CN113690600B - 一种双极化全向超表面天线 - Google Patents

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Abstract

本发明属于无线信号传输技术应用领域，具体为一种双极化全向超表面天线，用以解决传统微带天线带宽窄以及难以实现双极化全向辐射的问题；本发明超表面天线包括：从下往上依次层叠设置的微带馈电结构5、下层介质基板4、金属接地板3、上层介质基板2与超表面辐射结构1，以及同轴探针馈电结构6；其中，超表面辐射结构以上层介质基板的中心为旋转对称中心呈90°旋转对称。本发明通过对超表面辐射结构的结构设计，将水平全向辐射模式和垂直全向辐射模式的最强电流分布位置区分开，结合合理的馈电结构，以保证两种极化模式具有宽带辐射特性以及高隔离度优点；最终实现低剖面的双极化全向超表面天线设计，且具有宽带、高隔离度特性。

Description

一种双极化全向超表面天线
技术领域
本发明属于无线信号传输技术应用领域，涉及双极化全向天线结构，具体为一种双极化全向超表面天线。
背景技术
当今社会通信技术迅猛发展，无线通信成为通信领域的重要组成部分，天线作为无线通信的重要收发设备，具有广阔的应用前景。随着信息技术的发展，移动通信数据量不断增加，室内基站已成为4G/5G***不可缺少的设备；由于全向天线具有360°全覆盖室内信号的特点，因此在室内基站中得到了广泛的应用；同时，双极化天线可以增加信道容量，被广泛应用于移动通信中；此外，考虑到商业应用中的美学要求，最好采用低剖面的设计，以便天线或设备看起来平整。
常规的双极化全向天线通常采用组合天线的方式实现，通过一个水平极化全向天线与一个垂直极化全向天线组合形成双极化全向天线；垂直极化天线通常采用单极子天线或者盘锥天线，水平极化天线通常采用环形天线；通过这种方式实现双极化全向天线往往剖面较高，且结构复杂。微带天线为最为常见的低剖面天线，然而其存在带宽窄的问题；另外，微带天线虽然具有水平全向模式和垂直全向模式，但是很难设计恰当的馈电结构分别激励两个模式。随着超表面天线的提出，为解决微带天线存在的问题提供了新的思路。
发明内容
本发明的目的在于提供一种双极化全向超表面天线，用以解决传统微带天线带宽窄以及难以实现双极化全向辐射的问题；本发明通过对超表面辐射结构的结构设计，将水平全向辐射模式和垂直全向辐射模式的最强电流分布位置区分开，结合合理的馈电结构，以保证两种极化模式具有宽带辐射特性以及高隔离度优点；最终实现低剖面的双极化全向超表面天线设计，该天线具有宽带、高隔离度特性。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种双极化全向超表面天线，包括：从下往上依次层叠设置的微带馈电结构5、下层介质基板4、金属接地板3、上层介质基板2与超表面辐射结构1，以及同轴探针馈电结构6；其特征在于，所述天线呈正方形；所述超表面辐射结构以上层介质基板的中心为旋转对称中心呈90°旋转对称，由四块正方形贴片A、八块正方形贴片B、四块正方形贴片C及一块圆形贴片构成；所述圆形贴片位于上层介质基板的中心，所述四块正方形贴片A呈2×2阵列排布于上层介质基板的中心，所述八块正方形贴片B与四块正方形贴片C围绕四块正方形贴片A设置、且正方形贴片C位于上层介质基板的对角线上；所述正方形贴片A的边长为wm1、正方形贴片B的边长为wm2、正方形贴片C的边长为wm3、圆形贴片的半径为r1、且wm1≥wm2≥wm3，相邻正方形贴片A之间的间距为g、正方形贴片B与其相邻的正方形贴片A之间的间距为g、正方形贴片B与其相邻的正方形贴片C之间的间距为g1：g1＝(wm1-wm3)/2+g；每块正方形贴片A的一角开设扇形切角，四个扇形切角围合形成以上层介质基板的中心为圆心、半径为r2的圆，且r1<r2。
进一步的，所述双极化全向超表面天线通过微带馈电结构5为超表面辐射结构馈电，激励水平全向辐射模式；所述双极化全向超表面天线通过同轴馈电结构6为超表面辐射结构馈电，激励垂直全向辐射模式。
更进一步的，所述金属接地板以上层介质基板的中心为旋转对称中心呈90°旋转对称，且金属接地板上刻蚀有4条矩形耦合缝隙；所述矩形耦合缝隙位于上层介质基板的中线上，且矩形耦合缝隙到中心的距离都为Lm：Lm＝(3×g+2×wm1+wm2-Lf)/2、Lf为矩形耦合缝隙的长度，该距离保证了缝隙正好处于超表面辐射结构的相邻正方形贴片B的中间位置的正下方。
更进一步的，所述微带馈电结构为一分四功分器，将能量等幅同相耦合至四个矩形耦合缝隙，为超表面辐射结构馈电，激励水平全向辐射模式。
更进一步的，所述同轴探针馈电结构6设置于下层介质基板的下表面，且位于天线的中心位置；同轴探针的内芯与超表面辐射结构1的圆形贴片相接触(贯穿下层介质基板、金属接地板、上层介质基板)，为顶层的超表面结构馈电，激励垂直全向辐射模式；同轴探针的内芯不接触地板，外芯与金属接地板相连。
进一步的，所述正方形贴片A均沿对角线开设有缝隙A、且缝隙A位于上层介质基板的对角线上，所述正方形贴片B均沿中线开设有缝隙B、且缝隙B与上层介质基板邻近于该正方形贴片B的边相互平行，所述正方形贴片C沿对角线开设有缝隙C、且缝隙C与上层介质基板的对角线相互垂直。
更进一步的，所述缝隙A与缝隙C的宽度为s1：s1小于wm3的十分之一；所述缝隙B的宽度为s2：s2小于wm2的十分之一。
进一步的，所述间距g为wm1的十分之一。
进一步的，所述矩形耦合缝隙的宽度为wf：wf为wm2的[1/9,3/9]。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种双极化全向超表面天线，其工作原理为通过调控超表面上水平极化模式和垂直极化模式的电流分布，将水平极化模式的最强电流调控至外部贴片B和C上，将垂直极化模式最强电流调控至贴片A上，从而通过两个端口分别激励两个模式。
具体的，对于一个典型的4×4等大小正方形超表面阵列，可以通过特征模分析找到一个水平极化模式和一个垂直极化模式。对于水平极化模式，其最强电流分布在外部的贴片上，其电流方向围绕坐标原点呈环状分布，即沿着切向流动。对于垂直极化模式，其最强电流分布在外部的贴片上，其电流方向以坐标原点为中心呈发散分布，即沿着法向流动。根据能量耦合关系，馈电结构应置于电流分布最强的位置。如果要同时激励水平极化模式和垂直极化模式，则馈电结构需要同时放置于外部贴片位置，然而这样的馈电安排将会导致激励水平极化模式和激励垂直极化模式的两个馈电结构位于同样位置，使得馈电结构难以设计，并且会出现互耦，降低隔离度。
因此，为获得理想的辐射特性，本发明通过改变超表面贴片的形状，来改变超表面上的两种模式的电流分布。与原始的4×4正方形贴片阵列相比，本发明所提出的超表面通过引入缝隙将内外部贴片分割，从而改变相应模式的电长度，实现对电流分布的改变。由于水平极化模式的最强电流沿着切向方向流动，因此在外部贴片引入切向的缝隙不会改变水平极化模式的电流分布，但是切向分布的缝隙与垂直极化模式的最强电流方向垂直，从而可以改变垂直极化模式的分布，在贴片B和贴片C上引入缝隙后，垂直极化模式的最强电流将会从外部贴片B和C移动到内部贴片A上。由于切向缝隙的引入，垂直极化的相对电长度也会缩短，为了保障两个模式的频率相同，将内部正方形贴片A的尺寸增大，使其大于外部正方形贴片B和C的尺寸。然而，增大内部正方形贴片A的尺寸也会使得水平极化模式的电尺寸相应增大，并且有可能会使得水平极化模式的最强电流也分布于内部正方形贴片A上，因此在内部贴片上沿法向方向引入缝隙将正方形贴片A进行分割，由于缝隙沿法向方向分布，不会影响垂直极化模式的电流分布，只会影响水平极化模式电流分布，以此保障两个模式工作于相同频率，且激励位置不同。
当完成两个模式的最强电流位置调节后，垂直极化模式根据其特性就可以通过位于中心的探针进行激励，为了增强能量耦合，在探针上方引入圆形贴片E。
对于水平极化模式，根据其模式电流特性，通过四个等幅同相馈电的缝隙进行激励。
综上所述，本发所提出的双极化超表面天线具有宽带高隔离度特性。
附图说明
图1为本发明双极化全向超表面天线结构侧视图。
图2为本发明双极化全向超表面天线的超表面辐射结构示意图。
图3为本发明双极化全向超表面天线的金属接地板示意图。
图4为本发明双极化全向超表面天线的微带馈电结构示意图。
图5为本发明实施例中双极化全向超表面天线所参照的原始超表面结构示意图。
图6为本发明实施例中双极化全向超表面天线所参照的原始超表面结构的两种模式的电流分布图，其中，图6-1为水平全向极化模式的电流分布，图6-2为垂直全向极化模式的电流分布。
图7为本发明实施例中双极化全向超表面天线的超表面结构示意图。
图8为本发明实施例中双极化全向超表面天线的超表面结构的两种模式的电流分布图，其中，图8-1为水平全向极化模式的电流分布，图8-2为垂直全向极化模式的电流分布。
图9为本发明实施例中双极化全向超表面天线的两个端口的S参数(S11、S22和S21)图。
图10为本发明实施例中双极化全向超表面天线工作在5.2GHz、6GHz和6.8GHz下时，两个端口在phi＝0deg的方向图，其中，图10-1为水平全向极化模式的方向图，图10-2为垂直全向极化模式的方向图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效；本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
实施例1
本实施例提供一种双极化全向超表面天线，其结构如图1所示，所述天线呈正方形，包括：超表面辐射结构1、上层介质基板2、金属接地板3、下层介质基板4、微带馈电结构5以及同轴探针馈电结构6；其特征在于，所述超表面辐射结构1设置于上层介质基板2的上表面，金属接地板3设置于上层介质基板2的下表面，下层介质基板4设置于金属接地板3的下表面，微带馈电结构5设置于下层介质基板4的下表面，同轴探针馈电结构6设置于下层介质基板4的下表面、且位于天线中心。
本实施例中，上层介质基板2采用介电常数为3.5的Arlon TC350板材，厚度为t1＝4mm，下层介质基板4采用介电常数为2.6的Neltec NY9260(IM)板材，厚度为t2＝0.8mm。为实现低剖面，两介质层中，下层介质基板4较薄，而要拥有较好的辐射性能，上层介质基板2需要一定的厚度(即地板缝隙与辐射贴片之间需要存在一定距离)。两层介质基板的总厚度不超过5mm，符合低剖面要求，厚度参数可根据具体实用要求进行调节。上层介质基板2、开有缝隙的金属地板3以及下层介质基板4的边长都为W＝70mm。
上层介质基板2上表面的超表面辐射结构1如图2所示；其中超表面辐射结构1包括：正方形贴片A，其边长wm1＝10mm，相邻正方形贴片A之间的间距为g＝1mm，正方形贴片A上所开设的沿对角线的缝隙A的宽度为s1＝0.5mm；四周的正方形贴片B，边长为wm2＝9mm，其与相邻的正方形贴片A的间距为g＝1mm，正方形贴片B上所开设的沿水平或者垂直中垂线的缝隙B的宽度为s2＝0.3mm；四角的正方形贴片C，边长为wm3＝9mm，其与相邻正方形贴片B的间距为g1＝1.5mm，贴片C上所开设的沿对角线的缝隙C的宽度为s1＝0.5mm；圆形贴片的半径为r1＝2mm，切角围合的圆的半径为r2＝2.05mm。
上层介质基板2下表面的金属接地板3如图3所示；开有缝隙的金属接地板3上刻蚀了4条相同的矩形耦合缝隙，其中两条矩形耦合缝隙的平行于长边的中垂线与x轴重合，另外两条矩形耦合缝隙的平行于长边的中垂线与y轴重合；矩形耦合缝隙的长度为Lf＝12.5mm，宽为wf＝2mm；每条缝隙到中心点的距离都为Lm＝9.5mm，该距离保证了缝隙正好处于其上方超表面结构1中相邻矩形贴片B的中间位置的正下方。
本实施例中两个馈电端口分别连接微带馈电结构5和同轴探针馈电结构6，激励不同的模式；其中，端口1连接着设置于下层介质基板4下表面的微带馈电结构5，具体结构如图4所示；可以看到，微带馈电结构5为等幅同相的一分四功分器，该功分器通过金属地板层的四条矩形耦合缝隙为超表面结构1馈送能量，从而激励起水平极化模式；端口2连接着设置于天线中心的同轴探针馈电结构6，同轴探针馈电结构6的内芯与上层介质基板上表面的圆形贴片相接触为顶层的超表面馈电，以激励垂直极化模式。
以下通过对比原始4×4等大小正方形超表面阵列的模式，与本发明天线所提出的超表面阵列的模式，详细阐述本发明天线的工作原理：
如图5所示是本发明天线所参照的原始超表面结构图，即一个4×4等大小正方形超表面阵列；对该原始阵列进行特征模式分析，可以找到一个水平全向极化模式和一个垂直全向极化模式；如图6所示展示了这两个模式在谐振频率下的模式电流分布图，其中，图6-1是水平全向极化模式的电流分布图，图6-2是垂直全向极化模式的电流分布图；从图中可以看出，对于水平全向极化模式，其最强电流分布在外部的贴片上，其电流方向围绕坐标原点呈环状分布，即沿着切向流动，对于垂直全向极化模式，其最强电流分布在外部的贴片上，其电流方向以坐标原点为中心呈发散分布，即沿着法向流动；根据能量耦合关系，馈电结构应置于电流分布最强的位置；如果要同时激励水平极化模式和垂直极化模式，则馈电结构需要同时放置于外部贴片位置，然而这样的馈电安排将会导致激励水平极化模式和激励垂直极化模式的两个馈电结构位于同样位置，使得馈电结构难以设计，并且会出现互耦，降低隔离度。
因此，为获得理想的辐射特性，本发明通过改进超表面贴片的形状，来改变超表面上的两种模式的电流分布；如图7所示是改进后的超表面结构图，与原始的4×4正方形贴片阵列相比，本发明所提出的超表面通过引入缝隙将内外部贴片分割，从而改变相应模式的电长度，实现对电流分布的改变；由于水平全向极化模式的最强电流沿着切向方向流动，因此在外部正方形贴片B和正方形贴片C上引入切向的缝隙不会改变水平极化模式的电流分布，但是切向分布的缝隙B和缝隙C与垂直全向极化模式的最强电流方向垂直，从而可以改变垂直全向极化模式的分布，在正方形贴片B和正方形贴片C上引入缝隙B和缝隙C后，垂直全向极化模式的最强电流将会从正方形贴片B和正方形C移动到正方形贴片A上；由于切向缝隙B和缝隙C的引入，垂直全向极化的相对电长度也会缩短，为了保障两个模式的频率相同，将正方形贴片A的尺寸增大，使其大于正方形贴片B和正方形贴片C的尺寸；然而，增大正方形贴片A的尺寸也会使得水平全向极化模式的电尺寸相应增大，并且有可能会使得水平全向极化模式的最强电流也分布于正方形贴片A上，因此在正方形贴片A上沿法向方向引入缝隙将正方形贴片A进行分割，由于缝隙A沿法向方向分布，不会影响垂直全向极化模式的电流分布，只会影响水平全向极化模式电流分布，以此保障两个模式工作于相同频率，且激励位置不同。如图8所示展示了改进后的超表面结构的水平全向极化模式和垂直全向极化模式的电流分布；从图中可以看出，图8-1展示的水平全向极化模式的电流分布在正方形贴片B上具有最强电流，通过如图4所示的一分四等幅微带馈电结构以及地板上的矩形耦合缝隙，很容易激励起该模式，图8-2展示的垂直全向极化模式的电流分布在正方形贴片A上具有最强电流，且最强电流以坐标原点为中心，呈发散分布，通过位于天线结构中心的同轴馈电探针很容易激励起该模式，为了增强能量耦合，在探针上方引入了圆形贴片。
如图9所示为本实施例中本发明天线两个端口的S参数；可以看出，在5-7GHz范围内，该发明天线的两个端口的回波损耗都小于-10dB，即S11<-10dB，S22<-10dB，说明两个端口都具有良好的阻抗匹配效果。在5-7GHz范围内，S21<-30dB，说明两个端口具有比较高的隔离度。
如图10所示为实施例中本发明天线工作在5.2GHz、6GHz和6.8GHz下时，两个端口在phi＝0deg的方向图，其中，图10-1为水平全向极化模式的方向图，图10-2为垂直全向极化模式的方向图，可以看出，两种极化模式在工作带宽内都具有稳定的全向辐射效果。
综上，本发明的天线在原始均匀的4×4正方形贴片阵列基础上，利用特征模分析找出了两个全向极化模式(水平全向极化和垂直全向极化)，通过分析两个模式的电流分布特点，选择不同的缝隙结构调控超表面辐射结构的不同贴片单元，进而调控两种模式的电流分布，从而将水平全向极化模式的最强电流分布位置和垂直全向最强电流的分布位置区分开，最终采用两个端口分别激励起了两个全向模式，实现了宽带高隔离度的全向双极化辐射特性。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (4)

1.一种双极化全向超表面天线，包括：从下往上依次层叠设置的微带馈电结构（5）、下层介质基板（4）、金属接地板（3）、上层介质基板（2）与超表面辐射结构（1），以及同轴探针馈电结构（6）；其特征在于，所述天线呈正方形；所述超表面辐射结构以上层介质基板的中心为旋转对称中心呈90°旋转对称，由四块正方形贴片A、八块正方形贴片B、四块正方形贴片C及一块圆形贴片构成；所述圆形贴片位于上层介质基板的中心，所述四块正方形贴片A呈2×2阵列排布于上层介质基板的中心，所述八块正方形贴片B与四块正方形贴片C围绕四块正方形贴片A设置、且正方形贴片C位于上层介质基板的对角线上；所述正方形贴片A的边长为wm1、正方形贴片B的边长为wm2、正方形贴片C的边长为wm3、圆形贴片的半径为r1、且wm1≥wm2≥wm3，相邻正方形贴片A之间的间距为g、正方形贴片B与其相邻的正方形贴片A之间的间距为g、正方形贴片B与其相邻的正方形贴片C之间的间距为g1：g1 = (wm1-wm3)/2+g；每块正方形贴片A的一角开设扇形切角，四个扇形切角围合形成以上层介质基板的中心为圆心、半径为r2的圆，且r1<r2；
所述正方形贴片A均沿对角线开设有缝隙A、且缝隙A位于上层介质基板的对角线上，所述正方形贴片B均沿中线开设有缝隙B、且缝隙B与上层介质基板邻近于该正方形贴片的边相互平行，所述正方形贴片C沿对角线开设有缝隙C、且缝隙C与上层介质基板的对角线相互垂直；
所述金属接地板以上层介质基板的中心为旋转对称中心呈90°旋转对称，且金属接地板上刻蚀有4条矩形耦合缝隙；所述矩形耦合缝隙位于上层介质基板的中线上，且矩形耦合缝隙到中心的距离都为Lm：Lm = (3×g+2×wm1+wm2-Lf)/2、Lf为矩形耦合缝隙的长度；
所述微带馈电结构为一分四功分器，将能量等幅同相耦合至四个矩形耦合缝隙，为超表面辐射结构馈电，激励水平全向辐射模式；
所述同轴探针馈电结构（6）设置于下层介质基板的下表面，且位于天线的中心位置；同轴探针的内芯与超表面辐射结构（1）的圆形贴片相接触、且与金属接地板相隔绝，为顶层的超表面结构馈电，激励垂直全向辐射模式；同轴探针的外芯与金属接地板相连。
2.按权利要求1所述双极化全向超表面天线，其特征在于，所述缝隙A与缝隙C的宽度为s1：s1小于wm3的十分之一；所述缝隙B的宽度为s2：s2小于wm2的十分之一。
3.按权利要求1所述双极化全向超表面天线，其特征在于，所述间距g为wm1的十分之一。
4.按权利要求1所述双极化全向超表面天线，其特征在于，所述矩形耦合缝隙的宽度为wf：wf为wm2的[1/9, 3/9]。
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