CN113825279B - Led驱动***及其驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种LED驱动***及其驱动方法，LED驱动***包括：补偿控制模块，用于检测流经负载LED的电流并产生反馈电压，比较反馈电压和参考电压；频率调制模块，用于产生周期性变化的调制电压；补偿调节模块，连接频率调制模块输出端，用于根据调制电压产生一电压调节量；补偿电容，一端连接补偿控制模块输出端，另一端连接补偿调节模块输出端，用于根据补偿控制模块输出的比较结果控制补偿电容进行充放电以产生补偿电压，并通过电压调节量辅助调节补偿电压，使补偿电压和调制电压同步变化。通过本发明提供的LED驱动***及其驱动方法，解决了现有LED驱动***在进行频率调制时，因补偿电压变化缓慢而引起电感电流跟随变化的问题。

Description

LED驱动***及其驱动方法

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，特别是涉及一种LED驱动***及其驱动方法。

背景技术

扩频调制技术也被称为频率抖动技术，近年来，这种技术被应用在电磁兼容性（EMC）领域，使它成为一种处理EMC问题的新方法，能够有效降低电磁干扰。

该技术在应用于由电感和电容构成的开关电源，如LED驱动***中时，通过对开关时钟进行频率调制，使得开关电压的输出纹波呈现幅度调制。

LED驱动***的负载是LED灯珠，一般要求流经LED灯珠的电流保持恒定；扩频调制技术在改变开关时钟的频率时，会因补偿电压变化缓慢而引起电感电流跟随发生改变，从而使得流经LED灯珠的电流稳定性变差。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种LED驱动***及其驱动方法，用于解决现有LED驱动***在进行频率调制时，会因补偿电压变化缓慢而引起电感电流跟随变化，从而导致***稳定性变差的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种LED驱动***，所述LED驱动***包括：

补偿控制模块，用于检测流经负载LED的电流并产生反馈电压，比较反馈电压和参考电压；

频率调制模块，用于产生一周期性变化的调制电压；

补偿调节模块，连接所述频率调制模块的输出端，用于根据所述调制电压产生一电压调节量；

补偿电容，一端连接所述补偿控制模块的输出端，另一端连接所述补偿调节模块的输出端，用于根据所述补偿控制模块输出的比较结果控制所述补偿电容进行充放电以产生补偿电压，并通过所述电压调节量辅助调节所述补偿电压，使所述补偿电压和所述调制电压同步变化。

可选地，所述LED驱动***还包括：

负载驱动模块，用于根据功率管的通断来恒流驱动负载LED；

时钟产生模块，连接所述频率调制模块的输出端，用于根据所述调制电压产生一时钟信号，其中，所述时钟信号的频率随着所述调制电压值的变化而变化；

复位信号产生模块，连接所述功率管的漏极及所述补偿电容的一端，用于采样流经功率管漏极的电流并产生采样电压，比较所述采样电压和所述补偿电压以产生复位信号；

驱动信号产生模块，连接所述时钟产生模块的输出端及所述复位信号产生模块的输出端，用于根据所述时钟信号及所述复位信号产生开关驱动信号以控制所述功率管的通断。

可选地，所述补偿调节模块包括：放大器、第一分压电阻及第二分压电阻，所述放大器的同相输入端连接所述频率调制模块的输出端，所述放大器的反相输入端连接串联的所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接节点，所述放大器的输出端通过串联的所述第一分压电阻和所述第二分压电阻接地并作为所述补偿调节模块的输出端。

可选地，所述频率调制模块包括：

比较单元，用于比较调制电压和基准电压；

基准切换单元，连接所述比较单元的输出端，用于根据所述比较单元输出的比较结果在第一基准电压和第二基准电压之间切换接入所述比较单元的基准电压；

调制电压产生单元，连接所述比较单元的输出端，用于根据所述比较单元输出的比较结果进行电容充放电以产生调制电压。

可选地，所述比较单元包括：第一比较器，所述第一比较器的同相输入端连接所述调制电压产生单元的输出端，所述第一比较器的反相输入端连接所述基准切换单元的输出端，所述第一比较器的输出端作为所述比较单元的输出端。

可选地，所述基准切换单元包括：反相器、第一基准电压源、第二基准电压源、第一NMOS管及第二NMOS管，所述第一NMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述第一NMOS管的源极通过所述第一基准电压源接地，所述第一NMOS管的漏极连接所述第二NMOS管的漏极并作为所述基准切换单元的输出端，所述第二NMOS管的栅极通过所述反相器连接所述比较单元的输出端，所述第二NMOS管的源极通过所述第二基准电压源接地。

可选地，所述调制电压产生单元包括：第一基准电流源、第二基准电流源、PMOS管、第三NMOS管及第一电容，所述第一基准电流源连接于输入电压和所述PMOS管的源极之间，所述PMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述PMOS管的漏极连接所述第三NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述第三NMOS管的源极通过所述第二基准电流源接地，所述第一电容的一端连接所述PMOS管的漏极并作为所述调制电压产生单元的输出端，所述第一电容的另一端接地。

可选地，所述补偿控制模块包括：反馈电阻、误差放大器及参考电压源，所述反馈电阻的一端连接所述负载LED的负极及所述误差放大器的反相输入端，所述反馈电阻的另一端接地，所述误差放大器的同相输入端通过所述参考电压源接地，所述误差放大器的输出端作为所述补偿控制模块的输出端。

可选地，所述负载驱动模块包括：工作电压源、功率管、续流二极管、电感、储能电容及负载LED，所述工作电压源的正极连接所述功率管的漏极，所述工作电压源的负极接地，所述功率管的源极连接所述续流二极管的负极及所述电感的一端，所述功率管的栅极连接所述驱动信号产生模块的输出端，所述续流二极管的正极接地，所述电感的另一端连接所述储能电容的一端及所述负载LED的正极，所述储能电容的另一端接地，所述负载LED的负极连接所述补偿控制模块中负载电阻的一端。

可选地，所述时钟产生模块包括振荡器，其中，所述振荡器包括：第二比较器、第二电容、第三基准电流源及第四NMOS管，所述第三基准电流源和所述第二电容串联于输入电压和地之间，且所述第三基准电流源和所述第二电容的连接节点连接所述第二比较器的同相输入端及所述第四NMOS管的漏极，所述第二比较器的反相输入端连接所述频率调制模块的输出端，所述第二比较器的输出端连接所述第四NMOS管的栅极并作为所述振荡器的输出端，所述第四NMOS管的源极接地。

可选地，所述复位信号产生模块包括：采样电阻及第三比较器，所述采样电阻的一端连接所述功率管的漏极及所述第三比较器的同相输入端，所述采样电阻的另一端连接工作电压，所述第三比较器的反相输入端连接所述补偿电容的一端，所述第三比较器的输出端作为所述复位信号产生模块的输出端。

可选地，所述驱动信号产生模块包括：RS触发器，所述RS触发器的置位端连接所述时钟产生模块的输出端，所述RS触发器的复位端连接所述复位信号产生模块的输出端，所述RS触发器的输出端作为所述驱动信号产生模块的输出端。

本发明还提供了一种LED驱动方法，所述LED驱动方法包括：

检测流经负载LED的电流并产生反馈电压，比较反馈电压和参考电压；

获取一周期性变化的调制电压，并根据所述调制电压得到一电压调节量；

根据所述反馈电压和所述参考电压的比较结果控制补偿电容进行充放电以产生补偿电压，并通过所述电压调节量辅助调节所述补偿电压，使所述补偿电压和所述调制电压同步变化，以此实现负载LED的恒流驱动。

可选地，所述LED驱动方法还包括：

根据所述调制电压得到一时钟信号，其中，所述时钟信号的频率随着所述调制电压值的变化而变化；

采样流经功率管漏极的电流并产生采样电压，比较所述采样电压和所述补偿电压，并在所述采样电压大于所述补偿电压时产生复位信号；

根据所述时钟信号及所述复位信号产生开关驱动信号以控制所述功率管的通断。

如上所述，本发明的一种LED驱动***及其驱动方法，在保留扩频调制功能的同时，通过使补偿电压和调制电压同步变化，也即补偿电压跟随开关周期变化，使得电感电流的平均值基本不变，从而使得流经负载LED的电流不跟随频率调制而改变，维持流经负载LED的电流恒定，提升***稳定性。

附图说明

图1显示为现有LED驱动***的电路图。

图2显示为现有LED驱动***在频率调制使时钟周期变长时的波形图。

图3显示为现有LED驱动***在频率调制使时钟周期变短时的波形图。

图4显示为本发明LED驱动***的电路图。

图5显示为本发明频率调制模块的电路图。

图6显示为本发明时钟产生模块的电路图。

图7显示为本发明LED驱动***在频率调制使时钟周期变长时的波形图。

图8显示为本发明LED驱动***在频率调制使时钟周期变短时的波形图。

元件标号说明：100补偿控制模块，200频率调制模块，201比较单元，202基准切换单元，203调制电压产生单元，300补偿调节模块，400负载驱动模块，500时钟产生模块，600复位信号产生模块，700驱动信号产生模块。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1至图8。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局形态也可能更为复杂。

图1为一种降压型开关电源LED驱动***，包括：工作电压源VDD、采样电阻Rcs、功率管NM0、续流二极管D0、电感L0、储能电容C0、负载LED、反馈电阻Rfb、RS触发器、比较器CMP、补偿电容Ccomp、误差放大器EA、参考电压源Vref、振荡器及频率调制器，在该LED驱动***中，流经负载LED的电流与电感电流的平均值相等。

当时钟信号CLK由低电平变为高电平时，RS触发器输出的开关驱动信号DRV由低电平变为高电平，开启功率管NM0，电感电流线性增大，功率管NM0的漏极电流也随之增大；当采样电压Vcs增大到高于补偿电压Vcomp时，比较器CMP的输出由低电平变为高电平，RS触发器输出的开关驱动信号DRV则由高电平变为低电平，关断功率管NM0；功率管NM0关断后，采样电压Vcs下降为0，比较器CMP的输出变为低电平。在该LED驱动***中，补偿电压Vcomp决定了电感电流的峰值，电感电流的峰值满足公式Ipeak=Vcomp/Rcs，其中，Ipeak为电感电流的峰值，Vcomp为补偿电压，Rcs为采样电阻的阻值。

对于上述LED驱动***而言，存在如下缺点：

补偿电容Ccomp用于***稳定性补偿，为了获得较好的***稳定性，需要降低***带宽，补偿电容Ccomp的容值通常很大，而误差放大器EA输出电流能力有限，因此，补偿电压Vcomp变化很慢，在几个开关周期时间内可以看作电压值基本不变。

如图2所示，在频率调制器使得振荡器输出的时钟信号CLK的周期变长时（如图中的t1时刻），由于t1时刻后的几个开关周期时间内，补偿电压Vcomp可以看作基本不变，因此，电感电流的峰值基本不变；但由于时钟信号CLK的周期变长，电感电流纹波变大，所以t1时刻后的几个开关周期时间内，电感电流谷值减小，电感电流平均值减小，从而导致流经负载LED的电流减小（小于设定值）。而流经负载LED的电流减小会使得反馈电压Vfb小于参考电压Vref，误差放大器EA对补偿电容Ccomp充电，经过多个开关周期后，补偿电压Vcomp增大，***重新稳定后，电感电流的峰值增大，流经负载LED的电流达到设定值。

如图3所示，在频率调制器使得振荡器输出的时钟信号CLK的周期变短时（如图中的t2时刻），由于t2时刻后的几个开关周期时间内，补偿电压Vcomp可以看作基本不变，因此，电感电流的峰值基本不变；但由于时钟信号CLK的周期变短，电感电流纹波变小，所以t2时刻后的几个开关周期时间内，电感电流谷值增大，电感电流平均值增大，从而导致流经负载LED的电流增大（大于设定值）。而流经负载LED的电流增大会使得反馈电压Vfb大于参考电压Vref，误差放大器EA对补偿电容Ccomp放电，经过多个开关周期后，补偿电压Vcomp减小，***重新稳定后，电感电流的峰值减小，流经负载LED的电流达到设定值。

可见，图1所示LED驱动***在频率调制后的几个开关周期时间内，由于补偿电压变化缓慢（近似为基本不变），会引起电感电流发生改变，从而导致流经负载LED的电流发生变化，需要等待多个开关周期，***才能再次稳定。

为了解决上述技术问题，本实施例提出了一种全新的LED驱动***，如图4所示，所述LED驱动***包括：补偿控制模块100、频率调制模块200、补偿调节模块300及补偿电容Ccomp；所述补偿控制模块100用于检测流经负载LED的电流并产生反馈电压Vfb，比较反馈电压Vfb和参考电压Vref；所述频率调制模块200用于产生一周期性变化的调制电压Vm；所述补偿调节模块300连接所述频率调制模块200的输出端，用于根据所述调制电压Vm产生一电压调节量Vamp；所述补偿电容Ccomp的一端连接所述补偿控制模块100的输出端，另一端连接所述补偿调节模块300的输出端，用于根据所述补偿控制模块100输出的比较结果控制所述补偿电容Ccomp进行充放电以产生补偿电压Vcomp，并通过所述电压调节量Vamp辅助调节所述补偿电压Vcomp，使所述补偿电压Vcomp和所述调制电压Vm同步变化。

进一步的，如图4所示，所述LED驱动***还包括：负载驱动模块400、时钟产生模块500、复位信号产生模块600及驱动信号产生模块700；所述负载驱动模块400用于根据功率管MN0的通断来恒流驱动负载LED；所述时钟产生模块500连接所述频率调制模块200的输出端，用于根据所述调制电压Vm产生一时钟信号CLK，其中，所述时钟信号CLK的频率随着所述调制电压Vm的值的变化而变化；所述复位信号产生模块600连接所述功率管MN0的漏极及所述补偿电容Ccomp的一端，用于采样流经功率管MN0漏极的电流并产生采样电压Vcs，比较所述采样电压Vcs和所述补偿电压Vcomp以产生复位信号；所述驱动信号产生模块700连接所述时钟产生模块500的输出端及所述复位信号产生模块600的输出端，用于根据所述时钟信号CLK及所述复位信号产生开关驱动信号DRV以控制所述功率管MN0的通断。

具体的，如图4所示，所述补偿控制模块100包括：反馈电阻Rfb、误差放大器EA及参考电压源Vref，所述反馈电阻Rfb的一端连接所述负载LED的负极及所述误差放大器EA的反相输入端，所述反馈电阻Rfb的另一端接地，所述误差放大器EA的同相输入端通过所述参考电压源Vref接地，所述误差放大器EA的输出端作为所述补偿控制模块100的输出端。

本实施例中，所述误差放大器EA对所述反馈电压Vfb和所述参考电压Vref的差值放大，并在所述反馈电压Vfb小于所述参考电压Vref时，通过对所述补偿电容Ccomp充电来增大补偿电压Vcomp，在所述反馈电压Vfb大于所述参考电压Vref时，通过对所述补偿电容Ccomp放电来减小补偿电压Vcomp，在所述反馈电压Vfb等于所述参考电压Vref时实现***稳定，此时，Vfb=Vref，流经负载LED的电流稳定在设定值，满足公式ILED=Vref/Rfb，其中，ILED为流经负载LED的电流，Vref为参考电压源的电压值，Rfb为负载电阻的阻值。

具体的，如图5所示，所述频率调制模块200包括：比较单元201、基准切换单元202及调制电压产生单元203；所述比较单元201用于比较调制电压Vm和基准电压Vr1/Vr2；所述基准切换单元202连接所述比较单元201的输出端，用于根据所述比较单元201输出的比较结果在第一基准电压Vr1和第二基准电压Vr2之间切换接入所述比较单元201的基准电压；所述调制电压产生单元203连接所述比较单元201的输出端，用于根据所述比较单元201输出的比较结果进行电容充放电以产生调制电压Vm。

更具体的，如图5所示，所述比较单元201包括：第一比较器CMP1，所述第一比较器CMP1的同相输入端连接所述调制电压产生单元203的输出端，所述第一比较器CMP1的反相输入端连接所述基准切换单元202的输出端，所述第一比较器CMP1的输出端作为所述比较单元201的输出端。

所述基准切换单元202包括：反相器INV、第一基准电压源Vr1、第二基准电压源Vr2、第一NMOS管MN1及第二NMOS管MN2，所述第一NMOS管MN1的栅极连接所述比较单元201的输出端，所述第一NMOS管MN1的源极通过所述第一基准电压源Vr1接地，所述第一NMOS管MN1的漏极连接所述第二NMOS管MN2的漏极并作为所述基准切换单元202的输出端，所述第二NMOS管MN2的栅极通过所述反相器INV连接所述比较单元201的输出端，所述第二NMOS管MN2的源极通过所述第二基准电压源Vr2接地。

所述调制电压产生单元203包括：第一基准电流源I1、第二基准电流源I2、PMOS管MP1、第三NMOS管MN3及第一电容Cm，所述第一基准电流源I1连接于输入电压和所述PMOS管MP1的源极之间，所述PMOS管MP1的栅极连接所述比较单元201的输出端，所述PMOS管MP1的漏极连接所述第三NMOS管MN3的漏极，所述第三NMOS管MN3的栅极连接所述比较单元201的输出端，所述第三NMOS管MN3的源极通过所述第二基准电流源I2接地，所述第一电容Cm的一端连接所述PMOS管MP1的漏极并作为所述调制电压产生单元203的输出端，所述第一电容Cm的另一端接地。

本实施例中，所述第二基准电压源Vr2的电压值大于所述第一基准电压源Vr1的电压值，在所述第一比较器CMP1输出低电平时，所述第一NMOS管MN1关断，所述第二NMOS管MN2导通，所述第一比较器CMP1的反相输入端接入所述第二基准电压Vr2；同时，在所述第一比较器CMP1输出低电平时，所述PMOS管MP1导通，所述第三NMOS管MN3关断，所述第一基准电流源I1对所述第一电容Cm充电；当所述第一电容Cm充电到使得所述调制电压Vm大于所述第二基准电压Vr2时，所述第一比较器CMP2的输出发生翻转。在所述第一比较器CMP1输出高电平时，所述第一NMOS管MN1导通，所述第二NMOS管MN2关断，所述第一比较器CMP1的反相输入端接入所述第一基准电压Vr1；同时，在所述第一比较器CMP1输出高电平时，所述PMOS管MP1关断，所述第三NMOS管MN3导通，所述第二基准电流源I2对所述第一电容Cm放电；当所述第一电容Cm放电到使得所述调制电压Vm小于所述第一基准电压Vr1时，所述第一比较器CMP2的输出再次发生翻转。本示例中，所述调制电压Vm在所述第一基准电压Vr1和所述第二基准电压Vr2之间变化。

具体的，如图4所示，所述补偿调节模块300包括：放大器AMP、第一分压电阻R1及第二分压电阻R2，所述放大器AMP的同相输入端连接所述频率调制模块200的输出端，所述放大器AMP的反相输入端连接串联的所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2的连接节点A，所述放大器AMP的输出端通过串联的所述第一分压电阻R1和所述第二分压电阻R2接地并作为所述补偿调节模块300的输出端。

本实施例中，利用所述放大器AMP的虚短虚断，使所述放大器AMP的反相输入端电压等于其同相输入端电压，从而使得连接节点A处的电压等于所述调制电压Vm，从而实现根据所述调制电压Vm产生所述电压调节量Vamp；二者满足公式：Vamp=Vm*（R1+R2）/R2，其中，Vamp为电压调节量，Vm为调制电压，R1为第一分压电阻的阻值，R2为第二分压电阻的阻值。

具体的，所述补偿电容Ccomp用于***稳定性补偿，其容值通常很大（一般为20pF-200pF），但由于所述补偿控制模块100中误差放大器EA的输出电流能力有限（一般为1uA-10uA），仅通过所述补偿控制模块100来控制所述补偿电压Vcomp时，会使所述补偿电压Vcomp变化很慢，以至于在频率调制后的几个开关周期时间内，可以看作所述补偿电压Vcomp的值基本不变；而通过所述电压调节量Vamp辅助调节所述补偿电压Vcomp时，则可以使所述补偿电压Vcomp和所述调制电压Vm同步变化，以此避免在频率调制时，因补偿电压变化缓慢而引起电感电流发生变化，从而导致流经负载LED的电流发生变化，实现负载LED的恒流控制。本实施例中，辅助调节后的补偿电压Vcomp’=Vcomp+Vamp，其中，Vcomp为通过补偿控制模块100控制的补偿电容两端的电压，Vamp为电压调节量。

具体的，如图4所示，所述负载驱动模块400包括：工作电压源VDD、功率管MN0、续流二极管D0、电感L0、储能电容C0及负载LED，所述工作电压源VDD的正极连接所述功率管MN0的漏极，所述工作电压源VDD的负极接地，所述功率管MN0的源极连接所述续流二极管D0的负极及所述电感L0的一端，所述功率管MN0的栅极连接所述驱动信号产生模块700的输出端，所述续流二极管D0的正极接地，所述电感L0的另一端连接所述储能电容C0的一端及所述负载LED的正极，所述储能电容C0的另一端接地，所述负载LED的负极连接所述补偿控制模块100中负载电阻Rfb的一端。

本实施例中，在所述功率管MN0导通时，所述工作电压源VDD通过所述功率管MN0、所述电感L0为所述储能电容C0充电并驱动所述负载LED发光；在所述功率管MN0关断时，所述储能电容C0放电以驱动所述负载LED发光；通过控制所述功率管MN0的导通、关断，即可实现所述负载LED的恒流控制。

具体的，如图6所示，所述时钟产生模块500包括振荡器。更具体的，所述振荡器包括：第二比较器CMP2、第二电容Cn、第三基准电流源I3及第四NMOS管MN4，所述第三基准电流源I3和所述第二电容Cn串联于输入电压和地之间，且所述第三基准电流源I3和所述第二电容Cn的连接节点连接所述第二比较器CMP2的同相输入端及所述第四NMOS管MN4的漏极，所述第二比较器CMP2的反相输入端连接所述频率调制模块200的输出端，所述第二比较器CMP2的输出端连接所述第四NMOS管MN4的栅极并作为所述振荡器的输出端，所述第四NMOS管MN4的源极接地。

本实施例中，在所述第二比较器CMP2输出低电平时，所述第四NMOS管MN4关断，所述第三基准电流源I3对所述第二电容Cn充电，节点电压Vn随之升高；当节点电压Vn大于所述调制电压Vm时，所述第二比较器CMP2的输出发生翻转。在所述第二比较器CMP2输出高电平时，所述第四NMOS管MN4导通，所述第二电容Cn快速放电到0，所述第二比较器CMP2的输出则再次发生翻转。由于所述第二电容Cn的放电电流很大，故所述第二比较器CMP2输出的高电平的持续时间很短，也即，所述第二比较器CMP2输出的时钟信号CLK为一个窄脉冲信号。本示例中，所述时钟信号CLK的频率随着所述调制电压Vm的值的变化而变化，在所述调制电压Vm增大时，所述时钟信号CLK的频率减小、周期增大，在所述调制电压Vm减小时，所述时钟信号CLK的频率增大、周期减小。

具体的，如图4所示，所述复位信号产生模块600包括：采样电阻Rcs及第三比较器CMP3，所述采样电阻Rcs的一端连接所述功率管MN0的漏极及所述第三比较器CMP3的同相输入端，所述采样电阻Rcs的另一端连接工作电压VDD，所述第三比较器CMP3的反相输入端连接所述补偿电容Ccomp的一端，所述第三比较器CMP3的输出端作为所述复位信号产生模块600的输出端。

本实施例中，所述第三比较器CMP3用于比较所述采样电压Vcs和所述补偿电压Vcomp，并在所述采样电压Vcs大于所述补偿电压Vcomp时产生复位信号RST。

具体的，如图4所示，所述驱动信号产生模块700包括：RS触发器，所述RS触发器的置位端连接所述时钟产生模块500的输出端，所述RS触发器的复位端连接所述复位信号产生模块600的输出端，所述RS触发器的输出端作为所述驱动信号产生模块700的输出端。

本实施例中，在所述时钟信号CLK由低电平变为高电平时，触发所述RS触发器置位，所述RS触发器输出的开关驱动信号DRV由低电平变为高电平，以此控制所述功率管MN0导通；而在所述复位信号产生模块600产生所述复位信号RST时，触发所述RS触发器清零，所述RS触发器输出的开关驱动信号DRV则由高电平变为低电平，以此控制所述功率管MN0关断。

相应的，本实施例还提供一种LED驱动方法，可基于如上所述LED驱动***来实现，所述LED驱动方法包括：

检测流经负载LED的电流并产生反馈电压Vfb，比较反馈电压Vfb和参考电压Vref；

获取一周期性变化的调制电压Vm，并根据所述调制电压Vm得到一电压调节量Vamp；

根据所述反馈电压Vfb和所述参考电压Vref的比较结果控制补偿电容Ccomp进行充放电以产生补偿电压Vcomp，并通过所述电压调节量Vamp辅助调节所述补偿电压Vcomp，使所述补偿电压Vcomp和所述调制电压Vm同步变化，以此实现负载LED的恒流驱动。

进一步的，所述LED驱动方法还包括：

根据所述调制电压Vm产生一时钟信号CLK，其中，所述时钟信号CLK的频率随着所述调制电压Vm的值的变化而变化；

采样流经功率管漏极的电流并产生采样电压Vcs，比较所述采样电压Vcs和所述补偿电压Vcomp，并在所述采样电压Vcs大于所述补偿电压Vcomp时产生复位信号；

根据所述时钟信号及所述复位信号产生开关驱动信号以控制所述功率管的通断，以此实现负载LED的恒流驱动。

具体的，获取所述调制电压Vm的方法包括：比较调制电压Vm和基准电压；根据比较结果在第一基准电压Vr1和第二基准电压Vr2之间切换接入的基准电压；根据比较结果进行电容充放电以产生调制电压Vm。本实施例中，所述调制电压Vm在所述第一基准电压Vr1和所述第二基准电压Vr2之间变化。

具体的，所述调制电压Vm和所述电压调节量Vamp满足公式：Vamp=Vm*（R1+R2）/R2，其中，Vamp为电压调节量，Vm为调制电压，R1为第一分压电阻的阻值，R2为第二分压电阻的阻值。

具体的，在所述反馈电压Vfb小于所述参考电压Vref时，通过对所述补偿电容Ccomp充电来增大补偿电压Vcomp，在所述反馈电压Vfb大于所述参考电压Vref时，通过对所述补偿电容Ccomp放电来减小补偿电压Vcomp，在所述反馈电压Vfb等于所述参考电压Vref时实现***稳定，此时，Vfb=Vref，流经负载LED的电流稳定在设定值，满足公式ILED=Vref/Rfb，其中，ILED为流经负载LED的电流，Vref为参考电压源的电压值，Rfb为负载电阻的阻值。本实施例中，辅助调节后的补偿电压Vcomp’=Vcomp+Vamp，其中，Vcomp为补偿电容两端的电压，Vamp为电压调节量。

下面请参阅图7和图8，对本实施例所述LED驱动***及其驱动方法的恒流驱动性能进行说明。

如图7所示，通过频率调制使时钟信号CLK的周期变长时（如图中的t1时刻），由于调制电压Vm增大的同时，电压调节量Vamp跟随增大∆V，从而使得补偿电压Vcomp也跟随增大∆V；时钟信号CLK周期变长，会使得电感电流纹波增大（即电感电流的峰值与谷值之间的差值增大），而补偿电压Vcomp的增大又会使得电感电流的峰值增大，通过合理设计电感电流峰值的变化幅度（即合理设计第一分压电阻R1、R2的阻值），即可使得电感电流的平均值基本与t1时刻之前相等。

如图8所示，通过频率调制使时钟信号CLK的周期变短时（如图中的t2时刻），由于调制电压Vm减小的同时，电压调节量Vamp跟随减小∆V，从而使得补偿电压Vcomp也跟随减小∆V；时钟信号CLK周期变短，会使得电感电流纹波减小（即电感电流的峰值与谷值之间的差值减小），而补偿电压Vcomp的减小又会使得电感电流的峰值减小，通过合理设计电感电流峰值的变化幅度（即合理设计第一分压电阻R1、R2的阻值），即可使得电感电流的平均值基本与t2时刻之前相等。

综上所述，本发明的一种LED驱动***及其驱动方法，在保留扩频调制功能的同时，通过使补偿电压和调制电压同步变化，也即补偿电压跟随开关周期变化，使得电感电流的平均值基本不变，从而使得流经负载LED的电流不跟随频率调制而改变，维持流经负载LED的电流恒定，提升***稳定性。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (12)

1.一种LED驱动***，其特征在于，所述LED驱动***包括：

补偿控制模块，用于检测流经负载LED的电流并产生反馈电压，比较反馈电压和参考电压；

频率调制模块，用于产生一周期性变化的调制电压；

补偿调节模块，连接所述频率调制模块的输出端，用于根据所述调制电压产生一电压调节量；

补偿电容，一端连接所述补偿控制模块的输出端，另一端连接所述补偿调节模块的输出端，用于根据所述补偿控制模块输出的比较结果控制所述补偿电容进行充放电以产生补偿电压，并通过所述电压调节量辅助调节所述补偿电压，使所述补偿电压和所述调制电压同步变化；

其中，所述频率调制模块包括：比较单元，用于比较调制电压和基准电压；基准切换单元，连接所述比较单元的输出端，用于根据所述比较单元输出的比较结果在第一基准电压和第二基准电压之间切换接入所述比较单元的基准电压；调制电压产生单元，连接所述比较单元的输出端，用于根据所述比较单元输出的比较结果进行电容充放电以产生调制电压；

所述补偿调节模块包括：放大器、第一分压电阻及第二分压电阻，所述放大器的同相输入端连接所述频率调制模块的输出端，所述放大器的反相输入端连接串联的所述第一分压电阻和所述第二分压电阻的连接节点，所述放大器的输出端通过串联的所述第一分压电阻和所述第二分压电阻接地并作为所述补偿调节模块的输出端。

2.根据权利要求1所述的LED驱动***，其特征在于，所述LED驱动***还包括：

负载驱动模块，用于根据功率管的通断来恒流驱动负载LED；

时钟产生模块，连接所述频率调制模块的输出端，用于根据所述调制电压产生一时钟信号，其中，所述时钟信号的频率随着所述调制电压值的变化而变化；

复位信号产生模块，连接所述功率管的漏极及所述补偿电容的一端，用于采样流经功率管漏极的电流并产生采样电压，比较所述采样电压和所述补偿电压以产生复位信号；

驱动信号产生模块，连接所述时钟产生模块的输出端及所述复位信号产生模块的输出端，用于根据所述时钟信号及所述复位信号产生开关驱动信号以控制所述功率管的通断。

3.根据权利要求1或2所述的LED驱动***，其特征在于，所述比较单元包括：第一比较器，所述第一比较器的同相输入端连接所述调制电压产生单元的输出端，所述第一比较器的反相输入端连接所述基准切换单元的输出端，所述第一比较器的输出端作为所述比较单元的输出端。

4.根据权利要求1或2所述的LED驱动***，其特征在于，所述基准切换单元包括：反相器、第一基准电压源、第二基准电压源、第一NMOS管及第二NMOS管，所述第一NMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述第一NMOS管的源极通过所述第一基准电压源接地，所述第一NMOS管的漏极连接所述第二NMOS管的漏极并作为所述基准切换单元的输出端，所述第二NMOS管的栅极通过所述反相器连接所述比较单元的输出端，所述第二NMOS管的源极通过所述第二基准电压源接地。

5.根据权利要求1或2所述的LED驱动***，其特征在于，所述调制电压产生单元包括：第一基准电流源、第二基准电流源、PMOS管、第三NMOS管及第一电容，所述第一基准电流源连接于输入电压和所述PMOS管的源极之间，所述PMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述PMOS管的漏极连接所述第三NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的栅极连接所述比较单元的输出端，所述第三NMOS管的源极通过所述第二基准电流源接地，所述第一电容的一端连接所述PMOS管的漏极并作为所述调制电压产生单元的输出端，所述第一电容的另一端接地。

6.根据权利要求1或2所述的LED驱动***，其特征在于，所述补偿控制模块包括：反馈电阻、误差放大器及参考电压源，所述反馈电阻的一端连接所述负载LED的负极及所述误差放大器的反相输入端，所述反馈电阻的另一端接地，所述误差放大器的同相输入端通过所述参考电压源接地，所述误差放大器的输出端作为所述补偿控制模块的输出端。

7.根据权利要求2所述的LED驱动***，其特征在于，所述负载驱动模块包括：工作电压源、功率管、续流二极管、电感、储能电容及负载LED，所述工作电压源的正极连接所述功率管的漏极，所述工作电压源的负极接地，所述功率管的源极连接所述续流二极管的负极及所述电感的一端，所述功率管的栅极连接所述驱动信号产生模块的输出端，所述续流二极管的正极接地，所述电感的另一端连接所述储能电容的一端及所述负载LED的正极，所述储能电容的另一端接地，所述负载LED的负极连接所述补偿控制模块中负载电阻的一端。

8.根据权利要求2所述的LED驱动***，其特征在于，所述时钟产生模块包括振荡器，其中，所述振荡器包括：第二比较器、第二电容、第三基准电流源及第四NMOS管，所述第三基准电流源和所述第二电容串联于输入电压和地之间，且所述第三基准电流源和所述第二电容的连接节点连接所述第二比较器的同相输入端及所述第四NMOS管的漏极，所述第二比较器的反相输入端连接所述频率调制模块的输出端，所述第二比较器的输出端连接所述第四NMOS管的栅极并作为所述振荡器的输出端，所述第四NMOS管的源极接地。

9.根据权利要求2所述的LED驱动***，其特征在于，所述复位信号产生模块包括：采样电阻及第三比较器，所述采样电阻的一端连接所述功率管的漏极及所述第三比较器的同相输入端，所述采样电阻的另一端连接工作电压，所述第三比较器的反相输入端连接所述补偿电容的一端，所述第三比较器的输出端作为所述复位信号产生模块的输出端。

10.根据权利要求2所述的LED驱动***，其特征在于，所述驱动信号产生模块包括：RS触发器，所述RS触发器的置位端连接所述时钟产生模块的输出端，所述RS触发器的复位端连接所述复位信号产生模块的输出端，所述RS触发器的输出端作为所述驱动信号产生模块的输出端。

11.一种基于如权利要求1-10任一项所述的LED驱动***实现的LED驱动方法，其特征在于，所述LED驱动方法包括：

检测流经负载LED的电流并产生反馈电压，比较反馈电压和参考电压；

获取一周期性变化的调制电压，并根据所述调制电压得到一电压调节量；

根据所述反馈电压和所述参考电压的比较结果控制补偿电容进行充放电以产生补偿电压，并通过所述电压调节量辅助调节所述补偿电压，使所述补偿电压和所述调制电压同步变化，以此实现负载LED的恒流驱动。

12.根据权利要求11所述的LED驱动方法，其特征在于，所述LED驱动方法还包括：

根据所述调制电压得到一时钟信号，其中，所述时钟信号的频率随着所述调制电压值的变化而变化；

采样流经功率管漏极的电流并产生采样电压，比较所述采样电压和所述补偿电压，并在所述采样电压大于所述补偿电压时产生复位信号；

根据所述时钟信号及所述复位信号产生开关驱动信号以控制所述功率管的通断。

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