau ++Vau -，其中，Vau +是arm1的调制电压，Vau -是arm4的调制电压。1-4桥臂组的电压Vau=
Figure 258399DEST_PATH_IMAGE001
–Va×sin(ωt+θ)，S1和S4导通周期为（α+θ+φ≤ωt≤α+θ+φ+π）。2-3桥臂组的电压Val=
Figure 271354DEST_PATH_IMAGE001
–Va×sin(ωt+θ)，S2和S3导通周期为（α+θ+φ+π≤ωt≤α+θ+φ+2π）。1-4桥臂组的电压和2-3桥臂组的电压通过控制功率平衡角α实现功率平衡，实现图2中深灰部分电压电流相乘的积分与浅灰部分电压电流相乘的积分加和为0。参见图3，由于桥式电路交流端口电压VA1A2和Va的相位差很小，电感器两端电压几乎没有影响，可拟制VA1A2和Va相等。结合Vau和Val的波形和表达式，在功率平衡角α增大过程中，Va为负时，Vau和Val需产生大于
Figure 622701DEST_PATH_IMAGE001
的电压，因此最大产生
Figure 568660DEST_PATH_IMAGE002
，即1-4桥臂组的电压或2-3桥臂组的电压最大为
Figure 291635DEST_PATH_IMAGE002
，为传统MMC单桥臂电压的2/3，至少可以节省1/3的子模块数量。举例如，传统MMC单桥臂产生Vdc的电压，需要N个子模块，六个桥臂共需6N个子模块。本发明的拓扑中，任一相的1-4桥臂组或2-3桥臂组可产生电压
Figure 650941DEST_PATH_IMAGE002
，每相至多需要4N/3个子模块，三相共需4N个子模块，相比传统MMC结构减少2N个子模块，这将大大减小MMC装置的体积，提升其功率密度。
B相和C相的桥式电路工作原理同A相。任一相Viu、Vil调制波标幺后的波形Viu *和Vil *如图4所示。基于本发明的MMC拓扑结构的控制方法，采用电压均压闭环控制及功率角度环策略，中高压交流端口稳定输出，实现三相的桥式电路电容电压均衡，稳定后三相的交流端口电压波形参见图5。稳定后三相的桥式电路的子模块内的电容两端的电压波形参见图6，其中，Va-SM为A相的单元子模块的电容电压波形，Vb-SM为B相的单元子模块的电容电压波形，Vc-SM为C相的单元子模块的电容电压波形；由图可知，子模块的电容电压在周期工作波动稳定，充放电正常，子模块的电容电压均压稳定。
对于本案所公开的内容，还有以下几点需要说明：
（1）、本案所公开的实施方式仅为示例，通过其他等效变通技术手段实施的技术方案归属本案保护范围；
（2）、在不冲突的情况下，本案所公开的技术特征可以相互组合以得到新的实施例；
以上，仅为本案所公开的具体实施方式，但本公开的保护范围并不局限于此，本领域技术人员根据本案所公开的内容，对其中某些技术特征作出的修饰变换均应在本案保护范围内。

Claims (7)

1.一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，用于直流到交流的转换，
包括A、B、C三相串联连接的桥式电路，所述三相串联连接的桥式电路的两端，分别连接直流侧的正负端口；
每一相的所述桥式电路的输入端均并联有电容，且三相的所述电容串联连接；其特征在于，
所述桥式电路包括四个子模块阀串，记为arm1、arm2、arm3和arm4；和四个桥臂开关组，记为S1、S2、S3和S4；
所述arm1和所述S1串联形成桥臂一，arm2和S3串联形成桥臂二，arm3和S2串联形成桥臂三，arm4和S4串联形成桥臂四；
所述arm1、S1、S3和arm2依次串联形成左桥臂组，arm3、S2、S4和arm4依次串联形成右桥臂组；所述左桥臂组与右桥臂组并联连接；
所述左桥臂组中S1和S3之间设抽头一，所述右桥臂组中S2和S4之间设抽头二，所述抽头一连接电感器，而后再连接变压器原边绕组的上端子；所述抽头二连接变压器原边绕组的下端子；所述变压器的副边绕组为交流侧的输出口；
即A相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧A相端口、B相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧B相端口、C相的桥式电路的变压器在副边形成交流侧C相端口，最终实现直流侧正负端口到交流侧三相端口的转换；使得工作时，桥臂开关组工频切换，没有相邻桥臂之间的环流，取消了桥臂滤波电感；
三相的所述桥式电路的工作周期分为正半周期和负半周期：
正半周期时，S1和S4闭合， S2和S3断开，arm1和arm4接入电路工作，形成1-4桥臂组，1-4桥臂组的电压为Viu=
Figure DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为α+θ+φ≤ωt≤α+θ+φ+π；
负半周期时，S2和S3闭合，S1和S4断开，arm2和arm3接入电路工作，形成2-3桥臂组，2-3桥臂组的电压为Vil=
Figure 363166DEST_PATH_IMAGE001
–Vi×sin(ωt+θ)，周期为α+θ+φ+π≤ωt≤α+θ+φ+2π；
其中，i指代A相、B相、C相中的任一相；Viu为i相的1-4桥臂组的电压；Vil为i相的2-3桥臂组的电压；Vdc为直流侧端口电压；Vi为i相的交流侧电压；ω为角频率；t为时间；θ为交流侧电压与电流的相位差；φ为初相位；α为功率平衡角。
2.根据权利要求1所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，其特征在于，三相的所述桥式电路的变压器具有同向的同名端；
所述变压器的原边绕组同名端连接所述电感器；三相的所述桥式电路的变压器的副边绕组同名端形成交流侧的三相端口，三相的所述桥式电路的变压器的副边绕组异名端相连形成中性点。
3.根据权利要求1所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述子模块阀串为半桥子模块、全桥子模块、半桥全桥混合子模块中的一种或几种的串联组合。
4.根据权利要求1所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述桥臂开关组为全控型器件、反向并联半控型器件中的一种或两种的同向的串联组合。
5.根据权利要求4所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，其特征在于，四个子模块阀串的子模块数量相等；四个桥臂开关组的器件数量相等。
6.根据权利要求1所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法，其特征在于，所述桥式电路的变压器采用Δ/Y连接或Δ/Δ连接。
7.根据权利要求1所述的一种串联式MMC拓扑结构的控制方法的控制方法，其特征在于，功率平衡角α用于实现1-4桥臂组和2-3桥臂组的功率平衡。
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