CN113824330B - 基于可变电感的llc谐振变换器 - Google Patents

基于可变电感的llc谐振变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了电力电子变换器技术领域的基于可变电感的LLC谐振变换器，包括磁芯，磁芯为双“E”型，磁芯包括：初级绕组、次级绕组、偏置绕组A和B、中间磁路开气隙；通过改变偏置绕组电流的大小，会让材料磁导率发生变化，使励磁电感发生变化，改变励磁电感比值。偏置绕组以相同的方向缠绕在侧边支路，通过感应中心支路来抵消互感产生的交流电压；偏置绕组需要额外的恒流源，包括主电路和控制电路两大部分，该方式可以降低谐振腔损耗，提高轻载效率，可使全负载范围内的变换器效率维持在较高水平，并且电路结构简单，达到降低电路成本的目的，不需要对变压器主体部分进行修改，也不会对变压器其他参数如变压器初级漏感造成影响。

Description

基于可变电感的LLC谐振变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体为基于可变电感的LLC谐振变换器；
背景技术
随着电力电子技术的迅速发展，DC/DC变换器在满载、半载情况下的效率受到了广泛关注。大功率、高效率和高功率密度已是开关电源的主要发展方向和追求目标。LLC谐振变换器在软开关方面具有优良的特性，受到了广泛关注，但在轻负载条件下，开关频率需要调节到谐振频率的数倍才能维持目标输出，这会大大增加驱动损耗、开关损耗和高频磁损耗，造成轻载效率低下。
针对LLC谐振变换器轻载效率较低的问题，业界学者以及相关人员做出大量研究工作，比如采用基于电压滞环间歇模式控制来提高轻载效率，具有明显效果，但基于电压滞环间歇模式控制模式可能导致电流噪声，对负载产生影响，同时对电压型输出应用来说，其带来的不利影响是输出电压纹波增大，因此效率提升范围相对较小。又比如采用PFM+PWM的组合控制策略，轻载时会自动工作在PWM状态，这样会让LLC谐振变换器的软开关优势丧失，基于此，本发明设计了基于可变电感的LLC谐振变换器以解决上述问题；
发明内容
本发明的目的在于提供基于可变电感的LLC谐振变换器，以解决上述背景技术中提出的问题；
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种LLC谐振变换器结构的控制方法，通过实时判断输出电流大小Io来调节励磁电感比值k的大小，使励磁电感比值k与当前负荷功率区间适配；其中，k＝Lm/Lr，这里Lm为励磁电感，Lr为谐振电感
当输出电流Io大小满足Io≤Iswitch时，将当前励磁电感比值k设置为k1；其中，在本发明中，所述负荷区间分段点Iswitch的值为：
其中，Gmax为所需最大电压增益，Vo为输出电压，n为变压器变比，Cr为LLC谐振网络的谐振电容。
基于上述发明方法，本发明提供一种LLC谐振变换器结构，包括主电路和控制电路两大部分：
所述LLC谐振网络包括谐振电感Lr、谐振电容Cr以及可以随着偏置电流变化的励磁电感Lm；
所述高频变压器由一个高频变压器组成其励磁电感是可以变化的，其变压器特征在于：采用双E型磁芯，初级侧与次级侧的绕组缠绕在中心腿上，可变电感的偏置绕组A和B具有相同的匝数，以相同的方向缠绕在侧边支路，通过感应中心支路来抵消交流电压。偏置绕组注入的DC电流导致各边脚部分饱和，DC控制电流在磁芯内部产生DC偏置磁通密度，从而改变B-H曲线拐点周围的DC工作点来调节材料磁导率。因此随着偏置电流的增加，材料磁导率降低，根据电感表达式，N为线圈匝数、l为磁路的回路长度、Ae为磁通的截面积。最终励磁电感Lm会变小；上述高频变压器在一次回路中设置有控制开关，所述控制开关受控于控制电路并用于确定偏置电流源是否导通，对应励磁电感Lm。
上述控制电路用于根据输出端的输出电流Io大小来调节各控制开关状态，调节偏置电源导通与否，以使得励磁电感比值k与当前输出电流Io大小适配。
进一步的，在上述结构中，所述控制电路中预设有控制程序，所述控制程序按照如下方式进行控制：
当输出电流Io大小满足Io≤Iswitch时，通过向控制开关发送投切信号将当前励磁电感比值k2调整为k1，此时偏置电源不再工作。
进一步的，在上述结构中，所述控制电路部分依次包括：输出电压电流采样电路、DSP数字控制器、偏置电流源以及驱动电路；
在恒压工作模式下，所述驱动电路用于接收DSP的控制信号并驱动高频变压器控制开关作出相应投切动作以将当前励磁电感比值k2调整为k1。
有益效果：
由以上技术方案可知，本发明通过在双E型磁芯的变压器中，初级侧与次级侧缠绕在中心支路，在侧边支路增加偏置绕组，中间支路开气隙，侧边支路不开气隙。采用切换控制策略控制偏置电流源开通与关断，因此可以灵活改变LLC谐振参数，通过在轻负荷区增大励磁电感比值kj，降低谐振腔损耗，提高轻载效率，可使全负载范围内的变换器效率维持在较高水平，并且电路结构简单，达到降低电路成本的目的。
本发明的技术方案通过控制开关的通断进一步控制偏置电流源的导通与否，实现励磁电感的可变。重载时，励磁电感较小，因此k值较小，变压器可以获得较大的增益调节范围，轻载时，励磁电感增大，因此k值增大，可减小谐振腔环流，降低损耗，提高轻载效率，这正是谐振式充电电源所需要的特性。通过调节偏置电流大小改变变压器励磁电感的参数，不需要对变压器主体部分进行修改，也不会对变压器其他参数如变压器初级漏感造成影响，电路整体结构简单。
附图说明
图1为本发明所提基于可变电感LLC谐振变换器整体结构图；
图2为本发明的变压器的结构图；
图3为本发明所提变压器切换控制方法逻辑流程图；
图4为所提可变电感LLC谐振变换器闭环控制框图；
图5为所提可变电感LLC谐振变换器直流增益曲线图。
图中各标记部分具体意义为：
1、主电路；2、输入侧逆变网络；3、LLC谐振网络；4、变压器；5、二次侧整流滤波网络；6、输出端；7、变压器控制开关；8、控制电路；9、输出电压电流采样电路；10、DSP数字控制器；11、驱动电路；12、偏置电源；13、可控恒流源；
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例；基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围；
请参阅图1至图5，本发明提供基于可变电感的LLC谐振变换器技术方案：如图1本实施例中的LLC谐振变换器结构，包括主电路1和控制电路8两大部分。
主电路1部分依次包括：输入侧逆变网络2、LLC谐振网络3、变压器4、二次侧整流滤波网络5、输出端6以及变压器控制开关7。
控制电路8部分依次包括：输出电压电流采样电路9、DSP数字控制器10以及驱动电路11、可控恒流源12。
LLC谐振网络包括谐振电感Lr、谐振电容Cr以及可以随偏置电流变化而变化的励磁电感Lm。
变压器由一个变压器组成其励磁电感是可以变化的，其变压器特征在于：采用双E型磁芯，初级侧与次级侧的绕组缠绕在中心腿上，可变电感的偏置绕组A和B具有相同的匝数，以相同的方向缠绕在侧边支路，通过感应中心支路来抵消交流电压。偏置绕组注入的DC电流导致各边脚部分饱和，DC控制电流在磁芯内部产生DC偏置磁通密度，从而改变B-H曲线拐点周围的DC工作点来调节材料磁导率。因此随着偏置电流的增加，材料磁导率降低，根据电感表达式N为线圈匝数、l为磁路的回路长度、Ae为磁通的截面积。最终Lm会变小；上述高频变压器在一次回路中设置有控制开关，控制开关受控于控制电路并用于确定偏置电流源是否导通，对应励磁电感Lm。
LLC谐振网络的励磁电感Lm由偏置电流的大小决定。
控制电路通过实时判断输出电流大小来调节励磁电感比值k的大小，这里k＝Lm/Lr，Lm为LLC谐振网络的励磁电感，Lr为LLC谐振网络的谐振电感。控制电路通过对检测输出电流大小进行投切来改变LLC谐振网络的励磁电感Lm，进而调节励磁电感比值k的大小。
图2为变压器的结构示意图。
由图2所示，提出的可变电感器基于双“E”芯结构，该结构在中心腿处包括气隙。主电感缠绕在中心引脚上，对称的偏置绕组缠绕在“E”芯的两个侧臂上。偏置绕组以相反的极性串联，以抵消由中心腿感应的交流电压。由于偏置绕组产生的磁通量路径围绕侧臂与铁芯的上部和下部，偏置将磁化铁芯的(未磁化的)路径。因此相对较小的偏置足以改变中心腿绕组的有效磁导率，从而改变励磁电感。
控制电路通过实时判断输出电流大小Io来调节励磁电感比值k的大小的方法如下：
当输出电流Io大小满足Io≤Iswitch时，将当前励磁电感比值k设置为k1。
根据上述在本实施例中使用的变压器，其k值可取k1或k2，两个k值对应于两个负荷区间，则在本实施例中负荷分段值只有一个，用Iswitch表示。
上述负荷区间的划分包括如下步骤：
步骤一，根据需求合理选定电感比值kj，并以额定工作点确定LLC谐振变换器相关参数：变压器变比n，所需最大电压增益Gmax，品质因数最大值Qmax，谐振电感Lr，谐振电容Cr。
在本实施例中，以额定工作点(重载区)确定合适的重载区k值为kmin，轻载区k值为kmax，即k2＝kmin，则k1＝2k2＝2kmin＝kmax
步骤二：将电感比值k＝kj代入如下最大品质因数计算公式，得出相应的最大品质因数Qmax-j。
在本实施例中，将轻载区电感比值k＝k1＝2kmin代入如下最大品质因数计算公式
得出相应的最大品质因数Qmax-1：
步骤三：将上述Qmax-1代入如下品质因数与输出功率Po和输出电压Vo的关系式，
确定轻载区域对应最大功率点Po-switch，
为了确保电感变化前后均能满足增益要求，对所求Iswitch取80％～90％的下降裕度即得Iswitch＝(80％～90％)Iswitch理论。
如图1-5所示，控制电路8部分依次包括：输出电压电流采样电路9、DSP数字控制器10以及驱动电路11、可控恒流源12。
在重载区域内，LLC谐振变换器对电压增益要求较高，该区域内变换器效率处于较高水平，因此以小k值投入运行。
在轻载区域内，LLC谐振变换器对电压增益要求降低，而该区域内变换器效率水平较低，因此以大k值投入运行。
如图4和图1所示，控制电路对主电路控制步骤为：
步骤一：输出电压电流采样电路对主电路输出端的输出电压Vo、输出电流Io采样并进行模数转换后送给DSP数字控制器10；
步骤二：DSP数字控制器10将输出电压Vo、电流Io作为内部数字闭环控制程序的输入信号，对主电路进行闭环控制，同时根据输出电压Vo、输出电流Io对当前负荷区间进行实时判断；
步骤三：根据步骤二中数字闭环控制器计算结果输出相应频率的对称PWM控制信号至驱动电路11驱动逆变网络开关管导通与关断，从而调整输出侧直流电压；同时根据负荷区域实时判断结果输出相应的切换控制信号给驱动电路11，驱动电路11驱动变压器控制开关7作出相应开关动作。
如图3所示，为变压器切换控制方法逻辑流程图，DSP数字控制器10接收输出电压电流采样电路9采集并进行模数转换后的输出电压Vo、输出电流Io，并根据输出电压Vo、输出电流Io，再用Io与负荷功率区间分段点Iswitch进行比较，在本实施例中当Io≤Iswitch时则DSP数字控制器10不发出切换信号Switching signal，主电路将不投切，偏置电路处于断路，k值保持为k1，电路继续运行在轻载区；当Io>Iswitch时则DSP数字控制器10发出切换信号Switching signal，主电路将投切使偏置电路导通，k值切换为k2，电路切换到重载区。
图4中各附图标记说明如下：Vref—电压参考、Iref—电流参考、Vo-FB—输出电压Vo反馈值、Io-FB—输出电流Io反馈值。
图5为不同运行状态下由上述直流电压增益公式所对应的LLC谐振变换器直流增益曲线图，图中k＝3时所对应的直流增益曲线实际应用于重载区域，从图中可以看出该曲线能够满足最大增益需求，使其工作于感性区域，能够实现MOS管零电压开通(ZVS)。k＝6时所对应的直流增益曲线实际应用于轻负荷区域，为保证切换至大k值状态下变换器仍然能够满足最大增益需求。
图5中各附图标记说明如下：Gmax——所需最大电压增益、Gmin——所需最小电压增益、fn——归一化电压增益、Qmax——k＝3对应最大品质因数、Q1max——k＝6对应最大品质因数。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中；在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例；而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合；
以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明；优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式；显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化；本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明；本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (3)

1.基于可变电感的LLC谐振变换器，其特征在于：包括磁芯，磁芯为双“E”型，磁芯包括：初级绕组、次级绕组、偏置绕组A和B、中间磁路开气隙；通过改变偏置绕组电流的大小，使励磁电感发生变化；
所述偏置绕组需要额外的恒流源；
重载时，励磁电感Lm的值为Lm-2；轻载时，励磁电感Lm的值为Lm-1；在投切信号到来之前，电路处于重载时，偏置绕组的恒流源是一直工作的，此时励磁电感Lm值为Lm-2；当投切信号到来后，电路偏置绕组的恒流源断开，此时励磁电感Lm值为Lm-1；
控制程序按照如下方式进行控制：根据输出电流的大小，当输出电流Io大小满足Io≤Iswitch时，即为控制开关关闭时的电流，通过向控制开关发送投切信号将当前励磁电感比值k2调整为k1；k1=Lm-1/Lr，k2=Lm-2/Lr，Lr是谐振电感，Lm-1，Lm-2分别是轻载与重载时励磁电感Lm的值。
2.根据权利要求1所述的基于可变电感的LLC谐振变换器，其特征在于：所述偏置绕组以相同的方向缠绕在侧边支路，通过感应中心支路来抵消互感产生的交流电压。
3.根据权利要求1所述的基于可变电感的LLC谐振变换器，其特征在于：包括主电路和控制电路两大部分，LLC谐振网络包括谐振电感Lr、谐振电容Cr以及一个可变的励磁电感Lm；
高频变压器其励磁电感是能够变化的，其变压器采用双E型磁芯，初级侧与次级侧的绕组缠绕在中心腿上，可变电感的偏置绕组A和B具有相同的匝数，以相同的方向缠绕在侧边支路，通过感应中心支路来抵消交流电压；偏置绕组注入的DC电流导致各边脚部分饱和，DC控制电流在磁芯内部产生DC偏置磁通密度，从而改变B-H曲线拐点周围的DC工作点来调节材料磁导率；因此随着偏置电流的增加，材料磁导率降低，最终Lm会变小，需要注意的是:从初始值来看，50%的变化率是合适的；因为电感和注入电流之间的斜率从50%附近逐渐减小；为了达到更低的Lm值，需要过大的注入电流，这意味着无效；如果电感继续下降会需要更大的电流，会产生更大的损耗；上述高频变压器在一次回路中设置有控制开关，所述控制开关受控于控制电路并用于确定偏置电流源是否导通，对应励磁电感Lm；
所述控制电路通过对输出电流Io的采样来调节控制开关的工作状态，以使得励磁电感电感比值k与当前输出电流Io大小适配。
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